DE2520448C2

DE2520448C2 - Verfahren und Einrichtungen zur Demodulation eines phasengetasteten Hochfrequenzsignals

Info

Publication number: DE2520448C2
Application number: DE2520448A
Authority: DE
Inventors: Gustav Dipl.-Ing. Dr.h.c. Zürich Guanella
Original assignee: Patelhold Patenverwertungs and Elektro-Holding AG
Current assignee: Patelhold Patenverwertungs and Elektro-Holding AG
Priority date: 1975-04-16
Filing date: 1975-05-07
Publication date: 1985-03-07
Also published as: NO149680C; IT1059108B; JPS51127662A; GB1546506A; US4137505A; CH584490A5; NO149680B; FR2308245A1; FR2308245B1; DE2520448A1; NL7603937A; NO761262L

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren sowie Einrichtungen zur Demodulation eines phasengetasteten Hochfrequenzsignals gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Bei der Nachrichtenübertragung durch Phasenumtastung eines Hochfrequenzträgers ändert sich die Phasenlage dieses Trägers in gleichbleibenden Zeitabständen um ganzzahlige Vielfache eines bestimmten Phasenwinkels entsprechend den zu übertragenden Datensignalen. Zur empfangsseitigen Demodulation der übertragenen Hochfrequenzschwingung oder einer daraus durch Frequenzumsetzung erhaltenen Schwingung tieferer Frequenz werden Signale gewonnen, die jeweils dem mittleren Produkt aus dieser Schwingung und mindestens einer Hilfsschwingung konstanter Frequenz entsprechen. Bei dieser Synchrondemodulation muß die Frequenz der Hilfsschwingungen durch automatische Regulierung dauernd in Übereinstimmung mit der bei unverändertem Tastzustand auftretenden Frequenz der zu demodulierenden Schwingung gehalten werden. Die zur Frequenzsteuerung des Hilfsschwingungsgenerators benötigte Regelspannung muß aber auch bei wechselnder Tastung erzeugt werden, und sie soll vom jeweiligen Tastzustand unabhängig sein.

Eine solche Regelspannung kann gewonnen werden durch Frequenzvervielfachung der zu demodulierenden Schwingung und einer Hilfsschwingung und Bildung des mittleren Produktes aus den beiden Schwingungen höherer Frequenz. Statt dessen ist auch eine Frequenzvervielfachung und nachfolgende Frequenzteilung der zu demodulierenden Schwingung zur Gewinnung eines Trägers mit unterdrückter Phasenumtastung möglich, dessen Phase dann zur Erzeugung einer Regelspannung mit der Phase einer Hilfsschwingung verglichen wird. Ein erheblicher Nachteil solcher Methoden besteht im zusätzlichen Aufwand dieser Vervielfachung und der dabei erforderlichen Filterung. Bei schneller Umtastung können sich auch die Einschwingzeiten der verwendeten Filter erschwerend auswirken.

Aus der DE-OS 21 01 804 ebenso wie aus der DE-OS 22 16 259 sind ein Verfahren und eine Schaltung zur Rückgewinnung der Trägerfrequenz für einen Vierphasen-Demodulator bekannt, in denen da; phasengetastete Eingangssignal in zwei Modulatoren Λ/, und M₂ mit um 90° phasenverschobenen Hilfsschwmgungen gleicher Frequenz moduliert und dadurch in orthogonale Komponenten X und Y zerlegt wird. Aus den Betragen dieser Komponenten wird die Differenz gebildet, mit dem Vorzeichenprodukt multipliziert und zur Frequenzregelung

^DieseTspezielle Verfahren ist jedoch auf Vierphasen-Modulation beschränkt und kann nicht für eine beliebige Anzahl von Tastzuständen generalisiert werden.

Aus der Druckschrift US-PS 36 38 125 ist weiterhin ein Verfahren zur Synchron-Demodulation bekannt, bei dem aus den niederfrequenten Modulationsprodukten aus den Hochfrequenzschwingungen und den beiden Hilfsschwingungen durch einfache Multiplikation eben dieser Modulationsprodukte eine Regelgroße zur Frequenz- bzw Phasensteuerung des Hilfsschwingungsgenerators abgeleitet wird. Auch dieses bekannte Verfahren ist dadurch'beschränkt, daß es nur bei einer phasengetasteten Hochfrequenzschwingung mit zwei möglichen, um 18O⁰C verschobenen, Tastzuständeii anwendbar ist. ,_,.,_.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein Demodulationsverfahren fur eine beliebige Anzahl von möglichen Tastruständen anzugeben. Die Aufgabe wird bei dem eingangs genannten Verfahren durch die Merkmale aus dem Kennzeichen des Anspruchs 1 gelöst.

Das erfindungsgemäße Verfahren und entsprechende Einrichtungen werden nun anhand der F ι g. 1 -21 erlau-

⁶Das zu demodulierende Signal w mit der Amplitude W und der Kreisfrequenz ω₀ entspricht dem Ausdruck 2i>

w=W sin (m_at + 2π

—λ C)

Dabei ist durch η die Zahl der möglichen Tastzustände und durch k die Nummer des jeweiligen Tastzustandes bezeichnet. Bei den Ausführungen nach Fig. 1-12 wird zunächst eine Umtastung zwischen η = 4 verschiedenen Phasenlagen φ = 0, π/2, π, 3 π/2 angenommen. Dabei ist also

w = W sin Uo₀I + φ) = W sin (ω₀Τ + k jj (2) _}(j

(A = 0. 1.2,3)

Bei der Einrichtung nach Fig. 1 erfolgt eine Demodulation der phasengetasteten Hochfrequenzschwingungen tv durch Bildung der Modulationsprodukte aus dieser Schwingung und den Hilfsschwingungen A₁, h_: in den produktbildenden Schaltungen M_x und M₂. Diese Hilfsschwingungen haben bei konstanter Amplitude H eine möglichst klein zu haltende Phasenabweichung α gegenüber je einer bestimmten Tastphase der Hochfrequenzschwingung, und sie sind zueinander um π/2 phasenversetzt:

Λ,=// sin (<y_or - a) <³> «'

Λ, = H cos [U)₀I - a) (4)

Die Modulationsprodukte α und b werden durch eine in M₁ bzw. M₁ vorgesehene Tiefpaßfilterung von Komponenten höherer Frequenz a_h bzw. b_h befreit; d. h. es ist

sin Ik -γ + a j

a = «ι - a_h = cos (A- -y + a j (5'

50

Λ = «, - b_h = sin /A- — + «1 (6)

Die jeweiligen Tastzustände und damit die zu übertragenden Datensignale sind aus α und b ohne weiteres zu erkennen: Bei Vernachlässigung der kleinen Abweichung α gilt

Tabelle I

A-	a	1	b	0
0	0	1
1	-1	0
2	0	-1
3

Die Hilfsschwingungen A₁, h₂ werden im Generator G erzeugt. Eine zusätzliche Phasendrehung von A₂ um -Il ertolit im Phasendrehkreis P. Der verlangte Synchronismus mit bestimmten Tastzuständen der Hochfrequen?-

60

65

schwingung wird durch Frequenzsteuerung des Generators mit einer Regelspannung /-gewährleistet. In einer bekannten Ausführung der Kontrollschaltung AS₀ zur Gewinnung dieser Regelspannung werden durch Vervierfachung der Frequenz von Zi₂ und w in V\ bzw. V₂ zunächst die Schwingungen M⁴' bzw. u·'⁴' erzeugt, aus denen dann durch Produktbildung in M und Tiefpaßfilterung in B das Produktsignal r₀ bzw. die Regelgröße /-einsieht:

r„ = - w¹'" hi = - sin (4ω₀/ + 2 kn) ■ cos (4<y₀f - A a) r = - sin (2 k π + 4ff) = - sin (4β) » -4ff

in Zur Vermeidung der Nachteile der in Fig. 1 angedeuteten Kontrollschaltung KS₀ soll nun nach der Erfindung eine Kontrollschaltung ATSzur Anwendung kommen, welche nicht mehr die Hochfrequenzschwingungen h_: und m\ sondern die daraus durch Demodulation gewonnenen Signale α und b auswertet, wie dies in F i g. 2 angedeutet ist. Die Auswertung erfolgt dabei durch Produktbildung, wie dies z.B. anhand von Fig. 6, 7, 8, 11, 13 noch gezeigt wird.

Man kann die Signale a, b als Komponenten eines Vektors V_k auffassen, der in Fig. 3 für die 4 Tastzustiinde gezeigt wird unter Berücksichtigung der kleinen Phasenfehler a, welche sich nach (5) und (6) auf die Komponenten auswirken. Zur Gewährleistung einer eindeutigen Unterscheidung dieser Vektoren sollten die Phasenfehler jedenfalls nie den Bereich

4 4

überschreiten, und die automatische Regulierung sollte stets bewirken, daß ein Vektor im schraffierten Bereich eine Rechtsdrehung und im nichtschraffierten Bereich eine Linksdrehung erfahrt. Dies ist in F i g. 4 durch Pfeile angedeutet und kommt durch positive bzw. negative Frequenz-Regelspannungen /+ bzw. r. zustande. Die zu gewinnende Regelspannung soll nur vom jeweiligen Phasenfehler α, aber nicht vom Tastzustand λ-abhängen; sie soll also bei den 4 möglichen Stellungen des Vektors V_k gleich groß ausfallen. Nach einer besonderen Ausführungsform der Erfindung wird aus dem Vektor V_k nach den Regeln der Vektor-Potenzierung ein neuer Vektor V" gewonnen. Der Exponent η entspricht wieder der Zahl möglicher Tastzustände. Beim behandelten Beispiel ist

jo er also η = 4. Unter Annahme, daß die Amplitude des ursprünglichen Tastvektors V_k bereits 1 sei, gilt:

= e'^a A

a_k+jb_k

(9) (10)

Der Exponent 4 α ist nun frei von Ar; d. h. der resultierende Vektor ist nun vom Tastzustand unabhängig, und die 4 möglichen Tastvektoren V₀,.. V₁ ergeben nach Potenzierung den gleichen Vektor V\ wie dies aus Fi g. 5 ersichtlich ist, in der auch die Komponenten a_k, b_k der Tastvektoren V_k dargestellt sind. Die Potenzierung ergibt:

V* = e'⁴" = {a_k+jb_kf = a\+Aja\ b_k-6a² _k b\-Aja_kb\- d = sin 4 a = Aa'_kb_k -Aa_kb\

c+jd

(11) (12)

Aus d = sin 4 α ergibt sich also ohne weiteres eine zur Korrektur des Phasenfehlers β geeignete Regelgröße r zur Frequenzsteuerung:

^r ' - J

bI-a\b_k = a_kb_k(bl-al)

(13)

Die Regelgröße ist somit kleinen Fehlern α des Phasenwinkels proportional. Bei beliebig wachsender Phasenabweichung ist der Verlauf aus F i g. 9 zu entnehmen, aus der ersichtlich ist, daß in der Sollage des Tastvektors bei k = U: 1; 2: i bzw. bei β = ö; ,τ/4; π/2; 3 πι* die Regelgröße jeweils verschwindet, während sie bei kleinen Abweichungen gegenüber der Sollage eine die Abweichung korrigierende Frequenzänderung bewirkt.

Eine Schallung zur Durchführung dieser Frequenzkontrolle ist in Fig. 6 gezeigt. Die Kontrollschaltung KS enthält die quadrierenden Schaltkreise Q₁, Q₂, welche aus α bzw. b z. B. durch nichtlineare Übertragung die Werte α² bzw. b² bilden, deren Differenz der Produktschaltung Λ/₃ zugeleitet wird. In .W₃ wird das Produkt r= ab(b² -a²) gebildet, welches der Beziehung (13) entspricht und als Regelgröße dem Generator G zugeführt wird. Eine mögliche Ergänzung der Schaltung durch die zusätzlichen Elemente A wird weiter unten behandelt, wahrend die übrigen Teile der Schaltung und deren Funktion bereits anhand von F i g. 1 und 2 erläutert wurden.

Die Beziehung (13) IaSt sich ersetzen durch

r = - — = a_kb_k (b_k + a_k) (b_k - a_k)

(14)

Eine Kontrollschaltung KS kann deshalb gemäß Fig. 7 auch einen Schaltkreis AZ₄ enthalten, der das Produkt aus a, b. (b + a) (b - a) bildet. Durch zusätzliche Beruhigung des Produktes r₀ kann die so gewonnene Regelgröße τ von anfälligen durch kurze Störungen verursachten Abweichungen weitgehend befreit werden.

Bei Amplitudenbegrenzung der in (13) oder (14) auftretenden Faktoren wechselt die Produktgröße rnur noch zwischen den Werten +1 und -1:

r = atbUbl-al)* = - (sin 4 a)* = ± 1 (15)

r = atbt(b_k + a_k)*{b_k-a_k)* = -(sin4a) = ±\ (16)

Die Begrenzung ist dabei durch das Zeichen * angedeutet. Das Vorzeichen der Regelgröße ist also immer entgegengesetzt zum Vorzeichen kleiner Phasenfehler; d. h. die Regulierung wirkt wieder im Sinne einer Verkleinerung dieser Fehler. Bei beliebigen Phasenunterschieden β ergibt sich ein Verlauf der Regelgröße nach Fig. 10, und durch die Regulierung werden also je nach Tastzustand die Phasenwinkel β = 0; π/2; tr, 3 π/2 angestrebt.

Eine entsprechende Modifikation der Kontrollschaltung KS nach Fig. 6 kommt zustande durch die Begrenzer A, welche je nach Vorzeichen der Eingangsgröße α bzw: b bzw. (b² - a¹) eine Ausgangsgröße +1 oder -1 ergeben. Die Produktschaltung M₃ kann dabei durch eine entsprechend vereinfachte Schaltung ersetzt werden, deren Ausgangsgröße gemäß dem Vorzeichenprodukt der Eingangsgrößen ebenfalls +1 oder -1 beträgt. Die Kontrollschaltung KS kann somit mit sehr einfachen und aus der Technik der logischen Schallungen verfügbaren Elementen realisiert werden.

Die entsprechende Modifikation der Kontrollschaltung KS nach Fig. 7 führt zur Schaltung nach Fig. 8, welche wieder Begrenzer A enthält, deren Ausgangsgrößen bei konstanter Amplitude gleiches Vorzeichen wie die Eingangsgrößen aufweisen. Die Produktschaltung Af₄ (Fig. 7) ist dabei durch den Schaltkreis N ersetzt, dessen Ausgangsgröße r₀ entsprechend dem Vorzeichenprodukt der Eingangsgrößen den Wert +1 oder -1 annimmt. Aufgabe und Wirkung eines allfälligen Hilfssignals s wird weiter unten erläutert.

In F i g. 9 ist die mit Kontrollschaltungen ohne Begrenzung nach F i g. 6 oder 7 gewonnene Regelgröße ersichtlich, während bei Anwendung der Begrenzung nach F i g. 6 (mit Schaltkreisen A) oder F i g. 8 Regelgrößen nach F i g. 10 entstehen. Die Regelgröße verschwindet bei den Nulldurchgängen, und durch die Regelung werden anfängliche Phasenfehler im positiven bzw. im negativen Sinne korrigiert bis zur Erreichung der Phasenlage/ = 0; -t/2; π; 3 π/2 bzw. a = 0. Dieser Zustand ist jeweils erreicht bei Z) = 0 oder a = 0. Weitere Nulldurchgänge treten allerdings auch auf bei b = ± a. Dabei handelt es sich aber um labile Zustände, weil eine kleine Abweichung jeweils durch die Regelung vergrößert wird bis zur Erreichung eines der erwähnten stabilen Nulldurchgänge, wie dies in Fig. 4 aus den Drehpfeilen ersichtlich ist. 3d

Der zu demodulierende Hochfrequenzträger kann allerdings auch in der Weise phasengetastet sein, daß Tür die 4 Tastzustände nach erfolgter Regelung die Tastsignale nach Tabelle II auftreten sollten:

Tabelle II	a	1	b	1
k	-1	1
0	-1	-1
1	1	-1
2
3

In diesem Falle sind also die Tastvektoren nach Erreichung des Synchronlaufes gegenüber Fig. 3 und Fig.4 bei verschwindendem α um .τ/4 gedreht. Die in F i g. 9 und 10 bisher als unstabil bezeichneten Nulldurchgänge müssen also nun dem stabilen Zustand entsprechen, während die Nulldurchgänge bei a = 0 und 6=0 unstabil werden. Dieses Verhalten läßt sich einfach erreichen durch Umpolung der Regelgröße r, weil dann die in F i g. 4 gezeigten Drehpfeile ihre Richtung wechseln.

Die anhand von (9) bis (13) erläuterte Methode der Vektor-Potenzierung läßt sich natürlich auch bei größerer so Zahl der möglichen Tastzustände und entsprechend größerem π durchführen. Unter Annahme von /7 = 6 Taststufen ergeben sich folgende Tastvektoren

55 und der potenzierte Vektor wird

V" = e'⁶" = (a+jbf = a⁶ +j6^b-\5a⁴b² -j -20(Pb² + 15 a²b⁴ +j6ab⁵ - b⁶ (18)

Aus dem imaginären Anteil ergibt sich: 6u

d = sin 6a = 6a^sb-20a³ b³ + 6 ab^s = 2 »

Dieses Produkt hat Nullstellen, wenn einer der mit 1,2,... 6 bezeichneten Faktoren Null wird. Dabei handelt es sich um folgende stabile Nullstellen

Tabelle 111

1: * =0 jS = 0;/r

3: />=vTa j8 = ff/3; 4.τ/3

5: 6 =-vT α β = 2 π/3; 5 π/1

Dazwischen liegen die labilen Nullstellen:
ίο Tabelle IV

2:	a = O	β	= ff/2; 3 .τ/2
4:	a = -VTb	ß	= ff/6; 7 ff/6
6:	a = vT b	ß	= 5 ff/6; 11 ff/6

Durch Umpoiung der aus α gewonnenen Regelgröße werden die Nullstellen 2,4,6 stabil, während sich nun 1. 3,5 labil verhalten. Man erreicht also damit eine wirksame Synchronisierung in Fällen der Phasentastung eines um .t/6 gedrehten Hochfrequenzträgers.

2υ Zur Durchführung dieser Synchronisierung sind somit zunächst Hilfsschaltungen nötig, welche in einfacher Weise die Faktoren (b±VTa) und (a ±vTb) durch Summen- und Differenzbildung erzeugen. Die aus (19) ersichtlichen Faktoren sind darauf mittels einer produktbildenden Schaltung analog Af₃ bzw. Af₄ in Fig. 3 bzw. F i g. 4 zur Gewinnung der Regelgröße zu multiplizieren. Natürlich kann auch hier analog zu F i g. 8 eine Begrenzung der einzelnen Faktoren vorgesehen werden, wodurch sich die Produktbildung erleichtert.

Nach der gleichen Methode der Vektor-Potenzierung, ergibt sich bei η = 8, d. h. bei 8 möglichen Tastzuständen, das Produkt

d =
so (Ζ>-0,414α)(* + 2,414α)·(Λ-2,414α) ⁽²⁰⁾

wobei die aus d gewonnene Regelgröße r = - dl% bei den PhasenwinkelnjS = 0, ff/4, π/2,3 π/4, π, 5 r/4,3 r/2. 7 π/4 stabile Nullstellen hat.
Die in (14) und in den Schaltungen F i g. 7 und 8 auftretenden Faktoren (b + a) sowie (b - a) ergeben N ullstellen der Regelspannung bei (/> =± a). In der vektoriellen Darstellung F i g. 4 sind die zugehörigen Vektoren gegenüber der Normallage (6=0 bzw. a = 0) um ± π/4 phasengedreht.

Entsprechende Vektoren entstehen also auch durch zusätzliche Modulation der Hochfrequenzschwingung tr mit weiteren Hilfsschwingungen, die gegenüber h\ und A₂ eine zusätzliche Phasendrehung von π/4 aufweisen. Diese Methode ist bei der Synchronisierschaltung nach Fig. 11 angewendet. Aus der Hilfsschwingung h des

Generators G werden im Phasendrehkreis P₄ die Hilfsschwingungen A_n A₁₄ erzeugt, die den produktbildenden Modulatoren AZ₁₁,..., Af₁₄ zugeleitet werden. Diese Hilfsschwingungen, deren Phasenwinkel um je .τ/4 verschieden sind, sind im Vektordiagramm F i g. 12 durch die Zeiger Hi,...,H₄ dargestellt. Durch Begrenzung der Demodulationssignale a_n,..., a_l4 mit den Begrenzern A entstehen die Signale aft,..., af₄, die bei konstanter Amplitude das Vorzeichen mit a_u,..., a,₄ wechseln. Durch Bildung des Vorzeichenproduktes in /V₄ entsteht

daraus das Signal r₀, welches zum Ausgleich kurzer Störungen im Tiefpaßfilter B beruhigt wird. Das resultierende Regelsignal r, welches die Frequenz des Generators G steuert, ist negativ bei der in Fig. 12 gezeichneten Stellung des Zeigers W, der die zu demodulierende Hochfrequenzschwingung zeigt; denn die Produkte α_ι:. a,j, αχ ι aus w mit A,₂, A_r„ Ai₄ sind negativ, während das Produkt aus w mit A_n positiv ausfällt. Dies bestätigt sich aus F i g. 12, wonach (W ■ H₂), (W ■ Hi), (W ■ H₄) negativ sind, während (W ■ H_x) positiv ist. Bei anderen Phasenlagen

der Hochfrequenzschwingung w ergeben sich z.T. auch positive Regelgrößen, und man erhält schließlich je nach Lage des Vektors W in F i g. 12 die positiven oder negativen Regelgrößen /+ bzw. /■_, welche jeweils die Überlagerungs-Hilfsschwingungen im Sinne einer Verminderung anfänglicher Phasenfehler steuern. Die Wirkung der Schaiiung enisprichi also wieder Fig. 10, während bei Verzicht auf Amplitudenbegrenzung in A und Anwendung einer Analogmultiplikation bei N₄ ein Verlauf der Regelspannung nach Fig. 9 zu erzielen wäre.

Auch diese Methode läßt sich bei anderer Zahl der Tastzustände durchführen. In F i g. 13 ist eine Schallung gezeigt, der eine Abstufung der Hochfrequenzphase in 3 Taststufen zugrunde liegt. Funktion und Bezeichnungen der Schaltung entsprechen der erläuterten Fig. 11; die 3 Hilfsschwingungen A₂i, A₂₂, A₂₃ sind jedoch gegenseitig um 2 .t/3 phasenverschoben. Gemäß dem Zeigerdiagramm Fig. 14 ist die Vektorebene in je 3 Winkelbereiche von ff/3 aufgeteilt, die positive bzw. negatives Vorzeichen der Regelgröße r ergeben.

Eine Anwendung der Methode ist auch möglich bei Modulation der Hochfrequenzschwingung mit nur zwei Tastzuständen (n = 2), die sich durch eine Phasendifferenz von π unterscheiden. In diesem Falle genügt eine Einrichtung nach Fig. 11 unter Weglassung der Produktschaltungen Af₁₂ und Af₁₄. Die Ausgangssignale a_t ^ und a_l} von Af₁₁ und Af₁₃ entsprechen dabei den Signalen α nach (5) und -b nach (6), und ihr Analogprodukt ergibt wegen η = 2 eine Regelgröße

r - η η - - ^sin(^2g) n\\

Bei Begrenzung von α, ι und a_n in A und Bildung des Vorzeichenproduktes aus den begrenzten Signalen af, und ah ⁱⁿ Wi entsteht dagegen eine Regelgröße r* = ± 1, deren Vorzeichen mit dem Vorzeichen von /-übereinstimmt.

Die bei der Phasenumtastung auftretende Änderung der Phasenlage zwischen den auszuwertenden Taslzuständen wird in vielen Fällen auf vernachlässigbare kurze Zeitabschnitte beschränkt sein. Dies ist jedoch keineswegs immer der Fall. Im Hinblick auf eine möglichst geringe Bandbreite der übertragenen Signale ist die Phase namentlich bei schneller Tastung abschnittweise stetig veränderlich, so daß die den einzelnen Tastzustand kennzeichnende Phasenlage jeweils nur in periodisch wiederkehrenden kurzen Zeitabschnitten vorliegt. Auch in solchen Fällen ergeben die vorbeschriebenen Einrichtungen, wie entsprechende Untersuchungen gezeigt haben, brauchbare Regelsignale; sowohl bei der Analoglösung (mit Bildung des Analogproduktes) wie auch bei der Digitallösung (mit Bildung des Vorzeichenproduktes) entstehen auch in solchen Fällen Regelgrößen, die - absesehen von einer um einen konstanten Faktor verminderten Amplitude - weitgehend gleichen Verlauf haben wie in den Fällen einer vernachlässigbaren kleinen Dauer der Phasenlagen-Änderung zwischen den auszuwertenden Tastzuständen (»harte« Tastung). Ist aber die Taktfrequenz bekannt, dann kann man in Fällen einer stetigen, nicht sprunghaften Phasenänderung (»weiche« Tastung) mit Vorteil auch eine periodische Unterbrechung vorsehen, so daß die Auswertung nur während der geltenden Taktphase wirksam ist. Man kann dann das empfangene Hochfrequenzsigna! im Rhythmus der Phasenumtastung durch das Taktsignal unterbrechen, so daß es nur Tn den verhältnismäßig kurzen Zeitabschnitten der auszuwertenden Phasenlage mit den Hilfsschwingungen zur Überlagerung kommt. Hierzu ist beispielsweise der in F i g. 2 gestrichelt gezeichnete Unterbrecher U₁ geeignet, der durch die periodisch auftretenden kurzen Impulse des Taktsignals e₀ geschlossen wird. Ein entsprechend gesteuerter Unterbrecher U₁ kann nach F i g. 13 z. B. auch dem Beruhigungskreis B vorgeschaltet werden, damit jeweils nur die der auszuwertenden Phasenlage entsprechenden Momentanwerte der Regelgröße r₀ übertragen werden. Schließlich kann eine zeitweilige Unterbrechung der Auswertung zur genaueren Erfassung der Tastzustände auch durch zusätzliche Steuerung bei den Schaltelementen zur Amplitudenbegrenzung oder zur Produktbildung oder aber bei allfällig notwendigen Zwischenverstärkern vorgesehen werden.

Die Bildung des Vorzeichenproduktes zur Gewinnung der Regelgröße nach F i g. 8,11,13 hat gegenüber einer Gewinnung des Analogproduktes nach Fig. 6,7 den Vorteil eines geringeren Aufwandes bei Vermeidung von Fehlermöglichkeiten bei schlecht ausgesuchten oder schlecht abgeglichenen Schaltelementen (Produktschaltungen M₃, AZ₄, Quadrierungsschaltungen Q₁, Q₂). Andererseits ist der aus Fig. 10 ersichtliche phasenabhängige Verlauf der Regelgröße vom Standpunkt einer schnellen und doch stabilen Regelung ungünstiger als der Verlauf nach F i g. 9, wo die Regelgröße bei kleinen Phasenfehlern proportional zu diesen Fehlern ist. Es ist jedoch möglich, durch zusätzliche Maßnahmen auch nach der Umpolmethode einen günstigeren Verlauf der Regelspannung zu erzielen, so daß sich die regelungtechnischen Nachteile vermeiden lassen. Man könnte durch zusätzliche Frequenzwobbelung des Generators G Hilfsschwingungen h erzeugen, die wechselnde kleine Verschiebungen der Regelspannungsdurchgänge nach F i g. 10 ergeben, so daß die beruhigte Regelspannung schließlich bei kleinen Phasenfehlern α proportional zu diesen Fehlern verläuft. Solche Einrichtungen sind aber zur gleichzeitigen Demodulation der phasengetasteten Signale etwas weniger geeignet, weil der Bereich zulässiger Phasenfehler der Empfangssignale sich entsprechend der zusätzlichen Phasenvariation der H ilfssignale vermindert.

Eine wirksame Korrektur der Regelgröße ist dagegen unter Vermeidung des erwähnten Nachteils in einfacher Weise möglich durch Anwendung von Zusatzsignalen s, welche den Demodulationssignalen α und b vor ihrer Begrenzung zugefügt werden. Bei der Schaltung nach F i g. 8 wird ein in bestimmten Grenzen dauernd veränderliches Signal j so zugeführt, daß die Nulldurchgänge von (α + s) und (6 + s) sich gegenüber der ursprünglichen Lage dauernd um kleine Beträge verschieben. Während die Regelgröße ohne Anwendung dieser Zusatzsignale den Verlauf nach Fig. 18 aufweist, wird nun je nach Momentanwert des Zusatzsignals beispielsweise der in Fig. 19 gestrichelt gezeichnete Verlauf der nicht beruhigten Ausgangsgröße r_a von N resultieren. Bei dauernd veränderlichem Zusatzsignal wird die beruhigte Regelgröße rdagegen als Mittelwert aus verschiedenen Rechlecksignalen beispielsweise den in Fig. 19 ausgezogenen Verlauf annehmen, der kleinen Phasenfehlern proportional ist.

Die Zufuhrung eines Zusatzsignals zur Erzielung einer gekrümmten Regelcharakteristik bei begrenzten Produktsignalen ist auch bei den übrigen Schaltungsbeispielen möglich. So können bei der Schaltung nach Fig. 11 die begrenzten Signale af, und af₃ oder auch die Signale af₂ und af« durch die Addition von Zusatzsignalen ergänzt werden. Beim erwähnten Betrieb mit nur zwei Tastzuständen unter Weglassung der produktbildenden Schaltungen Ai₁₂ und M₁₄ (Fig. 11) genügt dagegen Addition des Zusatzsignals zum begrenzten Signal oft.

Das Zusatzsignal s kann beispielsweise in Abhängigkeit von der Zeit / den in F i g. 15 a gezeigten Verlauf haben (d. h. den einer periodischen und symmetrischen Kippspannung), so daß der Nulldurchgang von /·„ jeweils dem entsprechenden Betrag A a(s) folgt. Bei diesem Verlauf sind alle Momentanwerte von jgleich wahrscheinlich, so daß auch die zusätzlichen Winkel verschiebungen innerhalb der Grenzen ±Aoq, entsprechend Fig. 15 b mit gleicher Wahrscheinlichkeit ρ {Δ α) auftreten. Die Regelgröße, die dem Integralwert der Wahrscheinlichkeiten folgt, hat somit einen Verlauf nach F i g. 15 c. Einen noch günstigeren Verlauf erzielt man bei Anwendung mi von Zusatzsignalen nach Fig. 16 a, welche eine Wahrscheinlichkeitsverteilung derNulldurchgangsverschiebungen z. B. entsprechend der Glockenkurve F i g. 16 b ergeben, so daß durch Integration schließlich eine Abhängigkeit der beruhigten Regelspannung vom Phasenfehler nach Fig. 16c resultiert. Man kann aber auch Zusatzsignale mit Geräuschcharakter nach Fig. 17a.benutzen, deren Einzelwerte sich z.B. nach der Wahrscheinlichkeitsverteilung F i g. 17 b unter Bevorzugung kleiner Werte verhalten. Auch hier wird sich schließlich eine Regel- (.5 spannung mit S-förmigem Verlauf z.B. nach Fig. 17c ergeben. Bei den labilen Nulldurchgängen

ist eine Krümmung der Charakteristik im allgemeinen nicht erwünscht, weil dort bereits kleine Phasenabwei- «

chungen möglichst große Regelspannungen ergeben sollten damit in kürzester Zeit der nächstliegende stabile E

Nulldurchgang erreicht wird. Zur Erzielung einer Krümmung der Charakteristik bei den Phasen .τ/4, 3 .τ/4 ^

genügt eine Addition vcn Zusatzsignalen zum Summensignal (b + a) und zum Differenzsignal (b - a) in der ρ

Schaltung F i g. 8. Diese Maßnahme empfiehlt sich insbesondere bei Vertauschung der stabilen und der labilen g

N ulldurchgänge durch Umpolung der Regelspannung, wie dies anhand der Tabellen IU und IV erläutert wurde. Der in F i g. 16 a gezeigte Verlauf des Zusatzsignals mit Bevorzugung der kleinen Amplituden wird bei Erzeugung dieses Signals mit einer Schaltung nach Fig. 20 erzielt Durch Frequenzteilung eines dem Generator G entnommenen Hilfssignals k im Teiler T entsteht zunächst das Rechtecksignal s\. Durch Differenzierung in U₁,

ίο entsteht daraus das aus Kurzimpulsen bestehende Signal s₂. Eine Schaltung F zur Formung des Zusatzsignals s enthält einen Kondensator, der durch die Impulse übet- die angedeuteten Gleichrichter jeweils positiv oder negativ aufgeladen wird, worauf eine Entladung Ober den Parallelwiederstand erfolgt·

Das in Fi g. 7,8,11,13 gezeigte Tiefpaßfilter B zur Beruhigung der Regelspannung r dient zum Ausgleich der Wirkung kurzer Störungen und zur Vermeidung der durch zu kleine Zeitkonstanten bedingten Stabilitätspro bleme. Ein solches Filter kann z. B. nach F i g. 21 aus einer Parailelkapazität C₁ in Verbindung mit einem Serie widerstand R₁ aufgebaut sein.

Bei vorübergehender Unterbrechung der Übertragung sollte die jeweils bestehende Regelspannung erhalten bleiben, um eine Neu-Synchronisierung nach der Unterbrechung zu vermeiden. Mit dem Gleichrichter D, wird deshalb aus der Hochfrequenzschwingung w eine Steuergröße zur Betätigung des Schalters S₁ gewonnen, durch

den bei Ausfall dieser Schwingung die Zuleitung zum Kondensator Q unterbrochen wird, so daß der Ladezustand desselben erhalten bleibt Bei Beginn der Synchronisierung empfiehlt sich eine Beruhigung der Regelspannung mit kleiner Zeitkonstante zur Einleitung des Synchronlaufes in Fällen anfanglich großer Frequenzabweichungen. Durch Überbrückung des Serienwiderstands A₂ mit dem Schalter S₂ ist eine solche Verkleinerung der Zeitkonstante möglich. Zur Gewinnung einer Steuerspannung zur betätigung des Schalters wird die noch ungefilterte Regelgröße r₀ durch den Kondensator C₂ von der Gleichstromkomponente befreit, während die bei Beginn der Regelung noch vorhandenen Wechsel-Komponenten in D₂ g.\iichgerichtet werden. Nach Behebung des anfänglichen Frequenzunterschiedes zwischen den Hilfsschwingungen h des Generators G und der Empfangsschwingung H' verschwinden starke Schwankungen von r₀, so daß auch die Steuerspannung des Schalters S, verschwindet. Die dann eintretende Öffnung des Schalters bewirkt eine Vergrößerung des Seriewiderstandes um den Widerstandswert von A₂ und damit eine entsprechende Vergrößerung der Filterzeitkonstante.

Die gezeigten Figuren sind natürlich nur als Ausführungsbeispiele zur Realisierung der Synchronisierung beim Empfang phasengetasteter Signale nach der Erfindung aufzufassen. Selbstverständlich lassen sich unter Anwendung bekannter Mittel und bei Beachtung der heutigen technischen Kenntnisse mancherlei andere Realisierungen angeben, bei denen die erfindungsgemäßen Maßnahmen ebenfalls zur Anwendung kommen.

Hierzu 7 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Verfahren zur Demodulation eines phasengetasteten Hochfrequenzsignals (w) mit einer vorgegebenen Zahl η von möglichen Tastzuständen, bei dem wenigstens zwei Hilfeschwingungen (A₁, A₂) mit gleicher Frequenz und einem konstanten Phasenunterschied erzeugt und aus dem Hochfrequeuzsignal (h-) und den Hilfsschwingungen (A₁, A₂) in produktbildenden Modulatoren (Mi, M₂) Modulationsprodukte (a, b) gebildet werden, aus welchen Modulationsprodukten (a, b) durch Kombination eine Regelgröße (r) abgeleitet und zur Regelung der Frequenz der HUfsschwingunge& (A₁, A₂) verwendet wird, dadurchgekennzeichnet. daß die Modulationsprodukte (α, b) als Komponenten eines Tastvektors (^) aufgefaßt und die Regelgröße (r)

ίο aus der η-ten Potenz dieses Tastvektors (V_k) abgeleitet werden.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Hilfsschwingungen (A₁, A₂) zueinander orthogonal sind.

3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß aus den Modulationsprodukten (a. b) mindestens eines der Summensignale (b + g, a), (b + g₂ a), ... und mindestens eines der Differenzsignale (b -g, a), (b - g₂ α),... gewonnen (g_u g₂,... sind Konstanten) und zur Bildung der Regelgröße (r) das Produkt aus den Modulationsprodukten (a, b) und den Summen- und Differenzsignalen erzeugt wird.

4. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß aus den Modulationsprodukten (a. b) durch Quadrierung die weiteren Signale a² unö b² gewonnen werden und zur Gewinnung der Regelgröße (r) das Produkt aus den Modulationsprodukten (a, b) und der Differenz (b¹ - α²) erzeugt wird.

5. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß aus den Modulationsprodukten (β, b) die Summensignale (b + a) und die Differenzsignale (b - a) gewonnen werden und zur Bildung der Regelgröße (r) das Produkt aus den Modulationsprodukten (a, b) und den Größen (b + a) und (b - a) erzeugt wird.

6. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß aus den Modulationsprodukten (a. b) die Summensignale (b + VT a), (VT b + a) sowie die Differenzsignale (b - VTa), (.VT b - a) gewonnen werden und zur Bildung der Regelgröße (/■) das Produkt aus den Modulationsprodukten (a, b) und diesen Summen- und Differenzsignalen erzeugt wird.

7. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß aus den Modulationsprodukten (α, b) die Summensignale (b + a), [b + (Vl + 1) a], [b + (VT - 1) a] sowie die Differenzsignale (b - α), [b -· (vT + 1) a\. [b-(VT - I) a] gewonnen werden und zur Bildung der Regelgröße (r) das Produkt aus den Modulationsprodukten (a, b) und diesen Summen- und Differenzsignalen erzeugt wird.

8. Einrichtung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1 mit mindestens zwei produktbildenden Modulatoren (M \,M₂), denen einerseits das phasengetastete Hochfrequenzsignal (w) und andererseits je eine von mindestens zwei Hilfsschwingungen (A₁, A₂) zugeführt werden, welche Hilfsschwingungen (A₁, A₂) mit ungleicher Phasenlage aus einem Generator (G) mit steuerbarer Frequenz entnommen werden, und mit einer produktbildenden Schaltung (M₃, M₄), deren Eingangssignale aus den Ausgangssignalen der produktbildenden Modulatoren (M₁, M₂) gewonnen werden und deren Ausgangssignal dem Generator (G) zur Frequenzsteuerung zugeführt wird, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangssignale der produktbildenden Modulatoren (M₁, M₂) der produktbildenden Schaltung (M₃, M₄) einerseits direkt und andererseits unter Zwischenschaltung von mindestens einer summen- und mindestens einer differenzbildenden Schaltung zugeführt werden.

9. Einrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangssignale der produktbildenden Schaltung (M₃, M₄) in der Amplitude begrenzt werden.

10. Einrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die produktbildende Schaltung (M₃, Λ/₄) aus einem Schaltkreis besteht, dessen Ausgangssignal bei konstanter Amplitude dem Vorzeichenprodukt der Eingangssignale entspricht.