NO149680B - Fremgangsmaate og innretning for demodulering av fasestyrt hoeyfrekvenssignal - Google Patents

Description

Oppfinnelsen vedrører en fremgangsmåte samt innretning

for demodulering av et fasestyrt høyfrekvenssignal som an-

gitt i krav 1T hhv. krav 26.

Ved nyhetsformidling ved faseomstyring av en hoyfrekvensbærer forandres denne bærers fasestilling i konstante tidsinterval-

ler med heltallige multipler av en bestemt fasevinkel i overensstemmelse med de datasignaler som skal overfores. For demodulasjon på mottakersiden av den overforte hoyfrekvenssvningning eller en svingning med lavere frekvens, oppnådd fra hoyfrekvenssvingningen ved frekvensomformning, utvinnes signaler,

som til enhver tid svarer til middelproduktet av denne svingning og minst en hjelpesvingning med konstant frekvens. Ved denne synkron-demodulasjon må hjelpesvingningenes frekvens ved automatisk regulering stadig holdes i overensstemmelse med den frekvens av svingningen som skal demoduleres som opptrer ved uforandret styretilstand. Den reguleringsspenning som kreves til frekvensstyring av hjelpesvingningsgeneratoren må imidlertid også kunne fremkalles ved skiftende styring, og den skal være uavhengig av den til enhver tid rådende styretilstand.

En slik reguleringsspenning kan utvinnes ved frekvensmultipli-sering av den svingning som skal demoduleres og en hjelpesvingning samt dannelse av middelproduktet av begge svingningene med hoyere frekvens. I stedet for dette er også en frekvensmulti-plisering og etterfølgende frekvensdeling av den svingning som skal demoduleres for oppnåelse av en bærer med undertrykket faseomstyring mulig, hvorpå bærerens fase sammenlignes med en hjelpesvingnings fase for opprettelse av en reguleringsspenning.

En betydelig ulempe ved slike metoder ligger i det ekstra

oppbud for en slik multiplisering og den derved nødvendige filtrering. Ved hurtig omstyring kan også de anvendte filte-

res overgangstid virke negativt.

Fra US-PS 3638125 er kjent en fremgangsmåte for synkron-demodulering, ved hvilken på basis av de lavfrekvente modulasjonsprodukter av høyfrekvenssvingningen og de to hjelpesvingningene, en reguleringsstørrelse avledes til frekvens-

hhv. fasestyring av hjelpesvingningsgeneratoren ved enkel multiplisering av også disse modulasjonsprodukter. Lignende fremgangsmåter beskrives også i US-PS 2481659, US-PS

2522371 samt US-PS 3789316. Alle disse fremgangsmåter har det

til felles, at de kun kan anvendes ved en fasestyrt høyfre-kvenssvingning med to mulige, 180° forskjøvne, styretilstander.

Oppfinnelsen legger derfor til grunn den oppgave å angi en demodulasjonsfremgangsmåte for et vilkårlig antall av mulige styretilstander. Denne oppgave blir løst ved den innlednings-vis nevnte fremgangsmåte, hvis kjennetegn fremgår av den kjennetegnende del av patentkrav 1.

Innretningen for gjennomføringen av fremgangsmåten ifølge oppfinnelsen er gitt de i krav 26 kjennetégnende trekk.

Fremgangsmåten og tilsvarende innretninger ifolge oppfinnelsen skal nå beskrives nærmere under henvisning til figurene 1-21.

Signalet w, som skal demoduleres og har amplituden W og vinkel-frekvensen ic svarer til uttrykket

Derved er antallet mulige styringstilstander betegnet med n og nummeret for hver styringstilstand betegnet med k. Ved figurene 1-12 forutsettes forst en omstyring mellom n=4 forskjellige fasestillinger f = 0, H /2, <11> , 7' n /2. Derved er således Ved innretningen ifolge fig. 1 skjer en demodulasjon av den fasestyrte hoyfrekvenssvingning w ved dannelse av modulasjonsproduktene fra denne svingning og hjelpesvingningene h^,h2 i de produktdannende koblinger, og M.^. Disse hjelpesvingninger har ved konstant amplityde H en faseawikelse ^ , som må holdes så liten som mulig, overfor hver sin bestemte styringsfase av høy-frekvens -svingningen, og de er innbyrdes faseforskjøvet u /2:

Modulasjonsproduktene a og b blir ved hjelp av en lavpassfiltrering anordnet i M-^ hhv. M_ frigjort for komponenter med hoyere frekvens a^ hhv. b^; dvs.

De aktuelle styringstilstander og dermed de datasignaler som skal overfores, kan uten videre gjengjennes av a og b: Ved neg-lisjering av den ringe avvikelse oC gjelder fijelpesvingningene h^, h^ genereres i generatoren G. Ytterligere en f asedreining av h2 med^ /2 skjer i fasedreieren P. Den på-krevede synkronisme med bestemte styringstilstander for hoyfre-kventsvningningen sikres ved frekvensstyring av generatoren med en reguleringsspenning r. Ved en kjent utforelse av kontrollkoblingen KSq for oppnåelse av denne reguleringsspenning blir. ved en firedobling av frekvensen for h0 og w i V, hhv. V0 forst (4) (4) svingningene h2 (<4>) hhv. w fremkalt, av hvilke produktsignalet rQ hhv. reguleringsstorrelsen r deretter oppstår ved produktdannelse i M og lavpassfiltrering i B:

For unngåelse av ulempene ved kontrollkoblingen KSQ som antydet

i fig. 1, skal det ifolge oppfinnelsen benyttes en kontrollkobling KS, som ikke lenger evaluerer hoyfrekvens-svingningene h2 og w, men signalene a og b, som er fremkommet ved demodulasjon av h2

og w, som antydet i fig. 2.Evalueringen skjer derved ved produktdannelse, som vist nedenfor, under henvisning til f.eks. fig. 6,

7,8,11,13.

Man kan oppfatte signalene a,b som komponenter av en vektor V^, som i fig. 3 vises for de fire styringstilstander under hensyn-tagen til de små fasefeil \ , som ifolge (5) og (6) påvirker komponentene. For sikring av en entydig distinksjon av disse vektorer, bor Rasefellene iallfall aldri overskride området

- —< d n ~4~' °9 ^en automatiske regulering bor alltid be-virke at en vektor får en høyredreining i det skraverte område og en venstredreining i det ikke skraverte område. Dette er antydet med piler i fig. 4 og oppnås ved positive hhv. negative frekvens-reguleringsspenninger r+ hhv. r_. Den reguleringsspenning som skal oppnås, bor bare avhenge av den aktuelle fasefeil , men ikke av styringstilstanden k; den skal således være like stor ved de fire mulige stillinger av vektoren V^. Ved en

spesiell utforelsesform av oppfinnelsen vinnes fra vektoren V^. en ny vektor V<n> etter regulering av vektor-potenséoring^n. ■.. Eksponenten n svarer igjen til tallet av mulige styringstilstander. Ved det omtalte eksempel er den således n = 4. Forutsatt at amplituden av den opprinnelige styringsvektor V^ allerede er 1, gjelder:

Eksponenten 4oc er nå fri for k; dvs. den resulterende vektor

er nå uavhengig av styringstilstanden og de fire mulige styrings-vektorer VQ, ... V^ vil etter potensiering gi samme vektor V^, som vist i fig. 5, hvor også komponentene a^,b^ f°r styringsvektorene V^ er vist. Potensieringen gir:

Av d = sin 4^ fremkommer således uten videre en reguleringsstorrelse r som er egnet til korrigering av fasefeilen>i for

I ^# W W

frekvensstyring:

Reguleringsstorrelsen er således proporsjonal med små feil^

av fasevinkelen. Ved tilfeldig okende faseawikelse fremgår forlopet av fig. 9, hvor det ses at reguleringsstorrelsen til enhver tid forsvinner ved den nominelle stilling av styrings-vektoren ved k=0; 1; 2; 3 hhv. ved P = 0; U /4;T/2; 3 'TT/4, mens den ved små avvikelser overfor den nominelle stilling bevirker en frekvensendring som korrigerer avvikelsen.

En kobling for gjennomføring av denne frekvenskontroll er vist

i fig. 6. Kontrollkoblingen KS omfatter de kvadrerende koblings-kretser Q,, Q„, som av a hhv. b, f.eks. ved ikke lineær overfo-ring danner verdiene a 2 hhv. b 2, idet differansen ledes til produktkoblingen M^. I dannes produktet r = a b (b <2> - a 2), som svarer til forholdet (13) og ledes som reguleringsstorrelse til generatoren G. En mulig komplettering av koblingen med de ekstra elementer A vil bli omtalt nedenfor, mens de ovrige deler av koblingen og deres funksjon allerede er omtalt i forbindelse med fig. 1 og 2.

Forholdet (13) kan erstattes av

En kontrollkobling KS kan derfor ifolge fig. 7 også omfatte en koblingskrets M4, som danner produktet av a,b, (b+a) (b-a). Ved ekstra stabilisering av produktet rQ kan den således vunne reguleringsstorrelse r frigjores vidtgående fra eventuelle avvikelser forårsaket av korte forstyrrelser.

Ved amplitudebegrensning av de faktorer som opptrer i (13) eller (14), skifter produktstorrelsen r bare mellom verdiene +1 og -1:

Begrensningen er derved antydet ved tegnet x. Reguleringsstor-relsens fortegn er således til enhver tid motsatt av fortegnet for små fasefeil; dvs. at reguleringen igjen virker i retning av en reduksjon av disse feil. Ved tilfeldige faseforskjeller

"' fås et forlop av reguleringsstorrelsen ifolge fig. 10, og ved reguleringen tilstrebes således i avhengighet av styringstilstanden fasevinklene '-" Q;r~~"/ 2;u. ; 3 /2.

En tilsvarende modifikasjon av kontrollkoblingen KS ifolge fig.

6 oppnås ved hjelp av begrenserne A, som i avhengighet av inn-gangsstorrelsens a hhv. b hhv. (b 2 -a 2) fortegn gir en utgangsstorrelse +1 eller -1. Produktkoblingen kan derved erstattes av en tilsvarende forenklet kobling, hvis utgangsstorrelse ifolge inngangsstorrelsenes fortegn-produkt likeledes er +1 eller -1. Kontrollkoblingen KS kan således realiseres med meget enkle elementer, som disponeres fra den logiske koblingsteknikk.

Tilsvarende modifikasjon av kontrollkoblingen KS ifolge fig. 7 forer til koblingen ifolge fig. 8, som igjen omfatter begrense-re A, hvis utgangsstorrelser ved konstant amplitude har samme fortegn som inngangsstorrelsene. Produktkoblingen M4 (fig. 7) er derved erstattet av kretsen N, hvis utgangsstorrelse rQ i overensstemmelse med inngangsstorrelsenes fortegn-produkt antar verdien +1 eller -1. Et eventuelt hjelpesignals s oppgave og virkning vil bli nærmere omtalt nedenfor.

I fig. 9 ses den reguleringsstorrelse som vinnes med kontroll-koblinger uten begrensning ifolge fig. 6 eller 7, mens det ved bruk av begrensningen ifolge fig. 6 (med kretser A) eller Fig.

8 oppstår reguleringsstorrelser ifolge fig. 10. Reguleringsstorrelsen forsvinner ved nullgjennomganger, og med reguleringen korrigeres begynnende fasefeil i positiv hhv. negativ retning, til oppnåelse av fasestillingen = 0; ." /2; '7 ; 3TT/2 hhv.^ = 0. Denne tilstand er til enhver tid nådd når b = 0 eller a = 0. Ytterligere nullgjennomganger opptrer riktignok også ved b = - a. Derved dreier det seg dog om labile tilstan-der, idet en liten avvikelse til enhver tid forstorres av reguleringen til oppnåelse av en av de nevnte, stabile nullgjennomganger, som antydet i fig. 4 i ved de buede piler.

Den hoyfrekvensbærer som skal demoduleres kan imidlertid også være fasestyrt på den måten at det for de fire styringstilstander etter gjennomfort regulering skulle opptre styringssignaler ifolge tabell II:

I dette tilfelle er således styringsvektorene etter oppnåelse av synkronisering ved forsvinnende^, dreid med U /4 i forhold til fig. 3 og fig. 4. De nullgjennomganger som i fig. 9 og 10 hittil er blitt betegnet som ustabile, må således nå svare til den stabile tilstand, mens nullgjennomgangene ved a = 0 og b = 0 blir ustabile. Dette forhold kan lett oppnås ved repola-risering av reguleringsstorrelsen r, idet de buede pilene i fig. 4 da skifter retning.

Den fremgangsmåte for vektor-potensiering som er omtalt under henvisning til (9) til (13) kan selvsagt også gjennomføres ved større' antall av mulige styringstilstander og tilsvarende storre n. Forutsatt at n = 6 styringstrinn, fås folgende sty-ringsvektbrer: og den potensierte vektor blir

Av den imaginære andel fremkommer: Dette produkt har nullposisjoner, når en av de faktorer som er betegnet med 1,2, ... 6 blir null. Derved dreier det seg om folgende stabile nullposisjoner

Mellom dem ligger de labile nullposisjoner:

Ved ompolarisering av den reguleringsstorrelse som vinnes av d blir nullposisjonene 2,4, 6 stabile, mens 1,3, 5 nå er labile. Man oppnår således en virksom synkronisering i tilfelle av fasestyring av en f rekvensbærer som er dreid )i /6.

For gjennomføring av denne synkronisering kreves således i fors-te rekke hjelpekoblinger, som på en enkel måte fremkaller fak-torene (b - \ 3 a) og (a - \ 3 b) ved sum- og differansedannelse. De faktorer som fremgår av (19) skal deretter multipliseres ved hjelp av en produktdannende kobling analog M^ hhv. i fig. 3 hhv. fig. 4 for oppnåelse av reguleringsstorrelsen. Også her kan det selvsagt, analogt med fig. 8, anordnes en begrensning av de enkelte faktorer, hvorved produktdannelsen lettes.

Ifolge samme fremgangsmåte for vektor-potensiering fremkommer ved n=8, dvs. ved 8 mulige styringstilstander, produktet d = 8ab (a<6> -7a<4>b<2>+7a<2>b<4->b<6>) = 8ab (b+a) (b-a) (b+0,414a).

hvorved den av d vunne reguleringsstorrelse r = -d/8 ved fasevinklene^ 0,"k /4, TT /2, 3'T/4,~ , sTT /4, 3T /2, 7^/4

har stabile nullposisjoner

De faktorer (b+a) samt (b-a) som opptrer i (14) og i koblingene

i fig. 7 og 8 gir nullposisjoner for reguleringsspenningen ved (b = a). I vektorgjengivelsen, fig. 4, er de tilhorende vektorer fasedreid - \\ /4 overfor normalstiIlingen (b=0 hhv. a = 0).

Tilsvarende vektorer oppstår således også ved ekstra.modulasjon av hoyfrekvenssvingningen w med ytterligere hjelpesvingninger, som overfor h^ og h2 har en ytterligere fasedreining på v. /4. Denne fremgangsmåte er brukt ved synkroniseringskoblingen ifolge fig. 11. Av hjelpesvingningen h fra generatoren G opprettes i fasedreiningskretsen hjelpesvinginger h^1 ... h,., som ledes til de produktdannende modulatorer ... Disse hjelpesvinginger, hvis fasevinkel til enhver tid er forskjellig med

Il /4, er gjengitt ved pilene H^... H4 i vektordiagrammet i fig.

12. Ved begrensning av demodulasjonssignalene a-^ ... <a>^4 med begrenserne A oppstår signalene a^ ... a<*>4, som ved konstant amplityde skifter fortegn med a11 ... a^4. Ved dannelse av fortegnproduktet i N4 oppstår signalet r , som til utligning av korte forstyrrelser stabiliseres i lavpassfilteret B. Det resulterende reguleringssignal r, som styrer generatorens G frekvens, er negativt ved den i fig. 12 viste stilling av viseren W, som angir den hoyfrekvenssvingning som skal demoduleres; for produk-tene a^2' ai3' an av w me<^ ^12' *\l3' ^4 er negative, mens produktet av w med h^ faller positivt ut. Dette bekreftes av fig. 12, hvor (W-H2), (W-H3) , (W-H4) er negative, mens (W*^)

er positiv. Ved andre fasestillinger av hoyfrekvenssvingningen w fås for tiden også positive reguleringsstorrelser, og man vil endelig alt etter stillingen av vektoren W i fig. 12 få de positive eller negative reguleringsstorrelser r+ hhv. r_, som til enhver tid styrer overlagrings-hjelpesvingningene i retning av en reduksjon av begynnende fasefeil. Koblingens virkning svarer således igjen til fig. 10, mens man ved å gi avkall på amplitu-debegrensningen i A og anvendelse av en analogmultiplikasjon ved N4 ville oppnå et forlop av reguleringsspenningen ifolge

fig. 9.

Også denne metode kan gjennomføres ved et annet antall styretilstander. I fig. 13 er det vist en kobling, hvor det ligger til grunn en avtrapping av hoyfrekvensfasen i 3 styretrinn. Koblingens funksjon og betegnelser svarer til fig. 11. De tre hjelpesvingningen<e><b>^l' *122' ^23 er ^i^l^tid innbyrdes fase-forskjovet med 2 .i /3. Ifolge diagrammet i fig. 14 er vektor-planet oppdelt i tre vinkelområder påT^ /3, som gir et positivt hhv. et negativt fortegn av reguleringsstorrelsen r.

En anvendelse av fremgangsmåten er også mulig ved modulasjon av hoyfrekvenssvingningen med bare to styretilstander (n=2), som adskiller seg ved en fasedifferanse påTT . I dette tilfelle vil en innretning ifolge fig. 11 under utelatelse av produkt-koblingene M, „ og M^4 strekke til. Utgangssignalene a-^bg a-^2 for Mii °<3 Mi3 svarer derved til signalene å ifolge (5) og

-b ifolge (6), og deres analogprdukt vil som folge av n = 2

gi en reguleringsstorrelse

Ved begrensning av a-^ og a-^ i A og dannelse av fortegnproduktet av de begrensede signaler a^ og a*^ i N4 oppstår derimot en reguleringsstorrelse rx = l,hvis fortegn svarer til fortegnet for r.

Den ved faseomstyring opptredende endring av fasestillingen melbm de styretilstander som skal evalueres, vil i mange tilfelle være begrenset til neglisjerbart korte tidsavsnitt. Dette er imidlertid ikke alltid tilfelle. Med henblikk på en så liten båndbredde som mulig for de overforte signaler er fasen især ved hurtig styring avsnittsvis konstant forandret, slik at den fasetilstand som karakteriserer den enkelte styretilstand bare foreligger i periodevis tilbakevendende, korte tidsavsnitt. Også i slike tilfelle vil de ovenfor omtalte innretninger ifolge undersøkelser gi brukbare reguleringssignaler. Både ved analoglosningen (med dannelse av analogproduktet), og ved di-gitallosningen (med dannelse av fortegnproduktet) vil det også i slike tilfelle oppstå reguleringsstorrelser, som - bortsett fra en ampiit ule som er redusert med en konstant faktor - har vidtgående samme forlop som i tilfelle av en neglisjerbart liten varighet av fasestillings-forandringen mellom de styretilstander som skal evalueres ("hard" styring). Hvis takt-frekvensen er kjent, kan man i tilfelle av konstant, ikke sprangvis faseendring ("myk" styring) med fordel også anordne en periodisk avbrytelse, slik at evalueringen bare er virksom under den gyldige taktfase. Det mottatte hoyfrekvenssignal kan da avbrytes i faseomstyrings-rytmen med takt signalet,slik at det bare skjer overlagring med hjelpesvingningene i de for-holdsvis korte tidsavsnitt for fasestillingen som skal evalueres. For dette formål er f.eks. avbryteren U, egnet, som er vist i fig. 2 med stiplet strek og sluttes av de periodisk opptredende, korte pulser for taktsignalet eQ. En tilsvarende styrt avbryter U2 kan ifolge fig. 13 f.eks. også kobles inn foran stabiliseringskretsen, slik at -til enhver tid bare de momentanverdier av reguleringsstorrelsen rQ som svarer til den fasestilling som skal evalueres, blir overfort. Endelig kan en tidvis avbrytelse av evalueringen for mer noyaktig regist-rering av styretilstandene også anordnes ved ekstra styring ved koblingselementene for amplitudebegrensning eller for produktdannelse eller ved eventuelt nodvendige mellomforsterkere.

Dannelsen av fortegn-produktet for oppnåelse av reguleringsstorrelsen ifolge fig. 8,11,13 har den fordel fremfor en ut-vinning av analogproduktet ifolge fig. 6,7 at den krever et ringere oppbud ved unngåelse av feilmuligheter ved dårlig valgte eller dårlig justerte koblingselementer (produktkoblin-ger My M4, kvadreringskoblinger 0^,0,,) . På den annen side er det faseavhengige forlop av reguleringsstorrelsen, som vist i fig. 10, mindre gunstig med henblikk på en hurtig og dog sta-bil regulering, enn forlopet ifolge fig. 9, hvor reguleringsstorrelsen ved små fasefeil er proporsjonal med disse feil. Ved ekstra forholdsregler er det dog mulig å oppnå et gunstigere forlop av reguleringsspenningen ifolge ompoleriseringsme-toden, slik at man unngår de reguleringstekniske ulemper. Man kunne ved ekstra frekvensmodulering av generatoren G produse-re hjelpesvingninger h,som gir vekslende, små forskyvninger

av regulerings-spenningsgjennomgangene ifolge fig. 10, slik

at den stabiliserte reguleringsspenning til slutt ved små fasefeil forloper proporsjonalt til disse feil. Slike innretninger er imidlertid noe mindre egnet for samtidig demodulasjon av de fasestyrte signaler, fordi området for tillatte fasefeil for mottatte signaler reduseres tilsvarende den ekstra fase-variasjon av hjelpesignalene.

t

En effektiv korrigering av reguleringsstorrelsen er derimot under unngåelse av nevnte ulempe mulig på en enkel måte ved anvendelse av tilleggssignaler s, som foyes til demodulasjonssignalene a og b for deres begrensning. Ved koblingen ifolge fig. 8 tilfores et signal s, som er varig foranderlig innen bestemte grenser, på en slik måte at nullgjennomgangene for

(a+s) og (b+s) til stadighet forskyver seg med ringe verdier overfor den opprinnelige stilling. Mens reguleringsstorrelsen uten anvendelse av disse ekstrasignaler har forlbpet ifolge fig. 18, vil nå i avhengighet av tilleggssignalets momentanverdi f.eks. det forlop resultere som er vist i fig. 19 med stiplet strek, dvs. forlopet av den ikke stabiliserte utgangsstorrelse rQ fra N. Ved varig foranderlig tilleggssignal vil den stabiliserte reguleringsstorrelse r derimot som middelverdi av forskjellige rektangelsignaler f.eks. anta det forlop som er vist i fig. 19 med full strek og som er proporsjonalt med små fasefeil.

Tilførselen av et tilleggssignal for oppnåelse av en krummet reguleringskarakteristikk ved begrensede produktsignaler er også mulig ved de ovrige koblingseksempler. Således kan de begrensede signaler a^ og a^ eller signalene a^2 °<? ved koblingen ifolge fig. 11 kompletteres ved addisjon av tilleggssignaler. Ved den nevnte drift med bare to styretilstander under utelatelse av de produktdannende koblinger M^2°9 M, . (fig. 11) vil derimot addisjon av tilleggssignalet til det begrensede signal il være tilstrekkelig.

Tilleggssignalet s kan f.eks. i avhengighet av tiden t ha det forlop som er vist i fig. 15a (dvs. som er periodisk og symmetrisk vippespenning), slik at nullgjennomgangen for r til enhver tid folger tilsvarende verdi A (s). Ved dette forlop er alle momentanverdier av s like sannsynlige, slik at også de ekstra vinkelforskyvninger innenfor grensene A \ , tilsvarende fig. 15b opptrer med samme sannsynlighet p ( .1 x ) • Reguleringsstorrelsen som folger sannsynlighetenes integralverdi, har således et forlop ifolge fig. 15c. Et enda gunstigere forlop oppnås ved anvendelse av tilleggssignaler ifolge fig. 16a, som gir en sannsynlighetsfordeling av nullgjennomgangsforskyv-ningene f.eks. ifolge klokkekurven i fig. 16b, slik det ved integrering endelig resulterer en avhengighet av den stabiliserte reguleringsspenning av fasefeilen, fig. 16c. Man kan imidlertid også benytte tilleggssignaler med lydkarakter ifolge fig. 17a, hvis enkeltverdier f.eks. forholder seg ifolge sannsynlighetsfordelingen i fig. 17b under begunstigelse av små verdier. Også her vil det til slutt fremkomme en reguleringsspenning med S-formet forlop, f.eks^ifolge fig. 17c. Ved de labile nullgjennomganger ( £> = , ^ , ...) er en krumning avi karakteristikken som regel ikke onsket, fordi alt små fase-awikelser der skal gi stor st mulige reguleringsspenninger, slik at påfolgende, stabile nullgjennomgang oppnås på kortest mulig tid. For oppnåelse av en krumning av karakteristikken ved fasene^T /4, 3 11 /4 vil en addisjon av tilleggssignaler til sum- signalet (b+a) og til differensial-signalet (b-a) i koblingen fig. 8 strekke til. Dette trekk er hensiktsmessig, sær-lig ved utskiftning av de stabile og de labile nullgjennomganger ved ompolarisering av reguleringsspenningen, som omtalt under henvisning til tabellene III og IV.

Det forlop av tilleggssignalet med begunstigelse av de små amp-lityder som er vist i fig. 16a, oppnås ved generering av dette signal med en kobling ifolge fig. 20. Ved frekvensdeling av et

hjelpesignal h fra generatoren G i deleren T oppstår forst rek-tangelsignalet s-^. Ved differensiering i DQ oppstår signalet s ? som består av korte pulser. En kobling F for utformning av tilleggssignalet s omfatter en kondensator, som av pulsene, via de antydede likerettere blir positivt eller negativt ladet, hvorpå utlading skjer via parallellmotstanden.

Lavpassfilteret B, som vist i fig. 7.8.11.13 til stabilisering av reguleringsspenningen r tjener til utligning av virkningen av korte forstyrrelser og til unngåelse av stabilitetsproblemer betinget av for små tidskonstanter. Et slikt filter kan f.eks. ifolge fig. 21 være oppbygget av en parallellkapasitet C, i forbindelse med en seriemotstand R^.

Ved forbigående avbrytelse av overforingen bor den til enhver tid bestående reguleringsspenning opprettholdes, slik at man unngår en ny-synkronisering etter avbrytelsen. Med likerette-ren vinnes derfor av hoyfrekvenssvingningen w en styrestorrelse til betjening av bryteren S^, ved hjelp av hvilken til-førselen til kondensatoren C, avbrytes ved bortfall av denne svingning, slik at kondensatorens ladetilstand opprettholdes. Ved begynnelsen av synkroniseringen vil en stabilisering av reguleringsspenningen med ringe tidskonstant til innledning av synkronlopet være hensiktsmessig ved store frekvensavvikelser i begynnelsen. Ved forbikobling av seriemotstanden R2 med bryteren S2 er en slik reduksjon av tidskonstanten mulig. Til oppnåelse av en styrespenning til betjening av bryteren, frigjores den ennå ufiltrerte reguleringsstorrelse rQ fra likestromskomponenten ved hjelp av kondensatoren C^, mens de ved begynnelsen av reguleringen fortsatt foreliggende veksel-komponenter likerettes i D2> Etter opphevelse av den begynnende frekvehsfor-skjell mellom generatorens G hjelpesvingninger h og mottagelses-svingningen w, forsvinner sterke variasjoner av r , slik at også styrespenningen for bryteren S2 forsvinner. Den da inntreffende åpning av bryteren bevirker en forstorrelse av seriemotstanden med motstandsverdien av R2 og dermed en tilsvarende forstorrelse av filtertidskonstanten.

De viste figurer er selvsagt bare ment som utforelseseksempler for gjennomføring av synkroniseringen ifolge oppfinnelsen ved mottagelse av fasestyrte signaler. Ved bruk av kjente organer og utnyttelse av kjent teknisk viten kan det selvsagt gjennomfores andre gjennomforingsmåter, hvor trekkene ifolge oppfinnelsen likeledes kommer til anvendelse.

Med "styring" skal i denne sak forstås det tyske ord

"Tastung" (engelsk: "keying").

Claims (31)

1. Fremgangsmåte for demodulering av et fasestyrt høy-frekvenssignal (w) med et gitt tall n av mulige styringstilstander, hvor det frembringes i det minste to hjelpesignaler (h^, h,,) med lik frekvens og en konstant faseforskjell og hvor det fra høyfrekvenssignalet (w) og hjelpesignalene (h^, h2) i produktdannende koblinger (M^, M-j) dannes modulasjonsprodukter (a, b), fra hvilke modulasjonsprodukter (a, b) ved kombinasjon avledes en regulerinqsstør-relse (r) og anvendes for regulering av hjelpesignalenes (h^, h2) frekvens, karakterisert ved at modulasjonsproduktene (a, b) oppfattes som komponent av en styringsvektor (V^.) og reguleringsstørrelsen (e) avledes fra n-te potens av denne styringsvektor (V^).

2. Fremgangsmåte som angitt i krav 1, karakterisert ved at produktet av a, b og sum- og differansesignalene produseres av to ved overlagring av det fasestyrte høyfrekvenssignal med to innbyrdes ortogonale hjelpesignaler fremkomne signaler a og b for minst ett av sum-signalene (b + g^ a), (b + g2 a)... og minst ett av differansesignalene (b-g^ a), (b-g2 a)... (<g>^,<g>2,... er konstanter) og benyttes til dannelse av reguleringsstørrel-sen.

3. Fremgangsmåte som angitt i krav 1 og 2, karakterisert ved at det av signalene a og b som er fremkommet ved overlagring av det fasestyrte høyfrekvens-signal med to innbyrdes ortogonale hjelpesignaler, ved 2 2 kvadrering fås ytterligere signaler a og b og at produktet av a,b og (b 2 - a 2 ) produseres for oppnåoelse av regule-ringsstørrelsen .

4 . Fremgangsmåte som angitt i krav 1 og 2, karakterisert ved at det av signalene a og b, som er oppnådd ved overlagring av det fasestyrte høyfrekvenssignal med to innbyrdes ortogonale hjelpesignaler, fremkalles sum-signaler (b+a) og differanse-signaler (b-a) og at produktet av a,b,(b+a) og (b-a) produseres til dannelse av reguleringsstørrelsen.

5 . Fremgangsmåte som angitt i krav 1 og 2, karakterisert ved at det av signalene a og b, som er fremkommet ved overlagring av det fasestyrte høyfrekvenssignal med to innbyrdes ortogonale hielpesiqnaler, utledes sum-sianaler samt differanse-signaler og at produktet av signalene a, b og nevnte sum-og differansesignaler produseres for dannelse av regulerings-størrelsen.

6 . Fremgangsmåte som angitt i krav 1 og 2, karakterisert ved at det av signalene a og b, som er fremkommet ved overlagring av det fasestyrte høyfrekvenssignal med to innbyrdes ortogonale hjelpesignaler. oppnås sumsignaler (b+a), og differansesignaler (b-a) , , og at produktet av signalene a, b og nevnte sum- og differansesignaler produseres for dannelse av reguleringsstørrelsen.

7 . Fremgangsmåte som angitt i krav 1, karakterisert ved at det fremkalles minst tre signaler ved overlagring av det fasestyrte høyfrekvenssignal med minst tre hjelpesignaler med ulik fasestilling, av hvilke signaler produktet produseres for dannelse av reguleringsstørrelsen.

8. Fremgangsmåte som angitt i krav 1 og 7, karakterisert ved at det fremkalles tre signaler ved overlagring av det fasestyrte høyfrekvenssignalet med tre hjelpesignaler, hvis faseforskjell utgjør /3 eller heltallige multipler derav, av hvilke signaler produktet produseres for dannelse av reguleringsstørrelsen.

9. Fremgangsmåte som angitt i krav 1 og 7, karakterisert ved at det fremkalles fire signaler ved overlagring av de fasestyrte hoyfrekvenssignaler med fire hjelpesignaler, hvis faseforskjell utgjor TT/4 eller heltallige multipler derav, av hvilke signaler produktet produseres for dannelse av reguleringsstorrelsen.

10. Fremgangsmåte som angitt i krav 1 og 7, karakterisert ved at det fremkalles 6 signaler ved overlagring av det fasestyrte hoyfrekvenssignal med 6 hjelpesignaler, hvis faseforskjell utgjorTT /6 eller heltallige multipler derav, av hvilke signaler produktet produseres for dannelse av reguleringsstorrelsen.

11. Fremgangsmåte som angitt i krav 1 og 7, karakterisert ved at det fremkalles åtte signaler ved overlagring av det fasestyrte hoyfrekvenssignalet med åtte hjelpesignaler, hvis faseforskjell utgjor It /8 eller heltallige multipler derav, av hvilke signaler produktet produseres for dannelse av reguleringsstorrelsen.

12. Fremgangsmåte som angitt i krav 1, karakterisert ved at det ved produktproduksjon vinnes en stor-relse, hvis fortegn ved konstant amplitude svarer til fortegn-produktet for de tilforte signaler.

13. Fremgangsmåte som angitt i krav 1,2, .12 og 3-6, karakterisert ved at signalene a og b, som er fremkommet ved overlagring av de fasestyrte hoyf rekvens signaler, og de derav dannede sum- og differansesignaler begrenses i amplituden for produktdannelse.

14. Fremgangsmåte som angitt i krav 1,2,13 og 8-11, karakterisert ved at de signaler som fremkommer ved overlagring av det fasestyrte høyfrekvenssignal med minst tre hjelpesignaler med forskjellig fasestilling, begrenses i amplituden for produktdannelsen.

15. Fremgangsmåte som angitt i krav 1, karakterisert ved at det fremkalles to signaler ved overlagring av det fasestyrte høyfrekvenssignal med to innbyrdes ortogonale hjelpesignaler, av hvilke signaler det ved begrensning og produktdannelse dannes en reguleringsstorrelse som styrer hjelpesignalenes. frekvens.

16. Fremgangsmåte som angitt i krav 1 samt 13' eller 14., karakterisert ved at hjelpesignalene som overlagres med det fasestyrte hoyfrekvenssignal i tillegg fasemoduleres (in der Phase gewobbelt).

17. Fremgangsmåte som angitt i krav 1 og 13 eller 14, karakterisert ved at i det minste en del av de amplitudebegrensede signaler varieres ved addisjon av foranderlige tilleggssignaler for produktdannelsen.

18. Fremgangsmåte som angitt i krav 1, 15 og 16 , karakterisert ved at de foranderlige tilleggssignaler består av et lydsignal.

19. Fremgangsmåte som angitt i krav 1, 12 og 16, karakterisert ved at de foranderlige tilleggssignaler består av et periodisk rektangelsignal.

20. Fremgangsmåte som angitt i krav 1, 12 og 16, karakterisert ved at de foranderlige tilleggssignaler består av en periodisk og symmetrisk vippespenning.

21. • Fremgangsmåte som angitt i krav 1, karakterisert ved at reguleringsstorrelsen stabiliseres ved lav-passf iltrering for den ledes videre til frekvensstyring.

22. Fremgangsmåte som angitt i krav 20., karakterisert ved at det ved likeretting av det fasestyrte høy-frekvens signal produseres en styrestorrelse, som ved avtagende amplityde bevirker en forstorrelse av filter-tidskonstanten.

23. Fremgangsmåte som angitt i krav 20, karakterisert ved at det ved likeretting av reguleringsstorrelsen som er befridd for likestromskomponenten, produseres en styrestorrelse, som ved avtagende svingninger av reguleringsstorrelsen forstørrer tidskonstanten for den etterfølgende stabilisering .

24. Fremgangsmåte som angitt i krav 1, karakterisert ved at faseevalueringen avbrytes under overgangen mellom de enkelte styretilstander.

25. Fremgangsmåte som angitt i krav 1, karakterisert ved at den reguleringsstørrelse som fremkommer ved produktdannelse avbrytes under overgangen mellom de enkelte styretilstander.

26. Innretning for demodulering av et fasestyrt høyfre-kvenssignal med et gitt tall n av mulige styringstilstander, hvor det frembringes i det minste to hjelpesignaler med lik frekvens og en konstant faseforskjell, og hvor det fra høyfrekvenssignalet og hjelpesignalene i produktdannede koplinger dannes modulasjonsprodukter, fra hvilke modulasjonsprodukter ved kombinasjon avledes en reguleringsstør-relse og anvendes for regulering av hjelpesignalenes frekvens, samt for gjennomføring av fremgangsmåten som angitt i krav 1, karakterisert ved a) minst to overlagringsmodulatorer, som dels får tilført det fasestyrte høyfrekvenssignal og dels en hver av minst to hjelpesignaler, hvilke hjelpesignaler uttas fra en generator med forskjellig fasestilling, og b) en produktdannende kopling, hvis inn-gangssignaler fremkommer av de signaler som oppnås ved overlagring, og hvis utgangssignal tilføres generatoren for f rekvensstyring.'

27. Innretning som angitt i krav 26, karakterisert ved at utgangssignalene fra overlagringsmodulator- , ene føres direkte til den produktdannende kopling.

28. Innretning som angitt i krav 26 og 27, karakterisert ved at utgangssignalene fra overlag-ringsmodulatorene dels føres direkte til den produktdannende kopling og dels føres til denne under mellomkopling av minst en sum - og minst en differansedannende kopling.

29. Innretning som angitt i krav 26, karakterisert ved at inngangssignalene til den produktdannende kopling blir amplitudebegrenset.

30. Innretning som angitt i krav 26, karakterisert ved at den produktdannende kopling består av en koplingskrets, hvis utgangssignal ved konstant amplitude svarer til fortegnproduktet av inngangssignalene.

31. Innretning som angitt i krav 26, karakterisert ved at utgangssignalet for den produktdannende kopling ledes til et lavpassfilter for undertrykking av hur-tige svingninger og at utgangssignalet fra dette filter ledes til generatoren til frekvensstyring.