DE68923881T2

DE68923881T2 - Synchroner empfänger für msk-übertragung.

Info

Publication number: DE68923881T2
Application number: DE68923881T
Authority: DE
Inventors: Clifford Leitch; Francis Steel
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Solutions Inc
Priority date: 1988-06-06
Filing date: 1989-05-22
Publication date: 1996-04-11
Anticipated expiration: 2009-05-23
Also published as: JPH03504791A; EP0434689B1; DE68923881D1; EP0434689A4; JP2679321B2; ATE126638T1; EP0434689A1; WO1989012367A1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Die Erfindung betrifft Radioempfängerschaltungen, und insbesondere eine Schaltung, die den Phasenfehler zwischen dem Träger eines MSK-modulierten Signals und dem lokalen Oszillator einer Quadratur-Empfängerschaltung bestimmt.
Die Minimal-Phasenmodulation (MSK) stellt ein Frequenz/Phasenmodulationsverfahren dar, welches zur Übertragung digitaler Daten verwendet wird, also binäre Einsen (1) und Nullen (0) Ein Diagramm eines beliebigen MSK-Signals ist in Fig. 1-A gezeigt in welchem die Frequenz auf der Vertikalachse und die Zeit auf der Horizontalachse aufgetragen ist. In dieser Figur erfährt die Sende-Trägerfrequenz (wc) eine Verschiebung oder "Abweichung" um einen bestimmten Betrag (dw) in einer Richtung, um eine binäre 1 zu übertragen, wogegen die Trägerfrequenz in der entgegengesetzten Richtung für eine binäre 0 verschoben wird. Für MSK beträgt die Abweichung (dw) ein Viertel der Bit-Rate.
Im vorliegenden Text wird insgesamt von der Konvention ausgegangen, daß eine binäre 1 einer positiven Abweichung (+dw) entspricht, wogegen eine binäre 0 einer negativen Abweichung (-dw) entspricht. Allerdings wird darauf hingewiesen, daß diese Konvention willkürlich ist, und in sämtlichen Fällen die entgegengesetzte Konvention verwendet werden kann.
Aus dem U.S.-Patent Nr. 4 583 048 ist eine Empfängerschaltung zur Verwendung mit einer Quadraturschaltung bekannt, die einen Basisbandsignalausgang und einen Oszillator aufweist, mit: einer Multiplikations/Integrations-Einrichtung zum Multiplizieren des Basisbandsignals mit einer orthogonalen Funktion und zum Integrieren des Produkts des Basisbandsignals und der orthogonalen Funktion; einer Winkelberechnungseinrichtung zur Berechnung des Phasenfehlers zwischen dem Träger der MSK-Übertragung und dem Ausgangssignal des Oszillators. Diese bekannte Empfängerschaltung erfordert die Übertragung eines bekannten Vorlaufs vor der Datenübertragung. Daher wird bei diesem bekannten Empfänger die Datendurchlaßrate dadurch beeinträchtigt, daß es erforderlich ist, einen bekannten Vorlauf zu übertragen.
Für die synchrone Erfassung eines empfangenen MSK-Signals muß der Empfänger den Träger von dem Signal wieder herstellen. Jedoch ist der Träger unterdrückt (die Signalfrequenz liegt entweder bei wc + dw oder bei wc - dw, jedoch niemals bei wc), so daß der Empfänger auf irgendeine Weise aus dem Signal den Träger und dessen Phase erhalten muß.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Daher stellt die nachstehend beschriebene Erfindung eine Einrichtung zur Wiedererlangung der Trägerphase zur Verfügung, so daß konventionelle Synchrondetektorverfahren zum Demodulieren des Signals verwendet werden können.
Gemäß einer Zielrichtung der Erfindung wird eine Phasenfehlerschaltung gemäß Patentanspruch 1 zur Verfügung gestellt.
Gemäß einer weiteren Zielrichtung stellt die Erfindung eine Empfängerschaltung gemäß Patentanspruch 2 zur Verfügung.
Gemäß einer weiteren Zielrichtung der Erfindung wird eine Empfängerschaltung gemäß Patentanspruch 3 zur Verfügung gestellt.

KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Fig. 1 umfaßt eine Reihe acht zusammengehöriger Diagramme (bezeichnet als A-H) welche Signale darstellen, die an verschiedenen Punkten in Fig. 2 und 3 auftreten. Die Horizontalachsen sämtlicher acht Diagramme sind identisch, und sind in zwölf Unterteilungen mit gleichem Zeitraum t&sub1;-t&sub1;&sub2; unterteilt, wobei jede Unterteilung tn das Ende des n-ten Bits des empfangenen MSK-Signals bezeichnet. Ein bestimmtes Diagramm, beispielsweise das Diagramm C' wird als Fig. 1-C bezeichnet.
Fig. 2 ist ein Blockschaltbild einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
Fig. 3 ist ein Blockschaltbild einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
Fig. 4 ist ein Flußdiagramm des Phasenmehrdeutigkeitsalgorithmus von Fig. 2 und 3.

BESCHREIBUNG BEVORZUGTER AUSFÜHRUNGSFORMEN

Der Aufbau und der Betriebsablauf der in Fig. 2 gezeigten Ausführungsform der Erfindung werden unter Bezugnahme auf Fig. 1 beschrieben, welche Signale zeigt. die an verschiedenen Punkten in dem Blockschaltbild von Fig. 2 auftreten. In diesen Figuren wird eine MSK-Sendung von einer Antenne 202 erfaßt und auf Mischer 204 und 206 gekoppelt. Bei einem praktischen Einsatz ist ein Empfänger-"Vorderende" typischerweise zwischen die Antenne 202 und die Mischer 204 und 206 geschaltet. Dieses Empfänger-Vorderende enthält üblicherweise bekannte Empfängerschaltungen, beispielsweise einen Funkfrequenzverstärker, ein Vorauswahlfilter, einen Mischer, einen Lokaloszillator, einen Zwischenfrequenzverstärker sowie ein Zwischenfrequenzfilter. Da ein Empfänger-Vorderende im Stand der Technik wohlbekannt ist, und keinen Teil der vorliegenden Erfindung bildet, wurde es in Fig. 2 weggelassen.
Der Oszillator 208 ist ein gesteuerter Oszillator, beispielsweise ein spannungsgesteuerter Oszillator (VCO), bei welchem die Phase seines Ausgangssignals extern gesteuert wird. Im Idealfall ist das Ausgangssignal des Oszillators 208 in Frequenz und Phase mit dem Träger des empfangenen MSK-Signals synchronisiert. Eine Phasenverschiebungsvorrichtung 210 verschiebt die Phase des Oszillatorausgangssignals um 90º. Die empfangene MSK-Sendung wird auf das "basisband" in den Mischern 204 und 206 heruntergemischt. Tiefpaßfilter 212 und 214 sind so ausgeiegt, daß sie Komponenten der Ausgangssignale der Mischer 204 und 206 unterdrücken, die auf dem Zweifachen der empfangenen Trägerfrequenz und höher liegen. Das Ausgangssignal dem Filters 212 wird als "phasengleich" oder "I-Kanal" bezeichnet, wogegen das Ausgangssignal des Filters 214 als "Quadratur" oder "Q-Kanal" bezeichnet wird. Die Mischer 204 und 206, der Oszillator 208, die Phasenverschiebungsvorrichtung 210, und die Filter 212 und 214 sind so miteinander verschaltet, daß sie eine wohlbekannte Quadraturschaltung bilden. Unter Bezugnahme auf Fig. 1 wird nunmehr der Betriebsablauf der Quadraturschaltung beschrieben.
Fig. 1A ist ein Diagramm der Frequenz wr(t) eines empfangenen MSK-Signals. Wie voranstehend erläutert ist die Frequenz des empfangenen Signals wr(t) = wc + dw, wenn eine binäre 1 übertragen wird, und = w - dw, wenn eine binäre 0 übertragen wird. wobei w die Trägerfrequenz ist, und dw die Abweichung. Bequemerweise betrachtet man die Frequenz wr(t) des empfangenen MSK-Signals als Zusammensetzung aus einer Trägerfrequenz wc und einer Basisband-Modulationsfrequenz wm(t). Die Trägerfrequenz wc und die Basisband-Modulationsfrequenz wm (t) sind in Fig. 1-B bzw. 1-C gezeigt. Daher kann die Frequenz wr(t) des empfangenen Signals durch folgende Gleichung beschrieben werden:
EQ-1 wr(t) = wc + wm(t)
Zur Beschreibung des Betriebs der Quadraturschaltung ist es sinnvoll, im Zeitbereich zu arbeiten. Hierbei kann das empfangene Signal R(t) durch folgende Gleichung beschrieben werden:
EQ-2 R(t) = cos Pr(t)
wobei Pr(t) die momentane Phase des empfangenen Signals ist.
Bekanntlich ist die Phase das Integral der Frequenz. Daher läßt sich Gleichung EQ-2 folgendermaßen umschreiben:
wobei P&sub0; die momentane Phase des empfangenen Signals zur Zeit t = 0 ist, und T; eine Integrations-Scheinvariable.
Setzt man Gleichung EQ-1 für wr(t) in der voranstehenden Gleichung ein, so erhält man:
Unter der Annahme, daß wc eine Konstante ist, und P&sub0; = 0 ist, vereinfacht sich die Gleichung EQ-4 zu:
Das Integral in der voranstehenden Gleichung ist Pm(t) die momentane Phase der Basisbandmodulation:
Setzt man Pm(t) für das Integral in der Gleichung EQ-5 ein, so erhält man:
EQ-7 R(t) = cos[wc t + Pm(t)]
Im Idealfall ist das Ausgangssignal des Oszillators 208 mit der Trägerfrequenz des empfangenen Signals phasenverriegelt, und daher lautet die Gleichung, welche das Ausgangssignal Lo(t) des Oszillators 208 beschreibt, einfach:
EQ-8 LO(t) = cos wc(t)
Das Ausgangssignai des Mischers 204 stellt die Multiplikation des empfangenen Signals (EQ-7) mit dem Oszillatorsignal (EQ-8) dar, und das Ergebnis wird als das "phasengleiche" Signal I(t) bezeichnet:
EQ-9 I(t) = {cos[wc(t) + Pm(t)]} {cos wc(t)}
Unter Verwendung grundlegender trigonometrischer Beziehungen für das Produkt zweier Cosinusfunktionen vereinfacht sich Gleichung EQ-9 auf:
EQ-10 I(t) = cos Pm(t) + cos[2wct + Pm(t)]
(Ein Faktor 1/2 wurde bei der voranstehenden Gleichung ignoriert.
Das Ausgangssignal des Mischers 204 erfährt eine Tiefpaßfilterung durch das Filter 212, wodurch die Komponente
cos[2wct + Pm(t)]
der Gleichung EQ-10 entfernt wird. Daher läßt sich das phasengleiche Signal I(t) am Ausgang des Filters 212 folgendermaßen schreiben:
EQ-11 I(t) = cos Pm(t)
Auf ähnliche Weise wird das empfangene Signal R(t) mit der Trägerfrequenz im Mischer 206 gemischt, jedoch wird in diesem Fall das Signal vom Oszillator 208 durch die Phasenverschiebungsvorrichtung 210 um 90º phasenverschoben. Daher läßt sich das Ausgangssignal der Phasenverschiebungsvorrichtung 210 durch die Funktion sin(wct) beschreiben. Aufgrund ähnlicher Überlegungen wie voranstehend ergibt sich, daß das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 214 ein Quadratursignal Q(t) ist, welches durch folgende Gleichung beschrieben werden kann:
EQ-12 Q(t) = sin Pm(t)
Durch Einsetzen von EQ-6 für Pm(t) in den Gleichungen EQ-11 und EQ-12 kann man das phasengleiche Signal I(t) und das Quadraturphasensignal Q(t) berechnen. die in Fig. 1-E bzw. 1-F aufgetragen sind. Obwohl dies als eine komplizierte Berechnung erscheint, wird diese durch die Tatsache wesentlich vereinfacht, daß die Basisband-Modulationsfrequenz wm(t) nur einen von zwe£ Werten annehmen kann, entweder +dw für eine binäre 1 oder -dw für eine binäre 0. Da dw gleich einem Viertel der Bit-Rate ist, ergibt sich entweder eine Voreilung der Phase der Basisbandmodulation um 90º (1/4 . 360º), wenn wm(t) = +dw ist, oder eine Verzögerung um 90º, wenn wm(t) = -dw ist. Es stellt daher eine einfache Aufgabe dar, die Phase der Basisbandmodulation Pm(t) (Fig. 1-D) auf der Grundlage des Diagramms für die Basisbandmodulation von Fig. 1-C aufzutragen. Sobald Pm(t) aufgetragen wurde, werden die Signale in den Kanälen I und Q einfach durch die Gleichungen EQ-11 bzw. EQ-12 festgelegt. Es wird darauf hingewiesen, daß die phasengleichen Signale I(t) und die Quadraturphasensignale Q(t) aus Reihen von Halbsinusfunktionen bestehen; die Halbsinusfunktionen des I-Kanals beginnen bei ungeradzahligen Bits, und die Halbsinusfunktionen des Q-Kanals beginnen bei geradzahligen Bits.
Bislang wurde angenommen, daß der Lokaloszillator mit der Trägerfrequenz wc phasenverriegelt ist. Obwohl dies das gewünschte Ergebnis darstellt, kann doch ein Phasenfehler e zwischen dem Ausgangssignal des Oszillators 208 und der Trägerfrequenz wc vorhanden sein. In diesem Fall ist das Ausgangssignal des Mischers 204 das folgende I-Kanal-Basisbandsignal:
EQ-13 BI(t) = cos{wct + [Pm(t) + e]} cos wct
Unter Verwendung fundamentaler trigonometrischer Beziehungen für das Produkt zweier Cosinusfunktionen läßt sich diese Gleichung folgendermaßen umschreiben:
EQ-14 BI(t) = cos{Pm(t) + e] + cos{2wct + [Pm(t) + e]}
(Ein Faktor 1/2 wurde bei der voranstehenden Gleichung ignoriert.
Wie voranstehend bereits geschildert wird die Komponente
cos{2wct + [Pm(t) + e]}
durch das Tiefpaßfilter 212 ausgefiltert. Daher vereinfacht sich Gleichung EQ-14 auf:
EQ-15 BI(t) = cos[Pm(t) + e]
Unter Verwendung grundlegender trigonometrischer Beziehungen für den Cosinus der Summe zweier Winkel läßt sich Gleichung EQ-15 folgendermaßen umschreiben:
EQ-16 BI(t) = cos Pm(t) cos(e) - sin Pm(t) sin(e)
Von den Gleichungen EQ-11 und EQ-12 erinnert man, daß cos Pm(t) und sin Pm(t) die phasengleichen Signalkomponenten I(t) bzw. die Quadraturphasensignalkomponenten Q(t) sind. Daher läßt sich Gleichung EQ-16 folgendermaßen umschreiben:
EQ-17 BI(t) = I(t) cos(e) - Q(t).sin(e)
Eine Analyse der voranstehenden Gleichung macht deutlich, daß das I-Kanal-Basisbandsignal BI(t) sowohl phasengleiche Komponenten I(t) als auch Quadraturphasenkomponenten Q(t) des empfangenen Signals enthält, wenn ein Phasenfehler e zwischen dem Ausgangssignal des Oszillators 208 und dem Träger des empfangenen Signals vorhanden ist.
Das Q-Kanal-Basisbandsignal BQ(t) (das Ausgangssignal des Filters 214) kann auf entsprechende Weise wie voranstehend geschildert berechnet werden. Dieses Signal läßt sich durch folgende Gleichung ausdrücken:
EQ-18 BQ(t) = Q(t) cos(e) + I(t) sin(e)
Wenn daher der Oszillator 208 nicht mit dem Träger des empfangenen Signals phasenverriegelt ist, so enthalten die I- und Q-Kanal-Basisbandsignale sowohl phasengleiche Komponenten I(t) als auch Quadraturphasenkomponenten Q(t). Ist jedoch e = 0º, so gilt: BI(t) = I(t), und BQ(t) = Q(t)
Bei der bevorzugten Ausführungsform sind die Ausgänge der Filter 212 und 214 (beispielsweise durch nicht dargestellte Digital/Analog-Wandler) an einen digitalen Signalprozessor 216 angeschlossen. Die innerhalb des DSP 216 dargestellten Bauteile entsprechen den Operationen, die von dem Prozessor und seiner zugehörigen Software durchgeführt werden. Die Software zur Durchführung dieser Funktionen hängt von dem jeweils ausgesuchten DSP ab. Der entsprechende Code für den ausgewählten Prozessor kann einfach von einem Fachmann auf diesem Gebiet geschrieben werden, unter Verwendung des analogen Diagramms von Fig. 2 oder Fig. 3, des Flußdiagramms von Fig. 4, und der nachstehenden Beschreibung.
Um die Operationen zu verstehen, die innerhalb des DSP auftreten, ist es nützlich, die I- und Q-Kanal-Basisbandsignale als ein einziges Basisbandsignal zu betrachten, welches mathematisch als komplexe Zahl ausgedrückt werden kann; hierbei bildet das I-Kanal-Basisbandsignal (das Ausgangssignal des Filters 212) den Realteil (Re) der Zahl, und das Q-Kanal- Basisbandsignal (das Ausgangssignal des Filters 214) den Imaginärteil (Im). Daher ist das Basisbandsignal B(t) folgendermaßen definiert:
EQ-19 B(t) = BI(t) + jBQ(t)
Das Basisbandsignal B(t) wird mit einer "ungeraden" Orthogonalfunktion N&sub0; im Multipliziererblock 218 multipliziert, und durch eine "gerade" Orthogonalfunktion Ne im Multipliziererblock 220. Diese beiden Funktionen sind grundsätzlich identisch, abgesehen davon, daß die ungerade Funktion N&sub0; bei ungeradzahligen Bits des empfangenen Signals beginnt, wogegen die gerade Funktion Ne bei geradzahligen Bits beginnt, wie in den Fig. 1-G bzw. 1-H gezeigt. Beide Orthogonalfunktionen wiederholen sich jeweils alle zwei Bit-Perioden. Die bevorzugte Orthogonalfunktion sieht folgendermaßen aus:
wobei K eine Konstante ist. K ist vorzugsweise = 0,90959, obwohl auch Werte von K geeignet sind, die größer oder gleich 0 sind, jedoch kleiner oder gleich 2. Werte für K größer als 2, jedoch kleiner oder gleich 2,5 bringen eine knapp ausreichende Leistung. Oberhalb von 2,5 gibt es eine unendliche Anzahl sehr scharf definierter Werte für K, die ebenfalls geeignet sein können. Auch andere orthogonale Funktionen können geeignet sein. In der voranstehenden Gleichung bezeichnet "sgn t" das algebraische Vorzeichen von "t". "T" ist die Bit- Periode der empfangenen MSK-Übertragung, und "t" ist die Zeit.
Zur Vereinfachung definiert die Gleichung EQ-20 nur die bevorzugte Orthogonalfunktion zwischen den Zeiten -T und +T. In der Praxis wird diese Funktion in jeder ungeradzahligen und geradzahligen Periode von zwei Bit erzeugt. Wenn die Orthogonalfunktion für eine vorgegebene Periode von zwei Bit erzeugt wird, wird die durch Gleichung EQ-20 definierte Funktion zeitlich so verschoben, daß sie am Anfang der jeweiligen Periode von zwei Bit beginnt, und an deren Ende endet. Dieses Prinzip ist in den Fig. 1-G und 1-H erläutert, in welchen die Orthogonalfunktionen für die ungeradzahlige Periode t&sub3; - t&sub5; von zwei Bit bzw. die geradzahlige Periode t&sub4; - t&sub6; von zwei Bit gezeigt sind.
Die Ausgangssignale der Multipliziererblöcke 218 und 220 werden dann über eine Periode von zwei Bit im Block 226 bzw. 227 integriert. Wie bei der ungeraden Orthogonalfunktion N&sub0; beginnt die Integrationsperiode für den Block 226 bei jedem ungeradzahligen Bit und endet zwei Bit-Perioden später. Entsprechend beginnt die Integrationsperiode für den Block 227 bei geradzahligen Bits und endet zwei Bits später. Daher sind die Ausgangssignale der Integrationsblöcke 218 und 220 als XI bzw. XQ definiert, und diese Ausgangssignale weisen die folgenden Werte auf: (n= ungerade ganze Zahl)
Zusammen stellen die Blöcke 218, 220, 222 und 224 eine Einrichtung zum Multiplizieren des Basisbandsignals durch eine Orthogonalfunktion dar, während die Blöcke 226 und 227 eine Einrichtung zum Integrieren des Produkts des Basisbandsignals und der Orthogonaifunktion bilden. Im einzelnen stellen die Blöcke 218 und 222 eine Einrichtung zum Multiplizieren des Basisbandsignals mit einer ungeraden Orthogonalfunktion dar, und stellt der Block eine Einrichtung zum Integrieren des Produkts des Basisbandsignals und der ungeraden Orthogonalfunktion über eine ungeradzahlige Periode von zwei Bit dar. Entsprechend bilden die Blöcke 220 und 224 eine Einrichtung zum Multiplizieren des Basisbandsignals mit einer geraden Orthogonalfunktion, und der Block 227 bildet eine Einrichtung zum Integrieren des Produkts des Basisbandsignals und der geraden Orthogonalfunktion über eine geradzahlige Periode von zwei Bit.
Es wird in Erinnerung gerufen, daß EQ-17 und EQ-18 die I- und Q-Kanal-Basisbandsignale BI(t) bzw. BQ(t) beschreiben. Diese Basisbandsignale enthalten sowohl phasengleiche Komponenten I(t) als auch Quadraturphasenkomponenten Q(t), wenn ein Phasenfehler e zwischen dem Ausgangssignal des Oszillators 208 und dem Träger des empfangenen MSK-Signals vorliegt. Ist ein Phasenfehler e vorhanden, so ergibt die Integration jeder Quadraturphasenkomponente Q(t)&sub1; die in dem Basisbandsignal BI(t) + jBQ(t) vorhanden ist, den Wert Null, wenn das Basisbandsignal entsprechend Gleichung EQ-21 (A) bearbeitet wird. Daher kann in den Gleichungen EQ-17 und EQ-18 die Quadratursignalkomponente Q(t) zum Zwecke der Berechnung von Gleichung EQ-21(A) ignoriert werden. Das Ergebnis der Bearbeitung des Basisbandsignals gemäß Gleichung EQ-21 (A) ist eine einzige komplexe Zahl XI (eine Zahl für jedes ungeradzahlige Bit, die nur von der phasengleichen Komponente I(t) abhängt. Setzt man Q(t) = 0, und setzt die Gleichungen EQ-17 und EQ-18 für BI(t) und BQ(t) in Gleichung EQ-21(A) ein, so erhalt man: (n = ungerade ganze Zahl).
Entsprechend integriert sich die phasengleiche Komponente I(t) zu Null heraus und kann zum Zweck der Berechnung von Gleichung EQ-21 (B) ignoriert werden. Daher ist das Ergebnis der Bearbeitung des Basisbandsignals gemäß Gleichung EQ-21(B) eine einzige komplexe Zahl X (eine für jedes geradzahlige Bit), die nur von der Quadraturkomponente Q(t) abhängt. Setzt man I(t) = 0, und setzt die Gleichungen EQ-17 und EQ-18 für BI(t) und BQ(t) in Gleichung EQ-21(B) ein, so erhält man: (n = ungerade ganze Zahl).
Bequemerweise definiert man die Variablen AI und A folgendermaßen:
Nimmt man an, daß der Phasenfehler e über die zwei Bit-Integrationsperiode konstant ist, und setzt AI oder AQ für das entsprechende Integral ein, so vereinfachen sich die Gleichungen EQ-22(A) und EQ-22(B) auffolgendes:
EQ-24(A) XI = AI cos(e) + j AI sin(e)
EQ-24(B) XQ = -AQ sin(e) + j AQ cos(e)
Der DSP berechnet XI bei jedem ungeradzahligen Bit und XQ bei jedem geradzahligen Bit. Mit anderen Worten sind die Werte von AI cos(e) und AI sin(e) bei jedem ungeradzahligen Bit bekannt, und sind -AQ sin(e) und AQ cos(e) bei jedem geradzahligen Bit bekannt. Da der Tangens eines Winkels gleich dem Sinus des Winkels, geteilt durch dessen Cosinus ist, kann der Phasenfehler e bei ungeradzahligen Bits durch Berechnung des Arcustangens des Imaginärteils von Gleichung EQ-24(A), dividiert durch den Realteil, erhalten werden. Entsprechend läßt sich der Phasenfehler e bei geradzahligen Bits durch Berechnung des Arcustangens von minus (-) des Realteils von Gleichung EQ-24(B), dividiert durch den Imaginärteil, berechnet werden. In Formeln ausgedrückt
Die in den Gleichungen EQ-25(A) und EQ-25(B) beschriebenen Operationen werden im Block 228 bzw. 229 durchgeführt. Leider berechnet jede dieser Operationen theoretisch zwei Nebenwinkel (also um 180º getrennt), von denen einer der Phasenfehler zwischen dem empfangenen MSK-Signal und dem Ausgangssignal des Oszillators 208 ist. Daher stellen die Blöcke 228 und 229 eine Einrichtung zum Berechnen zweier Zusatzwinkel aus dem Integral des Produkts des Easisbandsignals und der Orthogonalfunktion zur Verfügung. Allerdings wird darauf hingewiesen, daß es nicht erforderlich ist, daß diese Winkelberechnungseinrichtung tatsächlich beide Winkel berechnet. Da ein Winkel den Nebenwinkel des anderen darstellt, kann der zweite Winkel aus dem ersten einfach dadurch berechnet werden, daß 180º subtrahiert oder addiert werden. Weiterhin ist es nicht erforderlich, daß die Berechnung des Nebenwinkels in den Blöcken 228 und 229 durchgeführt wird. Bei der bevorzugten Ausführungsform werden die Nebenwinkel tatsächlich im Block 230 berechnet, was nachstehend noch beschrieben wird.
Diese Mehrdeutigkeit in bezug auf die Phase tritt nicht unerwartet auf, da der DSP zu diesem Zeitpunkt in dem Vorgang nicht weiß, ob das momentane Bit der empfangenen Nachricht eine binäre 1 oder eine binäre 0 ist. Um festzustellen, welcher unter diesen beiden Nebenwinkeln der tatsächliche Phasenfehler ist, vergleicht ein Phasenfehleralgorithmus 230 die beiden Nebenwinkel, die theoretisch aus Gleichung EQ-25(A) oder EQ-25(B) berechnet wurden, und wählt jenen aus, der näher an dem Phasenfehler liegt, der für das vorherige Bit berechnet wurde. Daher stellt der Phasenfehleralgorithmus 230 eine Einrichtung zur Auflösung dieser Phasenmehrdeutigkeit dar, also welcher der beiden Nebenwinkel der Phasenfehler zwischen dem Träger der MSK-Übertragung und dem Ausgangssignal des Oszillators ist.
Das Flußdiagramm für den bevorzugten Phasenfehleralgorithmus ist in Fig. 4 dargestellt. An diesem Punkt in dem Verfahren ist es unwesentlich, ob der Phasenfehler bei einem ungeradzahligen Bit (e&sub1;) oder einem geradzahligen Bit (eQ) berechnet wurde, und der Phasenfehler e für das n-te Bit des empfangenen MSK-Signals wird einfach als en bezeichnet. Obwohl die Gleichungen EQ-25(A) und EQ-25(B) theoretisch zwei Nebenwinkel berechnen, muß darüber hinaus nur einer dieser beiden Winkel (vorzugsweise der spitze Winke) berechnet werden. Daher stellt in der Praxis das Ausgangssignal der Blöcke 228 und 229 (das Eingangssignal für den Phasenfehleralgorithmus 230) einen einzigen spitzen Winkel en dar (im einzelnen: -90º ≤ en ≤ 90º). von welchem der Phasenfehleralgorithmus den Nebenwinkel einfach durch Addieren oder Subtrahieren von 180º berechnen kann.
In Fig. 4 werden die Variablen Xs, Xf sowie n im Block 402 am Anfang auf den Wert 0, 0 bzw. 1 gesetzt. Der Block 402 wird nur dazu ausgeführt, die Werte für Xs, Xf und n für das erste Bit der empfangenen MSK-Nachricht einzustellen. Für alle nachfolgenden Bits werden jedoch die Werte für Xs, Xf und n an anderen Stellen in dem Programm eingestellt. Im Block 404 werden die Variablen Xp, Xy und Xz folgendermaßen berechnet: Xp = en + Xf 180º; Xy P Xs - Xp; und Xz = Xp - Xs. Xs ist der Phasenfehler des vorher empfangenen Bits der MSK-Nachricht, und sein Wert wird willkürlich im Initialisierungsblock 402 für das erste Bit des empfangenen MSK-Signals auf Null gesetzt. n stellt das "n-te" Bit des empfangenen MSK-Signals dar. Xp ist eine Scheinvariable, die auf den Winkel en oder einen seiner Nebenwinkel gesetzt werden kann (Xf kann die Werte -1, 0, und 1 annehmen). Xy ist gleich der Differenz zwischen dem Phasenfehler Xs des vorher empfangenen Bits und dem Phasenwinkel des momentanen Bits en (oder eines von dessen Nebenwinkeln). Xz ist einfach -Xy.
Die Differenz zwischen dem Phasenfehler des vorherigen Bits des empfangenen MSK-Signals und X pwird in den Blöcken 406 und 408 untersucht. Ist diese Differenz größer als 90º und kleiner als -90º, so wird der Wert für Xf im Schritt 410 oder 412 eingestellt. Die Werte für Xp, Xy und Xz werden dann im Schritt 404 erneut berechnet. Wenn die Differenz zwischen dem Phasenfehler des vorherigen Bits und Xp kleiner als 90º ist, jedoch größer als -90º, so stellt Xp den momentanen Phasenfehler en des momentanen Bits dar, und das Proramm gelangt durch die Schritte 406 und 408 zum Schritt 414. Im Schritt 414 wird der aufgelöste Phasenfehler en an die nächste Schaltung weitergeleitet (beispielsweise zum Steuereingang des VCO in Fig. 2), die Variable Xs wird gleich dem aufgelösten Phasenfehler gesetzt, und n wird erhöht, in Vorbereitung auf den nächsten Winkel vom Block 228 oder 229.
In Fig. 2 stellen ein wohlbekannter Diskriminator 232, ein Begrenzer 234 und eine Phasenverriegelungsschleife 236 ein Taktsignal für den DSP bei den "Null-Durchgängen" des empfangenen Signals R(t) zur Verfügung. Dies erlaubt es dem DSP, die Erzeugung der Orthogonalfunktionen N&sub0; und Ne zu beginnen und anzuhalten, und die Integrationsperioden der Integrationsblöcke 226 und 227 an den geeigneten Zeitpunkten zu beginnen und zu beenden.
Sobald der korrekte Phasenfehler e berechnet wurde, kann er zur Einstellung der Phase des Oszillators 208 verwendet werden, so daß die Phase von dessen Ausgangssignal im wesentlichen identisch zur Phase des empfangenen MSK-Signals ist. Bei der Ausführungsform von Fig. 2 (und bei der nachstehend beschriebenen Ausführungsform von Fig. 3) stellen daher die Blöcke 218, 220, 222, 224, 226, 227, 228, 229 und 230 eine Phasenfehlereinrichtung zur Verfügung, um den Phasenfehler zwischen dem Träger einer MSK-Übertragung und dem Ausgangssignal des Oszillators in der Quadraturschaltung zu bestimmen. Wenn der Oszillator 208 ein konventioneller, analoger VCO ist, so kann das Phasenfehlersignal e an den Steuereingang des VCO durch einen nicht dargestellten Digital/Analog- Wandler angeschlossen werden. Sobald die Phase des Oszillators 208 mit der Phase des Trägers des empfangenen MSK-Signals synchronisiert wurde, können die I- und Q-Kanal-Basisbandsignale (die Ausgangssignale der Filter 212 und 214) an einen nicht dargestellten Quadratur-MSK-Demodulator angelegt werden. Derartige Demodulatoren sind im Stand der Technik wohlbekannt.
Eine zweite Ausführungsform der Erfindung ist in Fig. 3 dargestellt. In dieser Figur sind die Antenne 202, die Mischer 204 und 206, der Phasenschieber 210 und die Filter 212 und 214 ebenso aufgebaut wie unter Bezugnahme auf Fig. 2 bereits beschrieben. Der Oszillator 302 ist jedoch nicht ein phasengesteuerter Oszillator, wie es der Oszillator 208 von Fig. 2 war. Statt dessen kann der Oszillator 302 irgendein wohlbekannter Oszillator sein, der eine Ausgangsfrequenz aufweist. die annähernd gleich der Trägerf requenz des empfangenen MSK- Signals ist. Weiterhin sind die Multiplizierer 218 und 220, die Orthogonalfunktionen 222 und 224, die Integratoren 226 und 227, und der Phasenfehleralgorithmus 230 ebenso ausgebildet, wie dies bereits unter Bezugnahme auf Fig. 2 beschrieben wurde.
Der Hauptunterschied zwischen diesen beiden Ausführungsformen besteht darin, daß der Phasenfehler e bei der Ausführungsform von Fig. 3 nicht zur Einstellung der Phase des Lokaloszillators (208) der Quadraturschaltung verwendet wird, wie dies bei der Ausführungsform von Fig. 2 geschah. Stattdessen werden der Cosinus und Sinus des Phasenfehlers e im Block 304 bzw. 306 berechnet. Der Cosinus des Phasenfehlers e wird dann mit dem I-Kanal-Signal und dem Q-Kanal-Signal im Multipliziererblock 308 bzw. 314 multipliziert. Entsprechend wird der Sinus des Phasenfehlers e mit dem Q-Kanal-Signal und dem IKanal-Signal im Multipliziererblock 310 bzw. 312 multipliziert. Die Ausgangssignale der Multipliziererblöcke 308 und 310 werden dann im Block 316 summiert, dessen Ausgangssignal ein korrigiertes I-Kanal-Signal I'(t) darstellt. Entsprechend werden die Ausgangssignale der Multipliziererblöcke 312 und 314 im Block 318 summiert, dessen Ausgangssignal ein korrigiertes Q-Kanal- Signal Q'(t) darstellt. Daher stellen die Blöcke 304, 306, 308, 310, 312, 314, 316 und 318 eine Korrektureinrichtung zur Erzeugung eines korrigierten Basisbandsignals dar. Dieses korrigierte Basisbandsignal weist eine korrigierte I-Kanal- Komponente auf, in welcher jede Quadraturkomponente der MSK- Übertragung wesentlich abgeschwächt ist, sowie eine korrigierte Q-Kanal-Komponente, bei welcher jede phasengleiche Komponente wesentlich abgeschwächt ist. Das korrigierte I-Kanal- Signal I'(t) und das korrigierte Q-Kanal-Signal Q'(t) werden dann an den nicht dargestellten Quadratur-MSK-Demodulator angelegt der voranstehend bereits unter Bezugnahme auf Fig. 2 beschrieben wurde.
Bei der Ausführungsform von Fig. 3 erfolgt die Taktung für den DSP 216 durch den Diskriminator 232' den Begrenzer 234 und die PLL-Schaltung 236, wie voranstehend unter Bezugnahme auf die Ausführungsform von Fig. 2 beschrieben.
Obwohl die in den Fig. 2 und 3 dargestellten, bevorzugten Ausführungsformen einen digitalen Signalprozessor verwenden, kann die Erfindung auch dadurch ausgeführt werden, daß die von dem DSP durchgeführten Funktionen durch digitale oder analoge Hardware ausgeführt werden. Entsprechend könnten wenn die Frequenz des empfangenen MSK-Signals niedrig genug ist (oder die Zwischenfrequenz, die von dem voranstehend geschilderten Empfänger-Vorderende ausgegeben wird), die Mischer 204 und 206, der Oszillator 208 oder 302, der Phasenschieber 210, und die Tiefpaßfilter 212 und 214 unter Verwendung von Digitalschaltungen ausgeführt werden, oder könnte das empfangene MSK-Signal digitalisiert werden, und diese Funktionen in dem DSP durchgeführt werden.

Claims

1. Phasenfehlerschaltung für eine Empfängerschaltung zum Empfangen einer MSK-Übertragung und zur Verwendung mit einer Quadraturschaltung (204-214), welche einen Basisbandsignalausgang und einen Oszillator aufweist, mit:

einer Multiplikations/Integrations-Einrichtung zum Multiplizieren (218-220, 226, 227) des Basisbandsignals mit einer orthogonalen Funktion, und zum Integrieren des Produkts des Basisbandsignals und der orthogonalen Funktion;

gekennzeichnet durch

eine Winkelberechnungseinrichtung (228, 229) zur Berechnung zweier Zusatzwinkel aus dem Integral des Produkts des Basisbandsignals und der orthogonalen Funktion; und

eine Auflösungseinrichtung (230) zum Auflösen, welcher der beiden Zusatzwinkel der Phasenfehler zwischen dem Träger der MSK-Übertragung und dem Ausgang des Oszillators ist, wobei die Auflösungseinrichtung eine Einrichtung zur Bestimmung desjenigen von den beiden Zusatzwinkeln aufweist, der näher an dem Phasenfehler des vorher empfangenen Bits der MSK-Übertragung liegt.

2. Empfängerschaitung zum Empfangen einer MSK-Übertragung,

welche in Kombination aufweist:

eine Quadraturschaltung (204-214), die einen Basisbandsignalausgang und einen Oszillator (208) aufweist, der einen gesteuerten Eingang zum Steuern der Phase des von dem Oszillator erzeugten Signals aufweist; und

eine Phasenfehlereinrichtung (216), die zwischen die Quadraturschaltung und den Steuereingang des Oszillators geschaltet ist, um den Phasenfehler zwischen dem Träger der MSK-Übertragung und dem von dem Oszillator erzeugten Signal zu ermitteln, so daß die Phase des Oszillators durch die Phasenfehlereinrichtung so eingestellt wird, daß der Phasenfehler verringert wird, wobei die Phasenfehlereinrichtung aufweist:

eine Multiplikations/Integrations-Einrichtung (218, 220, 226, 227) zum Multiplizieren des Basisbandsignals mit einer orthogonalen Funktion und zum Integrieren des Produkts des Basisbandsignals und der orthogonalen Funktion;

gekennzeichnet durch

eine Winkelberechnungseinrichtung (228, 229) zum Berechnen zweier Zusatzwinkel aus dem Integral des Produkts des Basisbandsignais und der orthogonalen Funktion; und

eine Auflösungseinrichtung (230) zum Auflösen, welcher der beiden Zusatzwinkel der Phasenfehler zwischen dem Träger der MSK-Übertragung und dem Ausgang des Oszillators ist, wobei die Auflosungseinrichtung eine Einrichtung zur Bestimmung desjenigen der beiden Zusatzwinkel aufweist, der näher an dem Phasenfehler des vorher empfangenen Bits der MSK-Übertragung liegt.

3. Empfängerschaltung zum Empfangen einer MSK-Übertragung und zur Verwendung mit einer Quadraturschaltung (204-214), welche einen Basisbandsignalausgang und einen Oszillator (208) aufweist, wobei die Empfängerschaltung in Kombination aufweist:

eine Phasenfehlereinrichtung (216), die an die Quadraturschaltung angeschlossen ist, um den Phasenfehler zwischen dem Träger der MSK-Übertragung und dem von dem Oszillator erzeugten Signal zu bestimmen; und

eine Korrektureinrichtung (304-318), die an die Phasenfehlereinrichtung angeschlossen ist, zur Erzeugung eines korrigierten Basisbandsignals, wobei das korrigierte Basisbandsignal ein korrigiertes I-Kanal-Signal aufweist, in welchem jede Quadraturphasenkomponente der MSK-Übertragung wesentlich abgeschwächt ist, und weiterhin ein korrigiertes Q-Kanal-Signal aufweist, in welchem jede phasengleiche Komponente der MSK-Übertragung wesentlich abgeschwächt ist, wobei die Phasenfehlereinrichtung aufweist:

eine Multiplikations/Integrations-Einrichtung (218, 220, 226, 227) zum Multiplizieren des Basisbandsignals mit einer orthogonalen Funktion, und zum Integrieren des Produkts des Basisbandsignals und der orthogonalen Funktion;

gekennzeichnet durch

eine Winkelberechnungseinrichtung (228, 229) zum Berechnen zweier Zusatzwinkel aus dem Integral des Produkts des Basisbandsignals und der orthogonalen Funktion; und

eine Auflösungseinrichtung (230) zum Auflösen, welcher der beiden Zusatzwinkel der Phasenfehler zwischen dem Träger der MSK-Übertragung und dem Ausgang des Oszillators ist, wobei die Auf lösungseinrichtung eine Einrichtung zur Bestimmung desjenigen der beiden Zusatzwinkel aufweist, der näher an dem Phasenfehler des vorher empfangenen Bits der MSK-Übertragung liegt.

4. Schaltung nach Anspruch 1, 2 oder 3, bei welcher die Multiplikations/Integrations-Einrichtung eine Einrichtung (218, 226) zum Multiplizieren des Basisbandsignals mit einer orthogonalen Funktion mit ungeradem Bit und zum Integrieren des Produkts des Basisbandsignals und der orthogonalen Funktion mit ungeradem Bit über eine ungeradzahlige Zwei-Bit-Periode der MSK-Übertragung aufweist, und eine Einrichtung (220, 227) zum Multiplizieren des Basisbandsignals durch eine orthogonale Funktion mit geradem Bit, und zum Integrieren des Produkts des Basisbandsignals und der orthogonalen Funktion mit geradem Bit über eine geradzahlige Zwei-Bit-Periode der MSK-Übertragung.

5. Schaltung nach Anspruch 4, bei welcher die Winkelberechnungseinrichtung aufweist:

eine Einrichtung zur Bestimmung von TAN&supmin;¹ (X ), wobei X das Integral des Produkts des Basisbandsignals und der orthogonalen Funktion mit geradem Bit über die geradzahlige Zwei-Bit-Periode ist.

6. Schaltung nach Anspruch 1, 2 oder 3, bei welcher die orthogonale Funktion die Funktion aufweist

sin(2πt/T) / {(2πt/T - [K sgn(t) . (πt/2T)²]}

wobei T die Bitperiode der MSK-Übertragung ist, t die Zeit ist, und K eine Konstante.

7. Schaltung nach Anspruch 6, bei welcher 0 ≤ K ≤ 2 ist.