DE2520448A1

DE2520448A1 - Verfahren und einrichtung zur synchronisierung der hilfsschwingungen fuer die demodulation von phasengetasteten hochfrequenzschwingungen

Info

Publication number: DE2520448A1
Application number: DE19752520448
Authority: DE
Inventors: Gustav Dipl Ing Dr Guanella
Original assignee: Patelhold Patenverwertungs and Elektro-Holding AG
Current assignee: Patelhold Patenverwertungs and Elektro-Holding AG
Priority date: 1975-04-16
Filing date: 1975-05-07
Publication date: 1976-11-11
Also published as: FR2308245B1; JPS51127662A; US4137505A; FR2308245A1; IT1059108B; NO149680C; NO761262L; GB1546506A; DE2520448C2; NL7603937A; CH584490A5; NO149680B

Description

PATELHOLD Patentverwertungs- & Elektro-Holding AG Glarus (Schueiz)

Verfahren und Einrichtung zur Synchronisierung der Hilfsschwingungen für die Demodulation von phasengetasteten Hochfrequenzschwingungen,

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und Einrichtungen zur Regulierung der Frequenz von mindestens zwei Hilfsschwingungen mit konstantem Phasenunterschied für die Demodulation einer phasengetasteten Hochfrequenzschwingung.

Bei der Nachrichtenübertragung durch Phasenumtastung eines Hochfrequenzträgers ändert sich die Phasenlage dieses Trägers in gleichbleibenden Zeitabständen um ganzzahlige Vielfache eines bestimmten Phasenwinkels entsprechend den zu übertragenden Datensignalen. Zur empfangsseitigen Demodulation der übertragenen Hochfrequenzschwingung oder einer daraus durch Pre-

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ORIGINAL

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quenzumsetzung erhaltenen Schwingung tieferer Frequenz werden Signale gewonnen, die jeweils dem mittleren Produkt aus dieser Schwingung und mindestens einer Hilfsschwingung konstanter Frequenz entsprechen. Bei dieser Synchrondemodulation muss die Frequenz der Hilfsschwingungen durch automatische Regulierung dauernd in Uebereinstimmung mit der bei unverändertem Tastzustand auftretenden Frequenz der zu demodulierenden Schwingung gehalten werden. Die zur Frequenzsteuerung des Hilfsschwingungsgenerators benötigte Regelspannung muss aber auch bei wechselnder Tastung erzeugt werden, und sie soll vom jeweiligen Tastzustand unabhängig sein.

Eine solche Regelspannung kann gewonnen werden durch Frequenzvervielfachung der zu demodulierenden Schwingung und einer Hilfsschwingung und Bildung des mittleren Produktes aus den beiden Schwingungen höherer Frequenz. Statt dessen ist auch eine Frequenzvervielfachung und nachfolgende Frequenzteilung der zu demodulierenden Schwingung zur Gewinnung eines Trägers mit unterdrückter Phasenumtastung möglich, dessen Phase dann zur Erzeugung einer Regelspannung mit der Phase einer Hilfsschwingung verglichen wird. Ein erheblicher Nachteil solcher Methoden besteht im zusätzlichen Aufwand dieser Vervielfachung und der dabei erforderlichen Filterung. Bei schneller Umtastung können sich auch die Einschwingzeiten der verwendeten Filter erschwerend auswirken»

Der Erfindung liegt die Ausgabe zugrunde, diese Nachteile be-

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kannter Verfahren zu vermeiden. Dies wird dadurch erreicht, dass eine die Frequenz der Hilfsschwingungen steuernde Regelgrösse durch Produktbildung aus den Signalen gewonnen wird, die durch Ueberlagerung der zu demodulierenden Hochfrequenzschwingung mit den Hilfsschwingungen entstehen.

Das erfindungsgemässe Verfahren und entsprechende Einrichtungen werden nun anhand der Figuren 1-21 erläutert.

Das zu demodulierende Signal w mit der Amplitude W und der Kreisfrequenz tü_Q entspricht dem Ausdruck

>₀

w = W sin (o>₀t + 2¹ZT-^-) (1)

Dabei ist durch η die Zahl der möglichen Tastzustände und durch k die Nummer des jeweiligen Tastzustandes bezeichnet. Bei den Ausführungen nach Fig. 1-12 wird zunächst eine Umtastung zwischen n=4 verschiedenen Phasenlagen ψ = 0, Tf/2, ΊΤ"> ^Tf/2 angenommen. Dabei ist also

w = W sin (4J>_ot + y ) = W sin (a)_öT + k 3~-) (2) (k = 0,1,2,3)

Bei der Einrichtung nach Fig. 1 erfolgt eine Demodulation der phasengetasteten Hochfrequenzschwingung w durch Bildung der Modulationsprodukte aus dieser Schwingung und den Hilfsschwin-

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gungen h , h„ in den produktbildenden Schaltungen M und M . Diese Hilfsschwingungen haben bei konstanter Amplitude H eine möglichst klein zu haltende Phasenabweichung JL gegenüber je einer bestimmten Tastphase der Hochfrequenzschwingung, und sie sind zueinander um lVl2 phasenversetzt:

= H sin ((J_ot -<£.) = H cos (it>_ot -Ji)

(3) (M

Die Modulationsprodukte a und b werden durch eine in M, bzw. Mp vorgesehene Tiefpassfilterung von Komponenten höherer Frequenz a, bzw. b, befreit; d.h. es ist

a =
b =

= cos (k = sin (k

Die jeweiligen Tastzustände und damit die zu übertragenden Datensignale sind aus a und b ohne weiteres zu erkennen: Bei Vernachlässigung der kleinen Abweichung JZ gilt

Tab. I

k	a	b
0	1	0
1	0	1
2	-1	0
3	0	-1

Die Hilfsschwingungen h-, n„ werden im Generator G erzeugt. Eine

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- sr- P ^rj39

zusätzliche Phasendrehung von h um "7^/2 erfolgt im Phasendrehkreis P. Der verlangte Synchronismus mit bestimmten Tastzuständen der Hochfrequenzschwingung wird durch Frequenzsteuerung des Generators mit einer Regels,pannung r gewährleistet. In einer bekannten Ausführung der Kontrollschaltung KS zur Gewinnung dieser Regelspannung werden durch Vervierfachung der Frequenz von h„ und w in V-. bzw. V„ zunächst die Schwingungen

(4) (H)
h₂ bzw. w erzeugt, aus denen dann durch Produktbildung in M und Tiefpassfilterung in B das Produktsignal r bzw. die Regelgrösse r entsteht:

r = - w⁽⁴⁾ h_o ⁽⁴⁾ = - sin tHuj t + 2k ¹TT ) · cos (4t> t - 4jC ) (7)

OZO O

Zur Vermeidung der Nachteile der in Fig. 1 angedeuteten Kontrollschaltung KS soll nun nach der Erfindung eine Kontrollschaltung KS zur Anwendung kommen, welche nicht mehr die Hochfrequenzschwinungen h„ und w, sondern die daraus durch Demodulation gewonnenen Signale a und b auswertet, wie dies in Fig. 2 angedeutet ist. Die Auswertung erfolgt dabei durch Produktbildung, wie dies z.B. anhand von Fig. 6, 7, 8, 11, 13 noch gezeigt wird.

Man kann die Signale a, b als Komponenten eines Vektors V, auffassen, der in Fig. 3 für die 4 Tastzustände gezeigt wird unter Berücksichtigung der kleinen Phasenfehler «£ , welche sich nach

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(5) und (6) auf die Komponenten auswirken. Zur Gewährleistung einer eindeutigen Unterscheidung dieser Vektoren sollten die Phasenfehler jedenfalls nie den Bereich - ~— *C d <C ■ überschreiten, und die automatische Regulierung sollte stets be-. wirken, dass ein Vektor im schraffierten Bereich eine Rechtsdrehung und im nichtschraffierten Bereich eine Linksdrehung erfährt. Dies ist in Fig. 4 durch Pfeile angedeutet und kommt durch positive bzw. negative Frequenz-Regelspannungen r bzw. r_ zustande. Die zu gewinnende Regelspannung soll nur vom jeweiligen Phasenfehler JL , aber nicht, vom Tastzustand k abhängen; sie soll also bei den 4· möglichen Stellungen des Vektors V, gleich gross ausfallen. Nach einer besonderen Ausführungsform der Erfindung wird aus dem Vektor V, nach den Regeln der Vektor-Potenzierung ein neuer Vektor V gewonnen. Der Exponent η entspricht wieder der Zahl möglicher Tastzustände. Beim behandelten Beispiel ist er also n=4. Unter Annahme, dass die Amplitude des

ursprünglichen Tastvektors V bereits 1 sei, gilt:

ic

V" = Vj* = ei*Pk = e^{jt27rk +} "^ = e^ (10)

k k

Der Exponent U₀C ist nun frei von k; d.h. der resultierende _R

I Vektor ist nun vom Tastzustand unabhängig, und die 4 möglichen -^ Tastvektoren V_n, .. V. ergeben nach Potenzierung den gleichen , ". Vektor V , wie dies aus Fig. 5- ersichtlich ist, in der auch die

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Komponenten a , b der Tastvektoren V dargestellt sind. Die ic Jc JC

Potenzierung ergibt:

„4 j4JL , .. ,4 4 + 4Ja₁ ³ b. - 6a,²b.²-V = e^J =(a,+3b ) = a, ^J k k k k

_kb£ + bjj = c + jd (11)

d = sin 4*C = 4a^b_k - ^a^ (12)

Aus d = sin 4cC ergibt sich also ohne weiteres eine zur Korrektur des Phasenfehlers cC geeignete Regelgrösse r zur Frequenzsteuerung :

„ d sin 4 oC *3 3, , ,,2

r = - —τ— = = a. b. - a, b, = a. b, (b. -

4 4 kkkkkkk

a_k)^-X . (13)

Die Regelgrösse ist somit kleinen Fehlern oC des Phasenwinkels proportional. Bei beliebig wachsender Phasenabweichung ist der Verlauf aus Fig. 9 zu entnehmen, aus der ersichtlich ist, dass in der Sollage des Tastvektors bei k=0; 1; 2;3 bzw. bei β - 0; 7^/4; ΊΤΊ2\ 37?"74 die Regelgrösse jeweils verschwindet, während sie bei kleinen Abweichungen gegenüber der Sollage eine die Abweichung korrigierende Frequenzänderung bewirkt.

Eine Schaltung zur Durchführung dieser Frequenzkontrolle ist in Fig. 6 gezeigt. Die Kontrollschaltung KS enthält die quadrierenden Schaltkreise Q-, Q₂» welche aus a bzw. b z.B. durch

2 2 nichtlineare Uebertragung die Werte a bzw. b bilden, deren Differenz der Produktschaltung M„ zugeleitet wird. In M„ wird

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2 2

das Produkt r=ab(b -a) gebildet, welches der Beziehung

(13) entspricht und als Regelgrösse dem Generator G zugeführt, wird. Eine mögliche Ergänzung der Schaltung durch die zusätzlichen Elemente A wird weiter unten behandelt, während die übrigen Teile der Schaltung und deren Funktion bereits anhand von Fig. 1 und 2 erläutert wurden.

Die Beziehung (130 lässt sich ersetzen durch

4 k k k k k k

Eine Kontrollschaltung KS kann deshalb gemäss Fig. 7 auch einen Schaltkreis K enthalten, der das Produkt aus a, b, (b+a) (b-a) bildet. Durch zusätzliche Beruhigung des Produktes r kann die so gewonnene Regelgrösse r von allfälligen durch kurze Störungen verursachten Abweichungen weitgehend befreit werden.

Bei Amplitudenbegrenzung der in (13) oder (14) auftretenden Faktoren wechselt die Produktgrösse r nur noch zwischen den Werten +1 und -1:

λ λ 2 2 " " +

r = a, b, (b, - a,) =-(sin4eC) = - 1 - (15)

ft ft ft ft

r = a b, (b, + a ) (b, - a ) = - (sin 4 «£,)= + 1 (16)

Jc Jc Jc Jc Jc Jc

Die Begrenzung ist dabei durch das Zeichen * angedeutet. Das Vorzeichen der Regelgrösse ist also immer entgegengesetzt zum

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Vorzeichen kleiner Phasenfehler; d.h. die Regulierung wirkt wieder im Sinne einer Verkleinerung dieser Fehler. Bei beliebigen Phasenunterschieden/3 ergibt sich ein Verlauf der Regelgrösse nach Fig. 10, und durch die Regulierung werden also je nach Tastzustand die Phasenwinkel/?= 0; 77"7 2 ; 7Γ; 37772 angestrebt.

Eine entsprechende Modifikation der Kontrollschaltung KS nach' Fig. 6 kommt zustande durch die Begrenzer A, welche je nach

2 2 Vorzeichen der Eingangsgrösse a bzw. b bzw. (b -a ) eine Ausgangsgrösse +1 oder -1 ergeben. Die Produktschaltung M kann dabei durch eine entsprechend vereinfachte Schaltung ersetzt werden, deren Ausgangsgrösse gemäss dem Vorzeichenprodukt der Eingangsgrössen ebenfalls +1 oder -1 beträgt. Die Kontrollschaltung KS kann somit mit sehr einfachen und aus der Technik der logischen Schaltungen verfügbaren Elementen realisiert werden.

Die entsprechende Modifikation der Kontrollschaltung KS nach Fig. 7 führt zur Schaltung nach Fig. 8, welche wieder Begrenzer A enthält, deren Ausgangsgrössen bei konstanter Amplitude gleiches Vorzeichen wie die Eingangsgrössen aufweisen. Die Produktschaltung M (Fig. 7) ist dabei durch den Schaltkreis N ersetzt, dessen Ausgangsgrösse r entsprechend dem Vorzeichenprodukt der Eingangsgrössen den Wert +1 oder -1 annimmt. Aufgabe und Wirkung eines allfälligen Hilfssignals s wird weiter unten erläutert.

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In Fig. 9 ist die mit Kontrollschaltungen ohne Begrenzung nach Fig. 6 oder 7 gewonnene Regelgrösse ersichtlich, während bei Anwendung der Begrenzung nach Fig. 6 (mit Schaltkreisen A) oder Fig. 8 Regelgrössen nach Fig. 10 entstehen. Die Regelgrösse verschwindet bei den Nulldurchgängen, und durch die Regelung werden anfängliche Phasenfehler im positiven bzw. im negativen Sinne korrigiert bis zur Erreichung der Phasenlage ß- D; ITl¹I', Tr % 3ΪΓ/2 bzw. oC = 0. Dieser Zustand ist jeweils erreicht bei b = 0 oder a = 0. Weitere Nulldurchgänge treten allerdings auch auf bei b = - a. Dabei handelt es sich aber um labile Zustände, weil eine kleine Abweichung jeweils durch die Regelung vergrössert wird bis zur Erreichung eines der erwähnten stabilen Nulldurchgänge, wie dies in Fig. 4 aus den Drehpfeilen ersichtlich ist.

Der zu demodulierendä Hochfrequenzträger kann allerdings auch in der Weise phasengetastet sein, dass für die 4 Tastzustände nach erfolgter Regelung die Tastsignale nach Tabelle II auftreten sollten:'

Tab ο II

k	a	b
0	1	1
1	-1	1
2	-1	-1
3	1	1 JL

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In diesem Falle sind also die Tastvektoren nach Erreichung des Synchronlaufes gegenüber Fig. 3 und Fig. M- bei verschwindendem <£ um TfI^t gedreht. Die in Fig. 9 und 10 bisher als unstabil bezeichneten Nulldurchgänge müssen also nun dem stabilen Zustand entsprechen, während die Nulldurchgänge bei a = 0 und b- = 0 unstabil werden. Dieses Verhalten lässt sich einfach erreichen durch Umpolung der Regelgrösse r, weil dann die in Fig. 4 gezeigten Drehpfeile ihre Richtung wechseln.

Die anhand von (9) bis (13) erläuterte Methode der Vektor-Potenzierung lässt sich natürlich auch bei grösserer Zahl der möglichen Tastzustände und entsprechend grösserem η durchführen. Unter Annahme von η s 6 Taststufen ergeben sich folgende Tastvektoren

V_k = e^k = e^{j (}~3~ ^{k +cO} (17)

und der potenzierte Vektor wird

V⁶ = e^j6uC= Ca₊Jb)⁶ = a⁶ ₊ j6a⁵b-15aV-j.20a³b³ ₊ 15a²b⁴+j6ab⁵-b⁶ (18)

Aus dem imaginären Anteil ergibt sich:

d = sin 6X= 6a b-20a b +6ab = 2

- a) (b +VTa) (VTb + a)

Dieses Produkt hat Nullstellen, wenn einer der mit 1, 2, ... 6 bezeichneten Faktoren NuI] wird. Dabei handelt es sich um folgende

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stabile Nullstellen

Tab. III

1:	b = O	/3 = O; TT
3:	b =V3 a	/3='/T/3; 4TT/3
5:	b =-Vi" a	/S = 2^T/3; 5TT/3

Dazwischen liegen die labilen Nullstellen:

Tab. IV

2:	a = 0	/3= ^/2 ; 3'// /2
4:	a s-YJP b	/3 = T/6 ; 7-7Γ/6
6:	a =V3"b	P= 57Γ/6 ; llTT/6

Durch Umpolung der aus d gewonnenen Regelgrösse werden die Nullstellen 2,4,6 stabil, während sich nun 1, 3, 5 labil verhalten. Man erreicht also damit eine wirksame Synchronisierung in Fällen der Phasentastung eines um 77"/6 gedrehten Hochfrequenzträgers.

Zur Durchführung dieser Synchronisierung sind somit zunächst Hilfsschaltungen nötig, welche in einfacher Weise die Faktoren (b - V~3 a) und (a - ^3 b) durch Summen- und Differenzbildung erzeugen. Die aus (19) ersichtlichen Faktoren sind darauf mittels einer produktbildenden Schaltung analog M₃ bzw. M in Fig. 3 bzw. Fig. 4 zur Gewinnung der Regelgrösse zu multiplizieren. Natürlich kann auch hier analog zu Fig.8 eine Begrenzung der ein-

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zelnen Faktoren vorgesehen werden, wodurch sich die Produktbildung erleichtert.

Nach der gleichen Methode der Vektor-Potenzierung ergibt sich bei n=8, d.h. bei 8 möglichen Tastzuständen, das Produkt

d = 8ab (a⁶-7a^l+b² + 7a²b⁴-b⁶) = 8ab (b+a) Cb-a)(b+0 ,414a)

(b-0,414a)(b+2,414a).(b-2,414a) (20)

wobei die aus d gewonnene Regelgrösse r = - d/8 bei den Phasenwinkeln /3= 0,7T/4,T/2, 3^/4,7T , 57Γ/4, 3 7Γ/2, 77Γ/4 stabile Nullstellen hat.

Die in (14) und in den Schaltungen Fig. 7 und 8 auftretenden Faktoren (b+a) sowie (b-a) ergeben Nullstellen der Regelspannung bei (b = ± a). In der vektorieIlen Darstellung Fig. 4 sind die zugehörigen Vektoren gegenüber der Normallage Cb=O bzw. a=0) um ±7T/4 phasengedreht.

Entsprechende Vektoren entstehen also auch durch zusätzliche Modulation der Hochfrequenzschwingung w mit weiteren Hilfsschwingungen, die gegenüber h, und h~ eine zusätzlich; Phasendrehung νοηΤΓ74 aufweisen. Diese Methode ist bei der Synchronisierschaltung nach Fig. 11 angewendet. Aus der Hilfsschwxngung h des Generators G werden im Phasendrehkreis P_u die HiIfsschwingungen η..-ι s .., h_iu erzeugt, die den produktbildenden Modulatoren

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, ..,M zugeleitet werden. Diese Hilfsschwingungen, deren

Phasenwinkel um je TTm verschieden sind, sind im Vektordiagramm Fig. 12 durch die Zeiger H,, ..,H dargestellt. Durch Begrenzung der Demodulationssignale a.. ·, , ··> a... mit den Begrenzern

sV Λ

A entstehen die Signale a , , .., a,. , die bei konstanter Amplitude das Vorzeichen mit a _Ί, .., a wechseln. Durch Bildung des Vorzeichenproduktes in N entsteht daraus das Signal r , welches zum Ausgleich kurzer Störungen im Tiefpassfilter B beruhigt wird. Das resultierende Regelsignal r, welches die Frequenz des Generators G steuert, ist negativ bei der in Fig. 12 gezeichneten Stellung des Zeigers W, der die zu demodulierende Hochfrequenzschwingung zeigt; denn die Produkte a , a , a.. aus w mit h,_?, h->₃, h-, u sind negativ, während das Produkt aus w mit h.., positiv ausfällt. Dies bestätigt sich aus Fig. 12, wonach (W-H-), (W»H-), (W«H^) negativ sind, während (W«H,) positiv ist. Bei anderen Phasenlagen der Hochfrequenzschwingung w ergeben sich z.T. auch positive Regelgrössen, und man erhält schliesslich je nach Lage des Vektors W in Fig."12 die positiven oder negativen Regelgrössen r bzw. r_, welche jeweils die Ueberlagerungs-Hilfsschwingungen im Sinne einer Verminderung anfänglicher Phasenfehler steuern. Die Wirkung der Schaltung entspricht also wieder Fig. 10, während bei Verzicht auf Amplitudenbegrenzung in A und Anwendung einer Analogmultiplikation bei N^ ein Verlauf der Regelspannung nach Fig. 9 zu erzielen wäre.

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Auch diese Methode lässt sich bei anderer Zahl der Tastzustände durchführen. In Fig. 13 ist eine Schaltung gezeigt, der eine Abstufung der Hochfrequenzphase in 3 Taststufen zugrunde liegt. Funktion und Bezeichnungen der Schaltung entsprechen der erläuterten Fig. 11; die 3 Hilfsschwingungen h , h „, h ~ sind jedoch gegenseitig um 2'7T*/ 3 phasenverschoben. Gemäss dem Zeigerdiagramm Fig. 14 ist die Vektorebene in je 3 Winkelbereiche von TT/3 aufgeteilt, die positives bzw. negatives Vorzeichen der Regelgrösse r ergeben.

Eine Anwendung der Methode ist auch möglich bei Modulation der Hochfrequenzschwingung mit nur zwei Tastzuständen (n=2), die sich durch eine Phasendifferenz von^" unterscheiden. In diesem Falle genügt eine Einrichtung nach Fig. 11 unter Weglassung der Produltschaltungen M und M₁₁₁. Die Aus gangs signale a und a

χ/ XH Il Xo

von M und M „ entsprechen dabei den Signalen a nach (5) und

.L-L Xo*

-b nach (6), und ihr Analogprodukt ergibt wegen n=2 eine Regelgrösse

v, - = =, - sin (.2Ji) , .

^r - ^all ^a13 2 ⁽²¹⁾

Bei Begrenzung von a.^, und a. „ in A und Bildung des Vorzeichen-Produktes aus .den begrenzten Sxgnalen a. _ und a. in N entsteht dagegen eine Regelgrösse r =11, deren Vorzeichen mit dem Vorzeichen von r übereinstimmt.

Die bei der Phasenumtastur..< auftretende Aenderung der Phasen-

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- >§β - -P 539

lage zwischen den auszuwertenden Tastzuständen wird in vielen Fällen auf vernachlässigbar kurze Zeitabschnitte beschränkt sein. Dies ist jedoch keineswegs immer der Fall. Im Hinblick auf eine möglichst geringe Bandbreite der übertragenen Signale ist die Phase namentlich bei schneller Tastung abschnittweise stetig veränderlich, so dass die den einzelnen Tastzustand kennzeichnende Phasenlage jeweils nur in periodisch wiederkehrenden kurzen Zeitabschnitten vorliegt. Auch in solchen Fällen ergeben die vorbeschriebenen Einrichtungen, wie entsprechende Untersuchungen gezeigt haben, brauchbare Regelsignale; sowohl bei der Analoglösung (mit Bildung des Analogproduktes) wie auch bei der Digitallösung (mit Bildung des Vorzeichenproduktes ) entstehen auch in solchen Fällen Regelgrössen, die - abgesehen von einer um einen konstanten Faktor

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- Λ"*- 2b2U448

verminderten Amplitude - weitgehend gleichen Verlauf haben wie in den Fällen einer vernachlässigbar kleinen Dauer der Phasenlagen »~ Aenderung zwischen den auszuwertenden Tastzuständen ("harte"Tastung). Ist aber die Taktfrequenz bekannt, dann kann man in Fällen einer stetigen, nicht sprunghaften Phasenänderung ("weiche" Tastung) mit Vorteil auch eine periodische Unterbrechung vorsehen, so dass die Auswertung nur während der geltenden Taktphase wirksam ist. Man kann dann das empfangene Hochfrequenzsignal im Rhythmus der Phasenumtastung durch das Taktsignal unterbrechen, so dass es nur in den verhältnissmässig kurzen Zeitabschnitten der auszuwertenden Phasenlage mit den Hilfsschwingungen zur Ueberlagerung kommt. Hierzu ist .beispielsweise der in Fig. gestrichelt gezeichnete Unterbrecher U, geeignet, der durch die periodisch auftretenden kurzen Impulse des Taktsignals e geschlossen wird. Ein entsprechend gesteuerter Unterbrecher U₉ kann nach Fig. 13 z.B. auch dem Beruhigungskreis B vorgeschaltet werden, damit jeweils nur die der auszuwertenden Phasenlage entsprechenden Momentanwerte der Regelgrösse r übertragen werden. Schliesslich kann eine zeitweilige Unterbrechung der Auswertung zur genaueren Erfassung der Tastzustände auch durch zusätzliche Steuerung bei den Schaltelementen zur Amplitudenbegrenzung oder zur Produktbildung oder aber bei allfällig notwendigen Zwischenverstärkern vorgesehen werden.

Die Bildung des Vorzeichenproduktes zur Gewinnung der Regel-

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ν 4%

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grösse nach Fig. 8, 11, 13 hat gegenüber einer Gewinnung des Analogproduktes nach Fig. 6, 7 den Vorteil eines geringeren Aufwandes bei Vermeidung von Fehlermöglichkeiten bei schlecht ausgesuchten oder schlecht abgeglichenen Schaltelementen (Produktschaltungen M„, M^, Quadrierungsschaltungen Q₁, Q₂)* Andererseits ist der aus Fig. 10 ersichtliche phasenabhängige Verlauf der Regelgrösse vom Standpunkt einer schnellen und doch stabilen Regelung ungünstiger als der Verlauf nach Fig. 9, wo die Regelgrösse bei kleinen Phasenfehlern proportional zu diesen Fehlern ist. Es ist jedoch möglich, durch zusätzliche Massnahmen auch nach der Umpolmethode einen günstigeren Verlauf der Regelspannung zu erzielen, so dass sich die regelungtechnischen Nachteile vermeiden lassen. Man könnte durch zusätzliche Frequenzwobbelung des Generators G Hilfsschwingungen h erzeugen, die wechselnde kleine Verschiebungen der Regelspannungsdurchgänge nach Fig. 10 ergeben, so dass die beruhigte Regelspannung schliesslich bei kleinen Phasenfehlern oG proportional zu diesen Fehlern verläuft. Solche Einrichtungen sind aber zur gleichzeitigen Demodulation der phasengetasteten Signale etwas weniger geeignet, weil der Bereich zulässiger Phasenfehler der Empfangssignale sich entsprechend der zusätzlichen Phasenvariation der Hilfssignale vermindert.

Eine wirksame Korrektur der Regelgrösse ist dagegen unter Vermeidung des erwähnten Nachteils in einfacher Weise möglich durch

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Anwendung von Zusatzsignalen s, welche den Demodulationssignalen a und b vor ihrer Begrenzung zugefügt werden. Bei der Schaltung nach Fig. 8 wird ein in bestimmten Grenzen dauernd veränderliches Signal s so zugeführt, dass die Nulldurchgänge von (a+s) und (b+s) sich gegenüber der ursprünglichen Lage dauernd um kleine Beträge verschieben. Während die Regelgrösse ohne Anwendung dieser Zusatzsignale den Verlauf nach Fig. 18 aufweist, wird nun je nach Momentanwert des Zusatzsignals beispielsweise der in Fig. 19 gestrichelt gezeichnete Verlauf der nicht beruhigten Ausgangsgrösse r von N resultieren. Bei dauernd veränderlichem Zusatzsignal wird die beruhigte Regelgrösse r dagegen als Mittelwert aus verschiedenen Rechtecksignalen beispielsweise den in Fig. 19 ausgezogenen Verlauf annehmen, der kleinen Phasenfehlern proportional ist.

Die Zuführung eines Zusatzsignals zur Erzielung einer gekrümmten Regelcharakteristik bei begrenzten Produktsignalen ist auch bei den übrigen Schaltungsbeispielen möglich. So können bei der

Schaltung nach Fig. JSl die begrenzten Signale a,, und a.. oder

Λ is

auch die Signale a^- und a,^ durch die Addition von Zusatzsignalen ergänzt werden. Beim erwähnten Betrieb mit nur zwei Tastzuständen unter Weglassung der produktbildenden Schaltungen M₁₀

und M₁₁₁ (Fig.^2) genügt dagegen Addition des Zusatzsignals zum

begrenzten Signal a .

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-M-- ^P539

Das zusatzsignal s kann beispielsweise in Abhängigkeit von der ■Zeit t den in Fig. 15a gezeigten Verlauf haben (d.h. den einer periodischen und symmetrischen Kippspannung), so dass der Nulldurchgang von r jeweils dem entsprechenden Betrag &JZ.(s) folgt. Bei diesem Verlauf sind alle Momentanwerte von s gleich wahrscheinlich, so dass auch die zusätzlichen Winkelverschiebungen innerhalb der Grenzen - AcC , entsprechend Fig. 15b mit gleicher Wahrscheinlichkeit ρ (ΔΧ) auftreten. Die Regelgrösse, -die dem Integralwert der Wahrscheinlichkeiten folgt, hat somit einen Verlauf nach Fig. 15c. Einen noch günstigeren Verlauf erzielt

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^Ρ 539

nan bei Anwendung von Zusatzsignalen nach Fig. IBa, welche eine Wahrscheinlichkeitsverteilung der Nulldurchgangsverschiebungen z.B. entsprechend der Glockenkurve Fig. 16b ergeben, so dass

durch Integration schliesslich eine Abhängigkeit der beruhigten Regelspannung vom Phasenfehler nach Fig. 16c resultiert. Man kann aber auch Zusatzsignale mit Geräuschcharakter nach Fig. 17a benutzen, deren Einzelwerte sich z.B. nach der Wahrscheinlichkeitsverteilung Fig. 17b unter Bevorzugung kleiner Werte verhalten. Auch hier wird sich schliesslich eine Regelspannung mit S- förmigem Verlauf z.B. nach Fig. 17c ergeben. Bei den labilen NuIl-

TT 3 TP

durchgängen ( /3 = · ■·, —r—, ...) ist eine Krümmung der Charakteristik im allgemeinen nicht erwünscht, weil dort bereits kleine Phasenabweichungen möglichst grosse Regelspannungen ergeben sollten damit in kürzester Zeit der nächstliegende stabile Nulldurchgang erreicht wird. Zur Erzielung einer Krümmung der Charakteristik bei den Phasen TT/¹+, 3ΤΤ/^ genügt eine Addition von Zusatzsignalen zum Summensignal (b+a) und zum Differenzsignal (b-a) in der Schaltung Fig. 8. Diese Massnahme empfiehlt sich insbesondere bei Vertauschung der stabilen und der labilen Nulldurchgänge durch Umpolung der Regelspannung, wie dies anhand der Tabellen III und IV erläutert wurde.

Der in Fig. 16a gezeigte Verlauf des Zusatzsignals mit Bevorzugung der kleinen Amplituden wird bei Erzeugung dieses Signals mit einer Schaltung nach Fig. 20 erzielt. Durch Frequenzteilung eines dem

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2 5 2 O A Λ 8

Generator G entnommenen Hilfssignals h im Teller T entsteht zunächst das Rechtecksignal s,. Durch Differenzierung in D entsteht daraus das aus Kurzimpulsen bestehende Signal s,_?. Eine Schaltung F zur Formung des Zusatzsignals s enthält einen Kondensator, der durch die Impulse über die angedeuteten Gleichrichter jeweils positiv oder negativ aufgeladen wird, worauf eine Entladung über den Parallelwiderstand erfolgt.

Das in Fig. 7, 8, 11, 13 gezeigte Tiefpassfilter B zur Beruhigung der Regelspannung r dient zum Ausgleich der Wirkung kurzer Störungen und zur Vermeidung der durch zu kleine Zeitkonstanten bedingten Stabxlitätsprobleme. Ein solches Filter kann z.'B. nach Fig. 21 aus einer Parallelkapazität C₁ in Verbindung mit einem Seriewiderstand R₁ aufgebaut sein.

Bei vorübergehender Unterbrechung der Uebertragung sollte die jeweils bestehende Regelspannung erhalten bleiben, um eine Neu-Synchronisierung nach der Unterbrechung zu vermeiden. Mit dem Gleichrichter D wird deshalb aus der Hochfrequenzschwingung w eine Steuergrösse zur Betätigung des Schalters S.. gewonnen, durch den bei Ausfall dieser Schwingung die Zuleitung zum Kondensator C, unterbrochen wird, so dass der Ladezustand desselben erhalten bleibt. Bei Beginn der Synchronisierung empfiehlt sich eine Beruhigung der Regelspanhung mit kleiner Zeitkonstante zur Einleitung des Synchronlaufes in Fällen anfänglich grosser

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Frequenzabweichungen. Durch Ueberbrückung des Seriewiderstandes R_ mit dem Schalter S_y ist eine solche Verkleinerung der Zeitkonstante möglich. Zur Gewinnung einer Steuerspannung zur Betätigung des Schalters wird die noch ungefilterte Regelgrösse r durch den Kondensator C„ von der Gleichstromkomponente befreit, während die bei Beginn der Regelung noch vorhandenen Wechsel-Komponenten in D gleichgerichtet werden. Nach Behebung des anfänglichen Frequenzunterschiedes zwischen den Hilfsschwingungen h des Generators G und der Empfangsschwingung w verschwinden starke Schwankungen von r , so dass auch die Steuerspannung des Schalters S_ verschwindet. Die dann eintretende Oeffnung des Schalters bewirkt eine Vergrösserung des Seriewiderstandes um den Widerstandswert von R_ und damit eine entsprechende Vergrösserung der Filterzeitkonstante.

Die gezeigten Figuren sind natürlich nur als Ausführungsbeispiele zur Realisierung der Synchronisierung beim Empfang phasengetasteter Signale nach der Erfindung aufzufassen. Selbstverständlich lassen sich unter Anwendung bekannter Mittel und bei Beachtung der heutigen technischen Kenntnisse mancherlei andere Realisierungen an^—geben, bei denen die erfindungsgemässen Massnahmen ebenfalls zur Anwendung kommen.

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Claims

Patentansprüche

P Verfahren zur Regulierung der Frequenz von mindestens 2 Hilfsschwingungen mit konstantem Phasenunterschied für die Demodulation einer phasengetasteten Hochfrequenzschwingung, dadurch gekennzeichnet, dass aus den durch Ueberlagerung der phasengetasteten Hochfrequenzschwingung mit den Hilfsschwingungen gewonnenen Signalen durch Produktbildung eine die Frequenz der Hilfsschwingungen steuernde Regelgrösse gewonnen wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass aus zwei durch Ueberlagerung der phasengetasteten Hochfrequenzschwingung mit zwei zueinander orthogonalen Hilfsschwingungen gewonnenen Signalen a und b mindestens eines der Summensignale (b + g.. a), (b + g« a), ... und mindestens eines' der Differenzsignale (b - g, a), (b - g„ a), ... gewonnen (g, , g_, ..sind Konstanten) und zur Bildung der Regelgrösse das Produkt aus a, b und den Summen- und Differenzsignalen erzeugt wird.

3. Verfahren nach Ansprüchen 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, dass zwei durch Ueberlagerung der phasengetasteten Hoch-

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frequenzschwingung mit zwei zueinander orthogonalen Hilfsschwingungen gewonnene Signale a und b nach gleichen Regeln miteinander verknüpft werden wie die Komponenten eines zu potenzierenden Vektors, wobei die der einen Komponente des potenzierten Vektors entsprechende Grosse als Regelgrösse zur Frequenzsteuerung dient.

^. Verfahren nach Ansprüchen 1 und 3, dadurch gekennzeichnet, dass aus den durch Ueberlagerung der phasengetasteten Hochfrequenzschwingung mit zwei zueinander orthogonalen Hilfsschwingungen gewonnenen Signalen a und b durch Quadrierung

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die weiteren Signale a und b gewonnen werden und zur Ge-

2 2 winnung der Regelgrösse das Produkt aus a, b und (b - a ) erzeugt wird.

5. Verfahren nach Ansprüchen 1 und 3, dadurch gekennzeichnet, dass aus den durch Ueberlagerung der phasengetasteten Hochfrequenzschwingung mit zwei zueinander orthogonalen Hilfsschwingungen gewonnenen Signalen a und b die Summensignale (b+a) und die Differenzsignale (b-a) gewonnen werden und zur Bildung der Regelgrösse das Produkt aus a, b (b+a) und (b-a) erzeugt wird.

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6. Verfahren nach Ansprüchen 1 und 3_S dadurch gekennzeichnet, dass aus den durch Ueberlagerung der phasengetasteten Hochfrequenzschwingung mit zwei zueinander orthogonalen Hilfsschwingungen erzeugten Signalen a und b die Summensignale
(b + /3 a.), ( V¹ 3 b + a) sowie die Differenzsignale (b - \ 3 a), (\/ 3 b - a) gewonnen werden und zur Bildung der Regelgrösse das Produkt aus den Signalen a, b und diesen Summen- und Differenzsignalen erzeugt wird.

7. Verfahren nach Ansprüchen 1 und 3, dadurch gekennzeichnet, dass aus den durch Ueberlagerung der phasengetasteten Hochfrequenzschwingung mit zwei zueinander orthogonalen Hilfsschwingungen gewonnenen Signalen a und b die Summensignale (b+a), £b+(\/~2 + 1) aj [b+( V2 - 1) aj sowie die Differenzsignale (b-a), Qb-(^/ 2 + 1) bT\ , /j)-( tf~2 - 1) a/ gewonnen werden und zur Bildung der Regelgrösse das Produkt
aus den Signalen a, b und diesen Summen- und Differenzsignalen erzeugt wird.

8. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass
. durch Ueberlagerung der phasengetasteten Hochfrequenzschwingung mit mindestens 3 Hilfsschwingungen ungleicher
Phasenlage mindestens 3 Signale gewonnen werden, aus denen zur Bildung der Regelgro'sse das Produkt erzeugt wird.

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9. Verfahren nach Ansprüchen 1 und 8,'dadurch gekennzeichnet, dass durch Ueberlagerung der phasengetasteten Hochfrequenzschwingung mit 3 Hilfsschwingungen, deren Phasenunterrschied

T/3 oder ganzzahlige Vielfache davon beträgt, 3 Signale gewonnen werden, aus denen zur Bildung der Regelgrösse das Produkt erzeugt wird.

10. Verfahren nach Ansprüchen 1 und 8, dadurch gekennzeichnet, dass durch Ueberlagerung der phasengetasteten HF-Schwingung mit 4 Hilfsschwingungen, deren Phasenunterschied T Λ oder ganzzahlige Vielfache davon beträgt, 4 Signale gewonnen werden, aus denen zur Bildung der Regelgrösse das Produkt erzeugt wird.

11. Verfahren nach Ansprüchen 1 und 8, dadurch gekennzeichnet. dass durch Ueberlagerung der phasengetasteten HF-Schwingung mit 6 Hilfsschwingungen, deren Phasenunterschied Ίί /β oder ganzzahlige Vielfache davon beträgt, 6 Signale gewonnen werden, aus denen zur Bildung der Regelgrösse das Produkt erzeugt wird.

12. Verfahren nach Ansprüchen 1 und 8, dadurch gekennzeichnet, dass durch Ueberlagerung der phasengetasteten HF-Schwingung mit 8 Hilfsschwingungen, deren Phasenunterschied T'/ü oder

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ganzzahlige Vielfache davon beträgt, 8 Signale gewonnen werden, aus denen zur Bildung der Regelgrösse das Produkt erzeugt wird.

13. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass bei der Produktbildung eine Grosse gewonnen wird, deren Vorzeichen bei konstanter Amplitude dem Vorzeichenprodukt der zugeführten Signale entspricht.

14. Verfahren nach Ansprüchen 1, 3, 13 und 4 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass die durch Ueberlagerung aus den phasengetasteten Hochfrequenzschwingungen gewonnenen Signale a und b und die daraus gebildeten Summen- und Differenzsignale vor der Produktbildung in der Amplitude begrenzt werden.

15. Verfahren nach Ansprüchen 1, 3, 13 und 9 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass die durch Ueberlagerung der phasengetasteten Hochfrequenzschwingung mit mindestens 3 Hilfsschwingungen ungleicher Phasenlage gewonnenen Signale vor der Produktbildung in der Amplitude begrenzt werden.

16. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass durch Ueberlagerung der phasengetasteten Hochfrequenzschwingung mit zwei zueinander orthogonalen Hilfsschwingungen zwei

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Signale gewonnen werden, aus denen durch Begrenzung und Produktbildung eine die Frequenz der Hilfsschwingungen steuernde Regelgrösse gebildet wird.

17. Verfahren nach Anspruch 1 sowie 1*J oder 15, dadurch gekennzeichnet, dass die mit den phasengetasteten Hochfrequenzschwingungen überlagerten Hilfsschwingungen zufiätzlion in der_Phase sewobbelt werden.

18. Verfahren nach Anspruch 1 und Anspruch 14 oder 15, dadurch gekennzeichnet, dass mindestens ein Teil der amplitudenbegrenzten Signale vor Produktbildung durch Addition veränderlicher Zusatzsignale variiert wird.

19. Verfahren nach Ansprüchen 1, 16 und 17, dadurch gekennzeichnet, dass die veränderlichen Zusatzsignale aus einem Geräuschsignal bestehen.

20. Verfahren nach Ansprüchen 1, 13 und 17, dadurch gekennzeichnet, dass die veränderlichen Zusatzsignale aus einem periodischen Rechtecksignal bestehen.

21. Verfahren nach Ansprüchen 1, 13 und 17, dadurch gekennzeichnet, dass die veränderlichen Zusatzsignale aus einer

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periodischen und symmetrischen Kippspannung bestehen.

22. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Regelgrösse vor Weiterleitung zur Frequenzsteuerung durch Tiefpassfilterung beruhigt wird.

23· Verfahren nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, dass durch Gleichrichtung der phasengetasteten Hochfrequenzschwingung eine Steuergrösse erzeugt wird, welche bei abnehmender Amplitude eine Vergrösserung der Filter-Zeitkonstanten bewirkt.

24. Verfahren nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, dass durch Gleichrichtung der von der Gleichstromkomponente befreiten Regelgrösse eine Steuergrösse erzeugt wird, wel che bei abnehmenden Schwankungen der Regelgrösse die Zeit konstante der nachfolgenden Beruhigung vergrössert.

25· Verfahren nach ,Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass während des Ueberganges zwischen den einzelnen Tastzu- · ständen die Phasenauswertung unterbrochen wird.

26. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,dass während des Uebergange:. zwischen den einzelnen Tastzu-

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ständen die durch Produktbildung gewonnene Regelgrösse
unterbrochen wird.

27. Einrichtung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch gekennzeichnet durch mindestens zwei Ueberlagerungsmodulatoren, denen einerseits die phasengetastete Hochfrequenzschwingung und andererseits je eine von mindestens zwei
Hilfsschwingungen zugeführt werden, welche Hilfsschwingungen mit ungleicher Phasenlage aus einem Generator mit steu-' erbarer Frequenz entnommen werden, und ferner gekennzeichnet durch eine produktbildende Schaltung, deren Eingangssignale aus den durch Ueberlagerung erhaltenen Signalen
gewonnen werden und deren Ausgangssignal dem Generator zur Frequenzsteuerung zugeführt wird.

28. Einrichtung nach Anspruch 27, dadurch gekennzeichnet, dass die Ausgangssignale der Ueberlagerungsmodulatoren der produktbilden Schaltung direkt zugeführt werden.

29. Einrichtung nach Ansprüchen 26 und 27, dadurch gekennzeichnet, dass die Ausgangssignale der Ueberlagerungsmodulatoren der produktbildenden Schaltung einerseits direkt und andererseits unter Zwischenschaltung von mindestens einer summen- und mindestens einer differenzbildenden Schaltung zugeführt werden.

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30. Einrichtung nach Anspruch 27, dadurch gekennzeichnet, dass die Eingangssignale der produktbildenden Schaltung in der Amplitude begrenzt werden.

31. Einrichtung nach Anspruch 27, dadurch gekennzeichnet, dass die produktbildende Schaltung aus einem Schaltkreis besteht, dessen Ausgangssignal bei konstanter Amplitude dem Vorzeichenprodukt der Eingangssignale entspricht.

32. Einrichtung nach Anspruch 27, dadurch gekennzeichnet, dass das Ausgangssignal der produktbildenden Schaltung einem Tiefpassfilter zur Unterdrückung rascher Schwankungen und das Ausgangssignal dieses Filters dem Generator zur Frequenzsteuerung zugeführt wird.

PATELHOLD

Patentverwertungs- & Elektro-Holding AG

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