CN104601506B - 一种非数据辅助的oqpsk信号闭环载波同步方法 - Google Patents
一种非数据辅助的oqpsk信号闭环载波同步方法 Download PDFInfo
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Abstract
本发明提供一种非数据辅助的OQPSK信号闭环载波同步方法，利用OQPSK信号的平方谱特性，采用一种基于平方谱估计的载波频偏粗估计算法，可以有效地减小信号的频率范围。载波同步环路采用一种点积叉积鉴频器与鉴相器相结合的交叉环结构，可同时保证载波同步的速度和精度。环路滤波器采用比例积分滤波器，使得同步环路为二阶环路，在直流增益为无穷大且频偏为常数的情况下，能够实现稳定的环路动态响应。采用上述方案，在平方谱频偏粗估计的基础上，将点积叉积鉴频器与鉴相器联合使用，可以准确估计出频偏，保证载波同步的精度和速度，能够满足通信系统的需求。
Description
技术领域
本发明属于测试技术领域，尤其涉及的是一种非数据辅助的OQPSK信号闭环载波同步方法。
背景技术
OQPSK作为一种恒包络的数字调制技术，不仅具有较高的频带利用率和功率利用率，还消除了180°载波相位跳变，在带宽有限的实际通信系统中，包络起伏小，已经成为一种在测控和通信领域中常用的调制方法，如TDMA、CDMA系统等。
由于很多通信系统均采用相干解调的方法还原调制信号，而接收机在进行相干解调时，需要产生一个与发射机传送的信号具有相同频率和相位关系的载波信号。因此，要实现信号的正确传输，获得良好的接收性能，必须对接收信号进行准确的载波同步。
通信系统中，载波同步的方法有两类：插入导频法和直接法。前者是已调信号中不存在载波分量，需要在发送端插入导频信号，或者在接收端对信号进行适当的波形变换，以取得载波同步信息。后者是已调信号中存在载波分量，可以从接收的信号中提取载波同步信息。工程上为了有效利用频率资源，并尽可能使空间发射的无线电波中携带有用信息，发射端通常不会发射专门用于同步的载波信息。因此，相对于插入导频法，直接法应用更为广泛，常用的方法为基于锁相环的载波同步方法，同相正交(Costas)环法提取载波的原理框图如图1所示：Costas环包括两个相干解调器，它们的输入信号相同，分别与本地载波相位相同的同相信号和经 过90°相移13的正交信号进行相干解调，，上支路为同相相干解调器，下支路为正交相干解调器。两个相干解调器的输出同时送入乘法器，与输入信号相乘，并通过低通滤波器(LPF)10滤除高频分量。两路滤波后信号分别与经过符号函数Sgn11判决的信号交叉相乘，完成鉴相功能，最后经过环路滤波器14输出控制本地振荡器VCO12的误差电压信号，误差电压信号控制VCO稳定在输入信号的载波频率上。
基于锁相环的载波同步算法可以实现准确的载波同步并且性能稳定，但需要较长的入锁时间。载波同步环路的入锁时间受载波频偏的影响非常明显：当频偏较小时，锁相环可以很快入锁；当频偏较大时，锁相环所需的入锁时间较长；当频偏过大时，锁相环甚至会出现失锁现象。在实际通信系统中，信号的频偏范围往往较大，单纯的基于锁相环的载波同步算法不能满足实际系统的处理要求。
因此，现有技术存在缺陷，需要改进。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是针对现有技术的不足，提供一种非数据辅助的OQPSK信号闭环载波同步方法。
本发明的技术方案如下：
一种非数据辅助的OQPSK信号闭环载波同步方法，其中，包括以下步骤：
步骤1：设接收信号为s(t)＝I(t)cos(ωct+θ)+Q(t)sin(ωct+θ)，本地载波信号为本地振荡器(VCO)的输出信号v(t)＝cos(ω0t+θ0)，则与接收信号s(t)进行正交解调的上下两路信号分别为与载波同相的同相信号v1(t)＝cos(ω0t+θ0)和与载波相位相差90°的正交信号v2(t)＝sin(ω0t+θ0)，接收信号s(t)分别与两路正交的信号v1(t)和v2(t)在混频器中进行正交解调，得到两路正交的解调信号和其中v3(t)为同相分量，v4(t)为正交分量；
步骤2：两路正交的解调信号分别经过低通滤波器后，低通滤波后的两路信号分别为同相分量v5(t)和正交分量v6(t)，如公式1和公式2所示:
公式1：
及公式2:其中Δω＝ω0-ωc，Δθ＝θ0-θ；
步骤3：低通滤波后的同相分量v5(t)和正交分量v6(t)分别分两路进入平方谱频偏粗估计模块进行频偏粗估计，首先对信号进行平方运算，然后进行快速傅里叶变换，得到信号的平方谱，对平方谱进行分析，搜索其极大值点，可获得平方谱突出谱线的位置α；已知信号传输速率为fT，根据突出谱线α算出频偏范围如果有两条突出谱线α1和α2，并且α1＜0＜α2，则频偏范围为如果只有一条谱线α，若α＜0，则此时的频偏为负，频偏范围为若α＞0，则此时的频偏为正，频偏范围为
步骤4：将低通滤波后的同相分量v5(t)和正交分量v6(t)与步骤3得到的频偏范围分别送入点积叉积鉴频器和鉴相器模块进行频偏精估计，首先分别将v5(t)和v6(t)两路信号延时一个符号周期Tb，得到v5(t-1)和v6(t-1)两路信号，然后对v5(t)、v5(t-1)、v6(t)和v6(t-1)四路信号进行点积叉积运算：定义点积为Dot(t)＝v5(t-1)v5(t)+v6(t-1)v6(t)，定义叉积为Cross(t)＝v5(t-1)v6(t)-v6(t-1)v5(t)，令Dot'(t)＝Dot(t)-Cross(t)，Cross'(t)＝Dot(t)+Cross(t)，则鉴频器的输出即频率误差为ef(t)＝sgn(Dot'(t))Cross(t)-Dot'(t)sgn(Cross(t))≈K1Δωt+C1；将v5(t)和v6(t)两路信号送入鉴相器，直接计算得到鉴相器的输出即相位误差为
步骤5：将点积叉积鉴频和鉴相器输出的频率误差ef(t)和相位误差dp(t)进行复合运算，得到误差控制量vd(t)＝ef(t)+dp(t)，将误差控制量vd(t)送入环路滤波器滤除高频分量，环路滤波器产生误差电压信号控制本地振荡器产生本地载波信号v(t)。
步骤6：重复步骤1至步骤5，使步骤4获得频率误差与相位误差趋于零，即完成载波同步过程，实现了载波频偏的准确估计。
所述的非数据辅助的OQPSK信号闭环载波同步方法，其中，所述步骤3中，所述平方谱粗估计模块的具体步骤为：设载波频偏为fC，信号传输速率为fT，平方谱在循环频率α＝2fC±fT处存在两条明显的谱线，两条谱线的幅度、位置由载波频偏影响，当频偏较小时，存在两条明显的谱线，当频偏较大时，一条谱线变的模糊，另一条谱线更加明显；因此，借助平方谱进行粗估计以缩小待测信号的频偏范围；首先对信号进行平方运算，然后进行快速傅里叶变换，得到信号的平方谱，对平方谱进行分析，搜索其极大值点，获得平方谱突出谱线的位置α；已知信号传输速率为fT，根据突出谱线α算出频偏范围如果有两条突出谱线α1和α2，并且α1＜0＜α2，则频偏范围为如果只有一条谱线α，若α＜0，则此时的频偏为负，频偏范围为若α＞0，则此时的频偏为正，频偏范围为在得到粗频偏后，对信号进行校正，若信号的频偏较小时，根据该频偏在点积叉积鉴频和鉴相器模块进行精估计得到准确的频偏。
所述的非数据辅助的OQPSK信号闭环载波同步方法，其中，所述步骤3中，所述结合点积叉积鉴频与鉴相器的精估计模块具体步骤为：首先分别将I(t)和Q(t)两路信号延时一个符号周期Tb，得到I(t-1)和Q(t-1)两路信号，然后对I(t)、I(t-1)、Q(t)和Q(t-1)四路信号进行点积叉积运算：定义点积为Dot(t)＝I(t-1)I(t)+Q(t-1)Q(t)，定义叉积为Cross(t)＝I(t-1)Q(t)-Q(t-1)I(t)，令Dot'(t)＝Dot(t)-Cross(t)，Cross'(t)＝Dot(t)+Cross(t)，则鉴频器的输出即频率误差为ef(t)＝sgn(Dot'(t))Cross(t)-Dot'(t)sgn(Cross(t))≈K1Δωt+C1；将I(t)和Q(t)两路信号送入鉴相器，直接计算可得到鉴相器的输出即相位误差为 其中K1、C1、K2、C2均为常数；当起始频偏较大时，鉴相器输出的是直流分量约为零的差拍电压，而鉴频器由于频宽较宽，能够输出与频偏正比的直流分量，此时，锁频环起主要作用；当频偏缩小到预定范围后，鉴频器输出的误差量约为零，锁相环开始起主导作用。
采用上述方案：
1、通过在载波同步环路中增加平方谱粗估计的方式，减小载波信号的频偏范围，然后通过载波同步环路的精同步过程能够实现同步环路的快速入锁，可保证载波同步的速度，适合在频偏较大的实际通信系统中使用。
2、该方法将点积叉积鉴频器与鉴相器联合使用，能够准确估计出频偏，可保证载波同步的精度，能够满足通信系统的需求。
附图说明
图1为现有技术中Costas环法载波同步原理框图。
图2为本发明方法原理框图。
图3为本发明实施例中平方谱模块的原理框图。
图4为本发明实施例中点积叉积鉴频模块的原理框图。
具体实施方式
以下结合附图和具体实施例，对本发明进行详细说明。
实施例1
本发明实现的基于平方谱估计的载波同步算法的原理框图如图2所示。本方法在传统的基于锁相环的同步方法结构中增加了平方谱估计21和点积叉积鉴频器22。具体的信号处理流程如下：
设接收信号为s(t)＝I(t)cos(ωct+θ)+Q(t)sin(ωct+θ)，本地载波信号为本地振荡器(VCO)25的输出信号v(t)＝cos(ω0t+θ0)，则进行正交解调的上下两路信号分别为与载波同相的同相信号v1(t)＝cos(ω0t+θ0)和经过90°相移26的正交信号v2(t)＝sin(ω0t+θ0)，接收信号s(t)分别与两路正交的信号v1(t)和v2(t)在混频器中进行正交解调，得到两路正交的解调信号和其中v3(t)为同相分量，v4(t)为正交分量；
两路正交的解调信号分别经过低通滤波器20后，低通滤波后的两路信号分别为同相分量v5(t)和正交分量v6(t)，如公式1和公式2所示:
公式1：
公式2:其中Δω＝ω0-ωc，Δθ＝θ0-θ。
低通滤波后的同相分量v5(t)和正交分量v6(t)分别分两路进入平方谱频偏粗估计模块进行频偏粗估计获得频偏范围；和结合点积叉积鉴频与鉴相器23的精估计模块进行频偏估计，获得频率误差和相位误差,当起始频偏较大时，鉴相器输出的是直流分量约为零的差拍电压，而鉴频器由于频宽较宽，能够输出与频偏正比的直流分量，此时，锁频环起主要作用；当频 偏缩小到预定范围后，鉴频器输出的误差量约为零，锁相环开始起主导作用；平方谱模块的原理框图如图3所示，点积叉积鉴频模块的原理框图如图4所示，鉴相器采用传统的锁相环。
平方谱粗估计
设载波频偏为fC，信号传输速率为fT，平方谱在循环频率α＝2fC±fT处存在两条明显的谱线，两条谱线的幅度、位置由载波频偏影响，当频偏较小时，存在两条明显的谱线，当频偏较大时，一条谱线变的模糊，另一条谱线更加明显；因此，借助平方谱进行粗估计以缩小待测信号的频偏范围；首先对信号进行平方运算31，然后进行快速傅里叶变换32，得到信号的平方谱，对平方谱进行分析，进行频偏粗估计过程33，搜索平方谱极大值点，可获得平方谱突出谱线的位置α。已知信号传输速率为fT，根据突出谱线α可算出频偏范围如果有两条突出谱线α1和α2，并且α1＜0＜α2，则频偏范围为如果只有一条谱线α，若α＜0，则此时的频偏为负，频偏范围为若α＞0，则此时的频偏为正，频偏范围为 在得到粗频偏后，对信号进行校正，此时信号的频偏较小，根据该频偏，信号进入载波同步环路34在点积叉积鉴频和鉴相器模块进行精估计得到准确的频偏。
结合点积叉积鉴频与鉴相器的精估计
如图4所示，点积叉积鉴频算法实现比较简单，捕获时间快，但是捕获范围较小，需要将频偏降低到点积叉积鉴频算法才能实现频偏的准确估计。而前置的平方谱粗估计模块恰好保证了该算法的捕获性能。
根据图2-图4所示，首先分别将I(t)和Q(t)两路信号延时一个符号周期Tb41，得到I(t-1)和Q(t-1)两路信号，然后对I(t)、I(t-1)、Q(t)和Q(t-1)四 路信号进行点积叉积运算：定义点积为Dot(t)＝I(t-1)I(t)+Q(t-1)Q(t)，定义叉积为Cross(t)＝I(t-1)Q(t)-Q(t-1)I(t)，令Dot'(t)＝Dot(t)-Cross(t)，Cross'(t)＝Dot(t)+Cross(t)，Dot'(t)和Cross'(t)信号与分别与经过符号函数Sgn43判决的信号交叉相乘，完成鉴频过程，鉴频器的输出即频率误差为ef(t)＝sgn(Dot'(t))Cross(t)-Dot'(t)sgn(Cross(t))≈K1Δωt+C1；将I(t)和Q(t)两路信号送入鉴相器，直接计算可得到鉴相器的输出即相位误差为其中K1、C1、K2、C2均为常数。当起始频偏较大时，鉴相器输出的是直流分量约为零的差拍电压，二鉴频器由于频宽较宽，能够输出与频偏正比的直流分量，此时，锁频环起主要作用。当频偏缩小到一定范围后，鉴频器输出的误差量约为零，锁相环开始起主导作用。
将点积叉积鉴频和鉴相器输出的频率误差和相位误差ef(t)和dp(t)进行复合运算，得到误差控制量vd(t)＝ef(t)+dp(t)，将误差控制量vd(t)送入环路滤波器24滤除高频分量，环路滤波器产生误差电压信号控制本地振荡器产生本地载波信号v(t)。通过平方谱粗估计与结合点积叉积鉴频与鉴相器的精估计的过程，环路将快速完成频率锁定，实现频偏的准确估计，完成了载波跟踪过程。
本发明提供一种非数据辅助的OQPSK信号闭环载波同步方法，利用OQPSK信号的平方谱特性，采用一种基于平方谱估计的粗载波频偏估计算法，通过粗频偏估计可以有效地减小信号的频率范围。载波同步环路采用一种点积叉积鉴频器与鉴相器相结合的交叉环结构，可同时保证载波同步的速度和精度。环路滤波器采用比例积分滤波器，使得同步环路为二阶环路，在直流增益为无穷大且频偏为常数的情况下，能够实现稳定的环路动态响应。采用上述方案，将点积叉积鉴频器与鉴相器联合使用，能够准确估计出频偏，可保证载波同步的精度，能够满足通信系统的需求。
本方法通过在载波同步环路中增加平方谱粗估计的方式，减小载波信号的频偏范围，然后通过载波同步环路的精同步过程能够实现同步环路的 快速入锁，可保证载波同步的速度，适合在频偏较大的实际通信系统中使用。
应当理解的是，对本领域普通技术人员来说，可以根据上述说明加以改进或变换，而所有这些改进和变换都应属于本发明所附权利要求的保护范围。
Claims (2)
1.一种非数据辅助的OQPSK信号闭环载波同步方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤1：设接收信号为s(t)＝I(t)cos(ωct+θ)+Q(t)sin(ωct+θ)，本地载波信号为本地振荡器(VCO)的输出信号v(t)＝cos(ω0t+θ0)，则与接收信号s(t)进行正交解调的上下两路信号分别为与载波同相的同相信号v1(t)＝cos(ω0t+θ0)和与载波相位相差90°的正交信号v2(t)＝sin(ω0t+θ0)，接收信号s(t)分别与两路正交的信号v1(t)和v2(t)在混频器中进行正交解调，得到两路正交的解调信号
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<mi>v</mi>
<mn>3</mn>
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<mi>t</mi>
<mo>)</mo>
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<mn>1</mn>
<mn>2</mn>
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<mo>&lsqb;</mo>
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和其中v3(t)为同相分量，v4(t)为正交分量；
步骤2：两路正交的解调信号分别经过低通滤波器后，低通滤波后的两路信号分别为同相分量v5(t)和正交分量v6(t)，如公式1和公式2所示:
公式1：
及公式2：其中Δω＝ω0-ωc，Δθ＝θ0-θ；
步骤3：低通滤波后的同相分量v5(t)和正交分量v6(t)分别分两路进入平方谱频偏粗估计模块进行频偏粗估计，首先对信号进行平方运算，然后进行快速傅里叶变换，得到信号的平方谱，对平方谱进行分析，搜索其极大值点，可获得平方谱突出谱线的位置α；已知信号传输速率为fT，根据突出谱线α算出频偏范围如果有两条突出谱线α1和α2，并且α1＜0＜α2，则频偏范围为如果只有一条谱线α，若α＜0，则此时的频偏为负，频偏范围为若α＞0，则此时的频偏为正，频偏范围为
步骤4：将低通滤波后的同相分量v5(t)和正交分量v6(t)与步骤3得到的频偏范围分别送入点积叉积鉴频器和鉴相器模块进行频偏精估计，首先分别将v5(t)和v6(t)两路信号延时一个符号周期Tb，得到v5(t-1)和v6(t-1)两路信号，然后对v5(t)、v5(t-1)、v6(t)和v6(t-1)四路信号进行点积叉积运算：定义点积为Dot(t)＝v5(t-1)v5(t)+v6(t-1)v6(t)，定义叉积为Cross(t)＝v5(t-1)v6(t)-v6(t-1)v5(t)，令Dot'(t)＝Dot(t)-Cross(t)，Cross'(t)＝Dot(t)+Cross(t)，则鉴频器的输出即频率误差为ef(t)＝sgn(Dot'(t))Cross(t)-Dot'(t)sgn(Cross(t))≈K1Δωt+C1；将v5(t)和v6(t)两路信号送入鉴相器，直接计算得到鉴相器的输出即相位误差为
步骤5：将点积叉积鉴频和鉴相器输出的频率误差ef(t)和相位误差dp(t)进行复合运算，得到误差控制量vd(t)＝ef(t)+dp(t)，将误差控制量vd(t)送入环路滤波器滤除高频分量，环路滤波器产生误差电压信号控制本地振荡器产生本地载波信号v(t)；
步骤6：重复步骤1至步骤5，使步骤4获得频率误差与相位误差趋于零，即完成载波同步过程，实现了载波频偏的准确估计。
2.如权利要求1所述的非数据辅助的OQPSK信号闭环载波同步方法，其特征在于，所述步骤3中，所述平方谱粗估计模块的具体步骤为：设载波频偏为fC，信号传输速率为fT，平方谱在循环频率α＝2fC±fT处存在两条明显的谱线，两条谱线的幅度、位置由载波频偏影响，当频偏较小时，存在两条明显的谱线，当频偏较大时，一条谱线变的模糊，另一条谱线更加明显；因此，借助平方谱进行粗估计以缩小待测信号的频偏范围；首先对信号进行平方运算，然后进行快速傅里叶变换，得到信号的平方谱，对平方谱进行分析，搜索其极大值点，获得平方谱突出谱线的位置α；已知信号传输速率为fT，根据突出谱线α算出频偏范围如果有两条突出谱线α1和α2，并且α1＜0＜α2，则频偏范围为如果只有一条谱线α，若α＜0，则此时的频偏为负，频偏范围为若α＞0，则此时的频偏为正，频偏范围为在得到粗频偏后，对信号进行校正，若信号的频偏较小时，根据该频偏在点积叉积鉴频和鉴相器模块进行精估计得到准确的频偏。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201410531403.9A CN104601506B (zh) | 2014-10-10 | 2014-10-10 | 一种非数据辅助的oqpsk信号闭环载波同步方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201410531403.9A CN104601506B (zh) | 2014-10-10 | 2014-10-10 | 一种非数据辅助的oqpsk信号闭环载波同步方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN104601506A CN104601506A (zh) | 2015-05-06 |
| CN104601506B true CN104601506B (zh) | 2017-10-03 |
Family
ID=53127019
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201410531403.9A Active CN104601506B (zh) | 2014-10-10 | 2014-10-10 | 一种非数据辅助的oqpsk信号闭环载波同步方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN104601506B (zh) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN105072070B (zh) * | 2015-07-09 | 2018-07-31 | 北京工业大学 | 一种数字宽带无线信号同步算法 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN104601506A (zh) | 2015-05-06 |
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