JP2679321B2 - 位相誤差調節回路 - Google Patents
位相誤差調節回路Info
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- JP2679321B2 JP2679321B2 JP1506480A JP50648089A JP2679321B2 JP 2679321 B2 JP2679321 B2 JP 2679321B2 JP 1506480 A JP1506480 A JP 1506480A JP 50648089 A JP50648089 A JP 50648089A JP 2679321 B2 JP2679321 B2 JP 2679321B2
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- bit
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
- Reduction Or Emphasis Of Bandwidth Of Signals (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 発明の背景 この発明は、無線受信機回路に関し、より特定的に
は、MSK変調された信号のキャリアとクオドラチャ受信
機回路のローカル発振器との間の位相誤差を決定する回
路に関する。
は、MSK変調された信号のキャリアとクオドラチャ受信
機回路のローカル発振器との間の位相誤差を決定する回
路に関する。
最小シフトキーイング（MSK）は、デジタル、すなわ
ち、２進１および０を送信するために使用されている周
波数／位相変調技術である。任意的なMSK信号のグラフ
が第1A図に示されており、そこでは周波数が垂直軸にそ
して時間が水平軸にプロットされている。この図を参照
すると、送信機のキャリア周波数（wc）は２進１におい
て送信するために１つの方向に特定の量（dw）だけシフ
トされあるいは「偏移され（deviated）」、一方該キャ
リア周波数は２進０に対しては反対方向に偏移される。
MSKに対しては、偏移（dw）はビットレートの４分の１
（1/4th）である。
ち、２進１および０を送信するために使用されている周
波数／位相変調技術である。任意的なMSK信号のグラフ
が第1A図に示されており、そこでは周波数が垂直軸にそ
して時間が水平軸にプロットされている。この図を参照
すると、送信機のキャリア周波数（wc）は２進１におい
て送信するために１つの方向に特定の量（dw）だけシフ
トされあるいは「偏移され（deviated）」、一方該キャ
リア周波数は２進０に対しては反対方向に偏移される。
MSKに対しては、偏移（dw）はビットレートの４分の１
（1/4th）である。
この明細書を通して用いられている約束は２進１は正
の偏移（＋dw）に対応し、一方２進０は負の偏移（−d
w）に対応するということである。しかしながら、この
約束は任意的なものでありかつ、すべての場合におい
て、逆の約束も使用できることを理解すべきである。
の偏移（＋dw）に対応し、一方２進０は負の偏移（−d
w）に対応するということである。しかしながら、この
約束は任意的なものでありかつ、すべての場合におい
て、逆の約束も使用できることを理解すべきである。
受信されたMSK信号を同期的に検出するためには、受
信機は該信号からキャリアを回復することが必要であ
る。しかしながらキャリアは抑圧されており（信号周波
数はwc＋dwまたはwc−dwであり、決してwcにはない）、
従って受信機は何とかして該信号からキャリアおよびそ
の位相を回復しなければならない。従って、以下に説明
する本発明はキャリアの位相を回復しそれにより前記信
号を復調するために伝統的な同期検波技術が使用できる
ようにするための手段を提供する。
信機は該信号からキャリアを回復することが必要であ
る。しかしながらキャリアは抑圧されており（信号周波
数はwc＋dwまたはwc−dwであり、決してwcにはない）、
従って受信機は何とかして該信号からキャリアおよびそ
の位相を回復しなければならない。従って、以下に説明
する本発明はキャリアの位相を回復しそれにより前記信
号を復調するために伝統的な同期検波技術が使用できる
ようにするための手段を提供する。
図面の簡単な説明 第１図は、第２図および第３図における種々の点に現
われる信号を示す（Ａ〜Ｈと表示された）一連の８つの
関連するグラフを含む。すべての８個のグラフの水平軸
は同じでありかつ同じ時間t11〜t12の12の区分に細分さ
れており、この場合各区分ｔnは受信されたMSK信号のｎ
番目のビットの終りを示す。特定のグラフ、例えば、グ
ラフＣ、は第1C図として言及されるであろう。
われる信号を示す（Ａ〜Ｈと表示された）一連の８つの
関連するグラフを含む。すべての８個のグラフの水平軸
は同じでありかつ同じ時間t11〜t12の12の区分に細分さ
れており、この場合各区分ｔnは受信されたMSK信号のｎ
番目のビットの終りを示す。特定のグラフ、例えば、グ
ラフＣ、は第1C図として言及されるであろう。
第２図は、本発明の１実施例を示すブロック図であ
る。
る。
第３図は、本発明の第２の実施例を示すブロック図で
ある。
ある。
第４図は、第２図および第３図の位相アンビギュイテ
ィアルゴリズムを示すフローチャートである。
ィアルゴリズムを示すフローチャートである。
好ましい実施例の説明 第２図に示される本発明の実施例の構成および動作は
第１図を参照して説明され、第１図は第２図のブロック
図における種々の点に現われる信号を示している。これ
らの図を参照すると、MSK送信はアンテナ202によって捕
捉されかつミキサ204および206に結合される。実際の応
用においては、受信機の「フロントエンド」が典型的に
アンテナ202およびミキサ204および206の間に接続され
ている。この受信機のフロントエンドは、RF増幅器、プ
リセレクタフィルタ、ミキサ、ローカル発振器、IF増幅
器、およびIFフィルタのようなよく知られた受信機回路
を含んでいる。受信機のフロントエンドは技術上よく知
られているからそして請求された発明の部分を形成しな
いから、それは第２図には含まれていない。
第１図を参照して説明され、第１図は第２図のブロック
図における種々の点に現われる信号を示している。これ
らの図を参照すると、MSK送信はアンテナ202によって捕
捉されかつミキサ204および206に結合される。実際の応
用においては、受信機の「フロントエンド」が典型的に
アンテナ202およびミキサ204および206の間に接続され
ている。この受信機のフロントエンドは、RF増幅器、プ
リセレクタフィルタ、ミキサ、ローカル発振器、IF増幅
器、およびIFフィルタのようなよく知られた受信機回路
を含んでいる。受信機のフロントエンドは技術上よく知
られているからそして請求された発明の部分を形成しな
いから、それは第２図には含まれていない。
発振器208は、電圧制御発振器（VCO）のような制御さ
れた発振器であり、この場合その出力信号の位相は外部
的に制御される。理想的には、発振器208の出力信号は
受信されたMSK信号のキャリアの周波数および位相に同
期している。フェーズシフタ210は発振器の出力信号の
位相を90度だけシフトする。受信されたMSK送信はミキ
サ204および206において「ベースバンド」にミックスダ
ウンされる。ローパスフィルタ212および214は受信され
たキャリア周波数の２倍およびそれ以上のミキサ204お
よび206の出力信号の成分を減衰するよう設計されてい
る。フィルタ212の出力は「インフェーズ（in−phas
e）」または「Ｉチャネル」と称され、一方フィルタ214
の出力は「直角（quadrature）」または「Ｑチャネル」
と称されるべきである。ミキサ204および206、発振器20
8、フェーズシフタ210、およびフィルタ212および214は
よく知られたクオドラチャ回路を形成するよう相互接続
されている。クオドラチャ回路の動作を第１図を参照し
て説明する。
れた発振器であり、この場合その出力信号の位相は外部
的に制御される。理想的には、発振器208の出力信号は
受信されたMSK信号のキャリアの周波数および位相に同
期している。フェーズシフタ210は発振器の出力信号の
位相を90度だけシフトする。受信されたMSK送信はミキ
サ204および206において「ベースバンド」にミックスダ
ウンされる。ローパスフィルタ212および214は受信され
たキャリア周波数の２倍およびそれ以上のミキサ204お
よび206の出力信号の成分を減衰するよう設計されてい
る。フィルタ212の出力は「インフェーズ（in−phas
e）」または「Ｉチャネル」と称され、一方フィルタ214
の出力は「直角（quadrature）」または「Ｑチャネル」
と称されるべきである。ミキサ204および206、発振器20
8、フェーズシフタ210、およびフィルタ212および214は
よく知られたクオドラチャ回路を形成するよう相互接続
されている。クオドラチャ回路の動作を第１図を参照し
て説明する。
第1A図は受信されたMSK信号の周波数wr（ｔ）のグラ
フである。先に説明したように、受信信号wr（ｔ）の周
波数は、２進１が送信された時wc＋dwであり、かつ２進
０が送信される時wc−dwであり、ここでwcはキャリア周
波数でありかつdwは偏移である。受信MSK信号の周波数w
r（ｔ）をキャリア周波数wcおよびベースバンド変調周
波数wm（ｔ）の複合物であるとみるのが都合がよい。キ
ャリア周波数wcおよびベースバンド変調周波数wm（ｔ）
はそれぞれ第1B図および第1C図に図示されている。従っ
て、受信信号の周波数wr（ｔ）は次の式で表わすことが
できる。
フである。先に説明したように、受信信号wr（ｔ）の周
波数は、２進１が送信された時wc＋dwであり、かつ２進
０が送信される時wc−dwであり、ここでwcはキャリア周
波数でありかつdwは偏移である。受信MSK信号の周波数w
r（ｔ）をキャリア周波数wcおよびベースバンド変調周
波数wm（ｔ）の複合物であるとみるのが都合がよい。キ
ャリア周波数wcおよびベースバンド変調周波数wm（ｔ）
はそれぞれ第1B図および第1C図に図示されている。従っ
て、受信信号の周波数wr（ｔ）は次の式で表わすことが
できる。
EQ−１ wr（ｔ）＝wc＋wm（ｔ） クオドラチャ回路の動作を説明するためには、時間領
域で行なうことが都合がよい。最初に、受信信号Ｒ
（ｔ）は次の式で表わされる。
域で行なうことが都合がよい。最初に、受信信号Ｒ
（ｔ）は次の式で表わされる。
EQ−２ Ｒ（ｔ）＝cosPr（ｔ） この場合、Pr（ｔ）は受信信号の瞬時位相である。
位相は周波数の積分であることはよく知られている。
従って、式EQ−２は次のように書き直すことができる。
従って、式EQ−２は次のように書き直すことができる。
この場合、P0は時間ｔ＝０における受信信号の瞬時位
相であり、かつτは積分のダミー変数である。
相であり、かつτは積分のダミー変数である。
式EQ−１を上の式におけるwr（ｔ）に代入すると次の
式が得られる。
式が得られる。
wcは定数でありかつP0＝０であるものと仮定すると、
式EQ−４は次のようになる。
式EQ−４は次のようになる。
上の式における積分はPm（ｔ）であるから、ベースバ
ンド変調の瞬時位相は次のようになる。
ンド変調の瞬時位相は次のようになる。
式EQ−５における積分をPm（ｔ）に入替えると、次の
式が得られる。
式が得られる。
EQ−７ Ｒ（ｔ）＝cos［wc・ｔ＋Pm（ｔ）］ 理想的には、発振器208の出力は受信信号のキャリア
周波数に位相ロックされており、かつ、従って、発振器
208の出力信号LO（ｔ）を記述する式は次のように単純
化される。
周波数に位相ロックされており、かつ、従って、発振器
208の出力信号LO（ｔ）を記述する式は次のように単純
化される。
EQ−８ LO（ｔ）＝cos wc（ｔ） ミキサ204の出力は受信信号（EQ−７）の発信信号（E
Q−８）の乗算であるから、その結果は「インフェー
ズ」信号Ｉ（ｔ）と称されるべきものである。
Q−８）の乗算であるから、その結果は「インフェー
ズ」信号Ｉ（ｔ）と称されるべきものである。
EQ−９ I(t)＝{cos[wｃ(t)+Pｍ(t)]}・{cos wｃ(t)} ２つのコサイン関数の積に対する基本的な三角法の恒
等式を用いると、式EQ−９は次のようになる。
等式を用いると、式EQ−９は次のようになる。
EQ−10 I(t)＝cos Pｍ(t)+cos[2wｃt+Pｍ(t)] （1/2のファクタは上の式では無視されている。） ミキサ204の出力はフィルタ212によって低減ろ波さ
れ、該フィルタは式EQ−10のcos［2wct＋Pm（ｔ）］分
を除去する。従って、フィルタ212の出力におけるイン
フェーズ信号Ｉ（ｔ）は次のように表わされる。
れ、該フィルタは式EQ−10のcos［2wct＋Pm（ｔ）］分
を除去する。従って、フィルタ212の出力におけるイン
フェーズ信号Ｉ（ｔ）は次のように表わされる。
EQ−11 Ｉ（ｔ）＝cos Pm（ｔ） 同様にして、受信信号Ｒ（ｔ）はミキサ206において
キャリア周波数と混合されるが、この場合は、発振器20
8からの信号は位相シフタ210により位相において90度シ
フトされている。従って、フェーズシフタ210の出力は
関数−sin（wct）で表わすことができる。上と同様の解
析を適用することにより、低減フィルタ214の出力はク
オドラチャ信号Ｑ（ｔ）であり、これは次の式によって
表わすことができる。
キャリア周波数と混合されるが、この場合は、発振器20
8からの信号は位相シフタ210により位相において90度シ
フトされている。従って、フェーズシフタ210の出力は
関数−sin（wct）で表わすことができる。上と同様の解
析を適用することにより、低減フィルタ214の出力はク
オドラチャ信号Ｑ（ｔ）であり、これは次の式によって
表わすことができる。
EQ−12 Ｑ（ｔ）＝sin Pm（ｔ） 式EQ−11およびEQ−12におけるPm（ｔ）にEQ−６を代
入することにより、インフェーズＩ（ｔ）およびクオド
ラチャフェーズＱ（ｔ）信号を計算することができ、こ
れらは第1E図および第1F図にそれぞれプロットされてい
る。これは複雑な計算のようにみえるが、ベースバント
変調周波数wm（ｔ）は２つの値の内の１つ、２進１に対
する＋dwまたは２進０に対する−dwを取り得るだけであ
るという事実によって大幅に単純化される。dwはビット
レートの1/4であり、ベースバンド変調の位相はw
m（ｔ）＝＋dwの時90度（1/4・360度）だけ進むか、あ
るいはwm（ｔ）＝−dwの時90度だけ遅れるかである。従
って、第1C図のベースバント変調グラフからベースバン
ド変調Pm（ｔ）（第1D図）の位相をプロットすることは
簡単な作業になる。一旦Pm（ｔ）がプロットされると、
ＩおよびＱチャネルにおける信号は容易にそれぞれ式EQ
−11およびEQ−12によって決定される。インフェーズＩ
（ｔ）およびクオドラチャフェーズＱ（ｔ）信号は一続
きのハーフサイン関数、すなわち奇数番号のビットで始
まるＩチャネルのハーフサイン関数および偶数番号のビ
ットで始まるＱチャネルのハーフサイン関数で構成され
ることに注意を要する。
入することにより、インフェーズＩ（ｔ）およびクオド
ラチャフェーズＱ（ｔ）信号を計算することができ、こ
れらは第1E図および第1F図にそれぞれプロットされてい
る。これは複雑な計算のようにみえるが、ベースバント
変調周波数wm（ｔ）は２つの値の内の１つ、２進１に対
する＋dwまたは２進０に対する−dwを取り得るだけであ
るという事実によって大幅に単純化される。dwはビット
レートの1/4であり、ベースバンド変調の位相はw
m（ｔ）＝＋dwの時90度（1/4・360度）だけ進むか、あ
るいはwm（ｔ）＝−dwの時90度だけ遅れるかである。従
って、第1C図のベースバント変調グラフからベースバン
ド変調Pm（ｔ）（第1D図）の位相をプロットすることは
簡単な作業になる。一旦Pm（ｔ）がプロットされると、
ＩおよびＱチャネルにおける信号は容易にそれぞれ式EQ
−11およびEQ−12によって決定される。インフェーズＩ
（ｔ）およびクオドラチャフェーズＱ（ｔ）信号は一続
きのハーフサイン関数、すなわち奇数番号のビットで始
まるＩチャネルのハーフサイン関数および偶数番号のビ
ットで始まるＱチャネルのハーフサイン関数で構成され
ることに注意を要する。
ここまでは、我々はローカル発振器はキャリア周波数
wcに位相ロックされているものと仮定してきた。勿論こ
れは望ましい結果ではあるが、発振器208の出力とキャ
リア周波数wcの間には位相誤差ｅが存在するであろう。
この状況では、ミキサ204の出力は次のようなＩチャネ
ルのベースバンド信号となる。
wcに位相ロックされているものと仮定してきた。勿論こ
れは望ましい結果ではあるが、発振器208の出力とキャ
リア周波数wcの間には位相誤差ｅが存在するであろう。
この状況では、ミキサ204の出力は次のようなＩチャネ
ルのベースバンド信号となる。
EQ−13 BＩ(t)＝cos{wｃt+[Pｍ(t)+e]}・cos wｃt ２つのコサイン関数の積に対する基本的な三角法の恒
等式を用いることにより、この式は次のように書き直す
ことができる。
等式を用いることにより、この式は次のように書き直す
ことができる。
EQ−14 BＩ(t)＝cos[Pｍ(t)+e]+cos{2wｃt+[Pｍ(t)+
e]} （1/2のファクタは上の式では無視されている。） 前と同様に、cos｛2wct＋［Pm（ｔ）＋ｅ］｝の成分
はローパスフィルタ212によってろ波除去されている。
従ってEQ−14は次のように簡略化される。
e]} （1/2のファクタは上の式では無視されている。） 前と同様に、cos｛2wct＋［Pm（ｔ）＋ｅ］｝の成分
はローパスフィルタ212によってろ波除去されている。
従ってEQ−14は次のように簡略化される。
EQ−15 BI（ｔ）＝cos［Pm（ｔ）＋ｅ］ ２つの角度の和をコサインに対する基本的な三角法の
恒等式を用いることにより、式EQ−15は次のように書き
直すことができる。
恒等式を用いることにより、式EQ−15は次のように書き
直すことができる。
EQ−16 BＩ(t)＝cos Pｍ(t)・cos(e)-sin Pｍ(t)・sin
(e) 式EQ−11およびEQ−12からcos Pm（ｔ）およびsin Pm
（ｔ）はそれぞれインフェーズＩ（ｔ）およびクオドラ
チャフェーズＱ（ｔ）信号成分であることを思い起こす
必要がある。従って、式EQ−16は次のように書き直すこ
とができる。
(e) 式EQ−11およびEQ−12からcos Pm（ｔ）およびsin Pm
（ｔ）はそれぞれインフェーズＩ（ｔ）およびクオドラ
チャフェーズＱ（ｔ）信号成分であることを思い起こす
必要がある。従って、式EQ−16は次のように書き直すこ
とができる。
EQ−17 BＩ(t)＝I(t)・cos(e)-Q(t)・sin(e) 上の式を見ると１チャネルのベースバンド信号B
I（ｔ）は発振器208の出力および受信信号のキャリアの
間の位相誤差ｅが存在する時受信信号のインフェーズＩ
（ｔ）およびクオドラチャフェーズＱ（ｔ）成分の双方
を含むことがわかる。
I（ｔ）は発振器208の出力および受信信号のキャリアの
間の位相誤差ｅが存在する時受信信号のインフェーズＩ
（ｔ）およびクオドラチャフェーズＱ（ｔ）成分の双方
を含むことがわかる。
Ｑチャネルベースバンド信号BQ（ｔ）（フィルタ214
の出力）は上と同様の方法で計算できる。この信号は次
の式によって表すことができる。
の出力）は上と同様の方法で計算できる。この信号は次
の式によって表すことができる。
EQ−18 BＱ(t)＝Q(t)・cos(e)+I(t)・sin(e) 従って、発振器208が受信信号のキャリアに位相ロッ
クしていない場合には、ＩおよびＱチャネルベースバン
ド信号はインフェーズＩ（ｔ）およびクオドラチャフェ
ーズＱ（ｔ）成分の双方を含む。しかしながら、ｅ＝０
度の場合には、BI（ｔ）＝Ｉ（ｔ）およびBQ（ｔ）＝Ｑ
（ｔ）である。
クしていない場合には、ＩおよびＱチャネルベースバン
ド信号はインフェーズＩ（ｔ）およびクオドラチャフェ
ーズＱ（ｔ）成分の双方を含む。しかしながら、ｅ＝０
度の場合には、BI（ｔ）＝Ｉ（ｔ）およびBQ（ｔ）＝Ｑ
（ｔ）である。
好ましい実施例においては、フィルタ212および214の
出力は（例えば、図示しないデジタル−アナログコンバ
ータによって）デジタル信号プロセッサ216に結合され
る。DSP内に示された要素はプロセッサおよびその関連
するソフトウェアによって行なわれる動作の類似物であ
る。これらの機能を達成するためのソフトウェアは選択
された特定のDSPに依存するであろう。選択されたプロ
セッサに対する特定のコードは第２図または第３図の類
似的なダイアグラム、第４図のフローチャート、および
以下の説明を用いて当業者が容易に書くことができるも
のである。
出力は（例えば、図示しないデジタル−アナログコンバ
ータによって）デジタル信号プロセッサ216に結合され
る。DSP内に示された要素はプロセッサおよびその関連
するソフトウェアによって行なわれる動作の類似物であ
る。これらの機能を達成するためのソフトウェアは選択
された特定のDSPに依存するであろう。選択されたプロ
セッサに対する特定のコードは第２図または第３図の類
似的なダイアグラム、第４図のフローチャート、および
以下の説明を用いて当業者が容易に書くことができるも
のである。
DSP内で行なわれる動作を理解するために、Ｉおよび
Ｑチャネルベースバンド信号を複素数で数学的に表わす
ことができる単一のベースバンド信号と考えることが有
用であり、該複素数はその数の実数（Re）部を形成する
Ｉチャネルベースバンド信号（フィルタ212の出力）、
および虚数部（Im）を形成するＱチャネルベースバンド
信号（フィルタ214の出力）を有する。従って、ベース
バンド信号Ｂ（ｔ）は次のように定義される。
Ｑチャネルベースバンド信号を複素数で数学的に表わす
ことができる単一のベースバンド信号と考えることが有
用であり、該複素数はその数の実数（Re）部を形成する
Ｉチャネルベースバンド信号（フィルタ212の出力）、
および虚数部（Im）を形成するＱチャネルベースバンド
信号（フィルタ214の出力）を有する。従って、ベース
バンド信号Ｂ（ｔ）は次のように定義される。
EQ−19 Ｂ（ｔ）＝BI（ｔ）＋jBQ（ｔ） ベースバンド信号Ｂ（ｔ）は乗算ブロック218におい
て「奇数」直交関数（orthogonal function）N0によっ
て乗算され、かつ乗算ブロック220において「偶数」直
交関数Neによって乗算される。これら２つの関数は、そ
れぞれ第1G図および第1H図に示されるように、奇数関数
N0が受信信号の奇数番号のビットで始まるのに対し、偶
数関数Neは偶数番のビットで始まる点を除き、同じであ
る。両方の直交関数は２ビット毎の（every two bit）
周期で繰返される。好ましい直交関数は次のようにな
る。
て「奇数」直交関数（orthogonal function）N0によっ
て乗算され、かつ乗算ブロック220において「偶数」直
交関数Neによって乗算される。これら２つの関数は、そ
れぞれ第1G図および第1H図に示されるように、奇数関数
N0が受信信号の奇数番号のビットで始まるのに対し、偶
数関数Neは偶数番のビットで始まる点を除き、同じであ
る。両方の直交関数は２ビット毎の（every two bit）
周期で繰返される。好ましい直交関数は次のようにな
る。
この場合、Ｋは定数である。Ｋは好ましくは0.90959
であり、勿論、０に等しいかまたは０より大きいが、２
より小さいかまたは２に等しいＫの値もまた適切であ
る。２より大きいか2.5より小さいかまたは等しいＫの
値は限界の性能を提供する。2.5より大きい場合は、無
限の数のこれもまた適切な非常に鋭く規定されるＫの値
が存在する。他の直交関数もまた適切である。上の式に
おいて、“sgn t"は“t"の正負を表す（ｔが正であれば
＋、負であれば−となる）。“T"は受信されたMSK送信
のビット期間であり、かつ“t"は時間である。
であり、勿論、０に等しいかまたは０より大きいが、２
より小さいかまたは２に等しいＫの値もまた適切であ
る。２より大きいか2.5より小さいかまたは等しいＫの
値は限界の性能を提供する。2.5より大きい場合は、無
限の数のこれもまた適切な非常に鋭く規定されるＫの値
が存在する。他の直交関数もまた適切である。上の式に
おいて、“sgn t"は“t"の正負を表す（ｔが正であれば
＋、負であれば−となる）。“T"は受信されたMSK送信
のビット期間であり、かつ“t"は時間である。
簡単化のために式EQ−20は時間−Ｔおよび＋Ｔの間の
好ましい直交関数のみを規定する。実際には、この関数
は奇数および偶数番号を付された２ビットの期間毎に発
生される。与えられた２ビットの期間に対する直交関数
を発生する場合、式EQ−20によって規定される関数は時
間上でシフトかれ、それが特定の２ビットの期間で始め
で開始しかつ終りで終了するようにされる。この原理は
第1G図および第1H図に図示されており、この場合奇数の
２ビット期間t3−t5および偶数の２ビット期間t4−t6に
対する直交関数がそれぞれ図示されている。
好ましい直交関数のみを規定する。実際には、この関数
は奇数および偶数番号を付された２ビットの期間毎に発
生される。与えられた２ビットの期間に対する直交関数
を発生する場合、式EQ−20によって規定される関数は時
間上でシフトかれ、それが特定の２ビットの期間で始め
で開始しかつ終りで終了するようにされる。この原理は
第1G図および第1H図に図示されており、この場合奇数の
２ビット期間t3−t5および偶数の２ビット期間t4−t6に
対する直交関数がそれぞれ図示されている。
乗算器ブロック218および220の出力は次に、それぞ
れ、ブロック226および227において２ビットの期間にわ
たり積分される。奇数直交関数N0に関しては、ブロック
226の積分期間は各奇数番号のビットで始まりかつ２ビ
ット期間後に終了する。同様にして、ブロック227に対
する積分期間は偶数番号のビットで始まりかつ２ビット
後に終了する。従って、積分ブロック218および220の出
力はそれぞれXIおよびXQであるとして定義され、かつこ
れらの出力は次の値を有する。
れ、ブロック226および227において２ビットの期間にわ
たり積分される。奇数直交関数N0に関しては、ブロック
226の積分期間は各奇数番号のビットで始まりかつ２ビ
ット期間後に終了する。同様にして、ブロック227に対
する積分期間は偶数番号のビットで始まりかつ２ビット
後に終了する。従って、積分ブロック218および220の出
力はそれぞれXIおよびXQであるとして定義され、かつこ
れらの出力は次の値を有する。
（ここで、ｎ＝奇数の整数である。） （ここで、ｎ＝偶数の整数である。） 集合的に、ブロック218,220,222および224は直交関数
によるベースバンド信号を乗算するための手段を提供
し、一方ブロック226および227は該ベースバンド信号お
よび直交関数の積を積分するための手段を提供する。よ
り特定的には、ブロック218および222はベースバンド信
号奇数直交関数により乗算するための手段を提供しかつ
ブロック226はベースバンド信号および奇数直交関数の
積を奇数番号の２ビット期間にわたり積分するための手
段を提供する。同様に、ブロック220および224はベース
バンド信号を偶数直交関数により乗算するための手段を
提供し、かつブロック227はベースバンド信号と偶数直
交関数の積を偶数番号の２ビット期間にわたり積分する
たの手段を提供する。
によるベースバンド信号を乗算するための手段を提供
し、一方ブロック226および227は該ベースバンド信号お
よび直交関数の積を積分するための手段を提供する。よ
り特定的には、ブロック218および222はベースバンド信
号奇数直交関数により乗算するための手段を提供しかつ
ブロック226はベースバンド信号および奇数直交関数の
積を奇数番号の２ビット期間にわたり積分するための手
段を提供する。同様に、ブロック220および224はベース
バンド信号を偶数直交関数により乗算するための手段を
提供し、かつブロック227はベースバンド信号と偶数直
交関数の積を偶数番号の２ビット期間にわたり積分する
たの手段を提供する。
式EQ−17およびEQ−18がそれぞれＩチャネルおよびＱ
チャネルのベースバンド信号BI（ｔ）およびBQ（ｔ）を
記述することを思い起こす必要がある。これらのベース
バンド信号は発振器208の出力と受信MSK信号のキャリア
の間に位相誤差ｅがある場合インフェーズＩ（ｔ）およ
びクオドラチャフェーズＱ（ｔ）成分の双方を含む。も
し位相誤差ｅが存在すれば、ベースバンド信号BI（ｔ）
＋jBQ（ｔ）に存在するいずれのクオドラチャ位相成分
Ｑ（ｔ）も式EQ−21（Ａ）に従ってベースバンド信号を
処理する場合ゼロに積分除去される。従って、クオドラ
チャ信号成分Ｑ（ｔ）は式EQ−21（Ａ）を計算する目的
のためには式EQ−17およびEQ−18において無視すること
ができる。式EQ−21（Ａ）に従ってベースバンド信号を
処理した結果はインフェーズ成分Ｉ（ｔ）にのみ依存す
る単一の複素数XI（奇数番号のビット毎に１つの数）で
ある。Ｑ（ｔ）＝０に設定し、かつ式EQ−21（Ａ）にお
けるBI（ｔ）およびBQ（ｔ）に式EQ−17およびEQ−18を
代入することにより、次式が得られる。
チャネルのベースバンド信号BI（ｔ）およびBQ（ｔ）を
記述することを思い起こす必要がある。これらのベース
バンド信号は発振器208の出力と受信MSK信号のキャリア
の間に位相誤差ｅがある場合インフェーズＩ（ｔ）およ
びクオドラチャフェーズＱ（ｔ）成分の双方を含む。も
し位相誤差ｅが存在すれば、ベースバンド信号BI（ｔ）
＋jBQ（ｔ）に存在するいずれのクオドラチャ位相成分
Ｑ（ｔ）も式EQ−21（Ａ）に従ってベースバンド信号を
処理する場合ゼロに積分除去される。従って、クオドラ
チャ信号成分Ｑ（ｔ）は式EQ−21（Ａ）を計算する目的
のためには式EQ−17およびEQ−18において無視すること
ができる。式EQ−21（Ａ）に従ってベースバンド信号を
処理した結果はインフェーズ成分Ｉ（ｔ）にのみ依存す
る単一の複素数XI（奇数番号のビット毎に１つの数）で
ある。Ｑ（ｔ）＝０に設定し、かつ式EQ−21（Ａ）にお
けるBI（ｔ）およびBQ（ｔ）に式EQ−17およびEQ−18を
代入することにより、次式が得られる。
（ここで、ｎ＝奇数の整数である。） 同様にして、インフェーズ成分Ｉ（ｔ）はゼロに積分
除去されかつ式EQ−21（Ｂ）を計算する目的のためには
無視できる。従って、式EQ−21（Ｂ）に従ってベースバ
ンド信号を処理した結果はクオドラチャ成分Ｑ（ｔ）に
のみ依存する単一の複素数XQ（偶数番のビット毎に１
つ）である。Ｉ（ｔ）＝０にセットし、かつ式EQ−21
（Ｂ）におけるBI（ｔ）およびBQ（ｔ）に式QE−17およ
びEQ−18を代入することにより次の結果が得られる。
除去されかつ式EQ−21（Ｂ）を計算する目的のためには
無視できる。従って、式EQ−21（Ｂ）に従ってベースバ
ンド信号を処理した結果はクオドラチャ成分Ｑ（ｔ）に
のみ依存する単一の複素数XQ（偶数番のビット毎に１
つ）である。Ｉ（ｔ）＝０にセットし、かつ式EQ−21
（Ｂ）におけるBI（ｔ）およびBQ（ｔ）に式QE−17およ
びEQ−18を代入することにより次の結果が得られる。
（ここで、ｎ＝偶数の整数である。） 変数AIおよびAQを次のように定義することが好都合で
ある。
ある。
２ビットの積分期間にわたり位相誤差ｅが一定である
ものと仮定しかつ対応する積分にAIおよびAQを代入する
ことにより、式EQ−22（Ａ）およびEQ−22（Ｂ）は次の
ようになる。
ものと仮定しかつ対応する積分にAIおよびAQを代入する
ことにより、式EQ−22（Ａ）およびEQ−22（Ｂ）は次の
ようになる。
EQ−24（Ａ） XＩ=AＩ・cos(e)+j・AＩ・sin(e) EQ−24（Ｂ） XＱ=-AＱ・sin(e)+j・AＱ・cos(e) DPSはXIを奇数番号のビット毎に計算し、かつXQを偶
数番号のビット毎に計算する。言換えれば、AI・cos
（ｅ）およびAI・sin（ｅ）は奇数番号のビット毎に知
られ、かつ−AQ・sin（ｅ）およびAQ・cos（ｅ）は偶数
番号のビット毎に知られる。ある角度のタンジェントは
その角度のサインをそのコサインで割ったものに等しい
から、位相誤差ｅは奇数番号のビットにおいて式EQ−24
（Ａ）の虚数部を実数部で割ったものの逆タンジェント
を計算することにより算出できる。同様にして、位相誤
差ｅは偶数番号のビットにおいて式EQ−24（Ｂ）の実数
部のマイナス（−）を虚数部によって割ったものの逆タ
ンジェントを計算することにより算出できる。数学的に
表現すると次のようになる。
数番号のビット毎に計算する。言換えれば、AI・cos
（ｅ）およびAI・sin（ｅ）は奇数番号のビット毎に知
られ、かつ−AQ・sin（ｅ）およびAQ・cos（ｅ）は偶数
番号のビット毎に知られる。ある角度のタンジェントは
その角度のサインをそのコサインで割ったものに等しい
から、位相誤差ｅは奇数番号のビットにおいて式EQ−24
（Ａ）の虚数部を実数部で割ったものの逆タンジェント
を計算することにより算出できる。同様にして、位相誤
差ｅは偶数番号のビットにおいて式EQ−24（Ｂ）の実数
部のマイナス（−）を虚数部によって割ったものの逆タ
ンジェントを計算することにより算出できる。数学的に
表現すると次のようになる。
式EQ−25（Ａ）およびEQ−25（Ｂ）に記述された操作
はそれぞれブロック228および229において行なわれる。
不幸なことに、これらの操作の各々は理論的に２つの補
角（すなわち、180度により分離された）を計算するこ
とであり、その内の１つは受信MSK信号と発振器208の出
力の間の位相誤差である。従って、ブロック228および2
29はベースバンド信号および直交関数の積の積分から２
つの補角（supplementary angles）を計算する手段を提
供する。しかしながら、この角度計算手段は実際に両方
の角度を計算する必要がないことを理解すべきである。
一方のアングルは他方の補角であるから第２の角度は最
初のものから単に180度を加算または減算すことにより
計算できる。さらに、該補角の計算はブロック228およ
び229において行なわれる必要はない。好ましい実施例
においては、これらの補角は実際にはブロック230にお
いて計算され、これについては以下に説明する。
はそれぞれブロック228および229において行なわれる。
不幸なことに、これらの操作の各々は理論的に２つの補
角（すなわち、180度により分離された）を計算するこ
とであり、その内の１つは受信MSK信号と発振器208の出
力の間の位相誤差である。従って、ブロック228および2
29はベースバンド信号および直交関数の積の積分から２
つの補角（supplementary angles）を計算する手段を提
供する。しかしながら、この角度計算手段は実際に両方
の角度を計算する必要がないことを理解すべきである。
一方のアングルは他方の補角であるから第２の角度は最
初のものから単に180度を加算または減算すことにより
計算できる。さらに、該補角の計算はブロック228およ
び229において行なわれる必要はない。好ましい実施例
においては、これらの補角は実際にはブロック230にお
いて計算され、これについては以下に説明する。
位相におけるこのあいまいさ（ambiguity）は予期さ
れなかったものではないが、それはDSPは処理のこの時
点において受信メッセージの現在のビットが２進１であ
るかまたは２進０であるかを知らないからである。これ
ら２つの補角の内のどちらのものが実際の位相誤差であ
るかを解明するため、位相誤差アルゴリズム230は式EQ
−25（Ａ）またはEQ−25（Ｂ）から理論的に計算された
２つの補角を比較しかつ先のビットから計算された位相
誤差により近いものを選択する。従って、位相誤差アル
ゴリズム230はこの位相のあいまいさを解明する手段を
提供し、すなわちこれらの補角の内のどの１つがMSK送
信のキャリアおよび発振器の出力の間の位相誤差である
かを解明する手段を提供する。
れなかったものではないが、それはDSPは処理のこの時
点において受信メッセージの現在のビットが２進１であ
るかまたは２進０であるかを知らないからである。これ
ら２つの補角の内のどちらのものが実際の位相誤差であ
るかを解明するため、位相誤差アルゴリズム230は式EQ
−25（Ａ）またはEQ−25（Ｂ）から理論的に計算された
２つの補角を比較しかつ先のビットから計算された位相
誤差により近いものを選択する。従って、位相誤差アル
ゴリズム230はこの位相のあいまいさを解明する手段を
提供し、すなわちこれらの補角の内のどの１つがMSK送
信のキャリアおよび発振器の出力の間の位相誤差である
かを解明する手段を提供する。
好ましい位相誤差アルゴリズムのためのフローチャー
トが第４図に示されている。処理のこの時点において
は、位相誤差が奇数ビット（e1）において計算されたか
あるいは偶数ビット（eQ）において計算されたかは重要
ではなく、かつ受信MSK信号のｎ番目のビットに対する
位相誤差ｅを単にenと称する。さらに、式EQ−25（Ａ）
およびEQ−25（Ｂ）は理論的に２つの補角を計算する
が、これらの２つの角度の内１つのみ（好ましくは鋭
角）が計算される必要がある。従って、実際には、ブロ
ック228および229の出力（位相誤差アルゴリズム230へ
の入力）は単一の鋭角en（特に、−90度≦en≦90度）で
あり、この角度から位相誤差アルゴリズムは180度を加
算または減算することにより補角を計算できる。
トが第４図に示されている。処理のこの時点において
は、位相誤差が奇数ビット（e1）において計算されたか
あるいは偶数ビット（eQ）において計算されたかは重要
ではなく、かつ受信MSK信号のｎ番目のビットに対する
位相誤差ｅを単にenと称する。さらに、式EQ−25（Ａ）
およびEQ−25（Ｂ）は理論的に２つの補角を計算する
が、これらの２つの角度の内１つのみ（好ましくは鋭
角）が計算される必要がある。従って、実際には、ブロ
ック228および229の出力（位相誤差アルゴリズム230へ
の入力）は単一の鋭角en（特に、−90度≦en≦90度）で
あり、この角度から位相誤差アルゴリズムは180度を加
算または減算することにより補角を計算できる。
第４図を参照すると、変数Xs,Xfおよびｎがブロック4
02においてそれぞれ値0,0および１に初期化される。ブ
ロック402は受信されたMSKメッセージの最初のビットに
対するXs,Xfおよびｎの値をセットするためにのみ実行
される。しかしながら、すべての後続のビットに対して
は、Xs,Xfおよびｎの値はプログラムのいたるところで
セットされる。ブロック404において、変数Xp,Xyおよび
Xzは次のようにして計算される。即ち、Xp＝en＋Xf・18
0゜;Xy＝Xs−Xp;およびX2＝Xp−Xsである。XsはMSKメッ
セージの先に受信されたビットの位相誤差でありかつそ
の値は受信MSK信号の最初のビットに対して初期化ブロ
ック402において任意的にゼロにセットされる。ｎは受
信MSK信号の「ｎ番目の」ビットを表わす。Xpは角度en
またはその補角の１つにセットできるダミー変数であ
る。（Xfは値−1,0,および１を取り得る）。Xyは先に受
信したビットの位相誤差Xsと現在のビットenの位相角
（またはその補角の内の１つ）との間の差に等しい。Xz
は単に−Xyである。
02においてそれぞれ値0,0および１に初期化される。ブ
ロック402は受信されたMSKメッセージの最初のビットに
対するXs,Xfおよびｎの値をセットするためにのみ実行
される。しかしながら、すべての後続のビットに対して
は、Xs,Xfおよびｎの値はプログラムのいたるところで
セットされる。ブロック404において、変数Xp,Xyおよび
Xzは次のようにして計算される。即ち、Xp＝en＋Xf・18
0゜;Xy＝Xs−Xp;およびX2＝Xp−Xsである。XsはMSKメッ
セージの先に受信されたビットの位相誤差でありかつそ
の値は受信MSK信号の最初のビットに対して初期化ブロ
ック402において任意的にゼロにセットされる。ｎは受
信MSK信号の「ｎ番目の」ビットを表わす。Xpは角度en
またはその補角の１つにセットできるダミー変数であ
る。（Xfは値−1,0,および１を取り得る）。Xyは先に受
信したビットの位相誤差Xsと現在のビットenの位相角
（またはその補角の内の１つ）との間の差に等しい。Xz
は単に−Xyである。
受信されたMSK信号の先のビットの位相誤差とXpとの
間の差はブロック406および408において判定される。も
しこの差が90゜より大きく−90゜より小さければ、Xfの
値はステップ410または412において合わせられる。Xp,X
yおよびXzの値は次にステップ404において再び計算され
る。もし先のビットの位相誤差とXpの間の差が90゜より
小さいが−90゜より大きければ、Xpは現在のビットの実
際の位相誤差enでありかつプログラムはステップ406お
よび408を通りステップ414に進む。ステップ414におい
て、解明された位相誤差enが次の回路（例えば、第２図
におけるVCOの制御入力）に渡され、変数Xsが解明れた
位相誤差に等しく、かつｎはブロック228または229から
の次の角度に対する準備のために増分される。
間の差はブロック406および408において判定される。も
しこの差が90゜より大きく−90゜より小さければ、Xfの
値はステップ410または412において合わせられる。Xp,X
yおよびXzの値は次にステップ404において再び計算され
る。もし先のビットの位相誤差とXpの間の差が90゜より
小さいが−90゜より大きければ、Xpは現在のビットの実
際の位相誤差enでありかつプログラムはステップ406お
よび408を通りステップ414に進む。ステップ414におい
て、解明された位相誤差enが次の回路（例えば、第２図
におけるVCOの制御入力）に渡され、変数Xsが解明れた
位相誤差に等しく、かつｎはブロック228または229から
の次の角度に対する準備のために増分される。
第２図に戻ると、よく知られた弁別器232、リミッタ2
34および位相ロックループ236が受信信号Ｒ（ｔ）の
「ゼロクロッシング」においてDSPにタイミング信号を
提供する。これはDSPを直交関数N0およびNeの発生をス
タートおよびストップすることを許容し、かつ積分ブロ
ック226および227の積分期間を適切な時間にスタートお
よびストップさせる。
34および位相ロックループ236が受信信号Ｒ（ｔ）の
「ゼロクロッシング」においてDSPにタイミング信号を
提供する。これはDSPを直交関数N0およびNeの発生をス
タートおよびストップすることを許容し、かつ積分ブロ
ック226および227の積分期間を適切な時間にスタートお
よびストップさせる。
いったん正しい位相誤差ｅが計算されると、それは発
振器208の位相を調整するために使用でき、それにより
その出力信号の位相が実質的に受信MSK信号の位相と同
じになる。従って、第２図の実施例においては（および
以下に説明する、第３図の実施例においては）、ブロッ
ク218,220,222,224,226,227,228,229および230はMSK送
信のキャリアとクオドラチャ回路の発振器の出力との間
の位相誤差を決定するための位相誤差手段を提供する。
もし発振器208が伝統的なアナログVCOであれば、位相誤
差信号ｅは図示しないデジタル−アナログ変換器を介し
てVCOの制御入力に結合することができる。いったん発
振器208の位相が受信MSK信号のキャリアの位相に同期さ
れると、ＩおよびＱチャネルのベースバンド信号（フィ
ルタ212および214の出力）は図示しないクオドラチャMS
K復調器に結合することができる。そのような復調器は
技術上よく知られている。
振器208の位相を調整するために使用でき、それにより
その出力信号の位相が実質的に受信MSK信号の位相と同
じになる。従って、第２図の実施例においては（および
以下に説明する、第３図の実施例においては）、ブロッ
ク218,220,222,224,226,227,228,229および230はMSK送
信のキャリアとクオドラチャ回路の発振器の出力との間
の位相誤差を決定するための位相誤差手段を提供する。
もし発振器208が伝統的なアナログVCOであれば、位相誤
差信号ｅは図示しないデジタル−アナログ変換器を介し
てVCOの制御入力に結合することができる。いったん発
振器208の位相が受信MSK信号のキャリアの位相に同期さ
れると、ＩおよびＱチャネルのベースバンド信号（フィ
ルタ212および214の出力）は図示しないクオドラチャMS
K復調器に結合することができる。そのような復調器は
技術上よく知られている。
本発明の第２の実施例が第３図に示されている。この
図を参照すると、アンテナ202、ミキサ204および206、
フェーズシフタ210およびフィルタ212および214は第２
図に関して説明されたものと同じである。しかしなが
ら、発振器302は第２図の発振器208のように、位相制御
される発振器ではない。その代わり、発振器302は受信M
SK信号のキャリア周波数にほぼ等しい出力周波数を有す
る任意のよく知られた発振器でよい。さらに、乗算器
（multipliers）218および220、直交関数222および22
4、積分器226および227、そして位相誤差アルゴリズム2
30はまた第２図を参照して上に説明したものと同じであ
る。
図を参照すると、アンテナ202、ミキサ204および206、
フェーズシフタ210およびフィルタ212および214は第２
図に関して説明されたものと同じである。しかしなが
ら、発振器302は第２図の発振器208のように、位相制御
される発振器ではない。その代わり、発振器302は受信M
SK信号のキャリア周波数にほぼ等しい出力周波数を有す
る任意のよく知られた発振器でよい。さらに、乗算器
（multipliers）218および220、直交関数222および22
4、積分器226および227、そして位相誤差アルゴリズム2
30はまた第２図を参照して上に説明したものと同じであ
る。
これらの２つの実施例の間の主な違いは位相誤差ｅが
第３図の実施例においては、第２図の実施例におけるよ
うに、クオドラチャ回路のローカル発振器（208）の位
相を調整するために利用されないことである。その代わ
り、位相誤差ｅのコサインおよびサインがそれぞれブロ
ック304および306において計算される。位相誤差ｅのコ
サインは次にそれぞれ乗算器ブロック308および314にお
いてＩチャネル信号およびＱチャネル信号により乗算さ
れる。同様にして、位相誤差ｅのサインはそれぞれ乗算
器ブロック310および312においてＱチャネル信号および
Ｉチャネル信号により乗算される。乗算器ブロック308
および310の出力は次にブロック316において加算され、
その出力は修正されたＩチャネル信号Ｉ′（ｔ）とな
る。同様にして、乗算器ブロック312および314の出力は
ブロック318において加算され、その出力は修正された
Ｑチャネル信号Ｑ′（ｔ）となる。従って、ブロック30
4,306,308,310,312,314,316,および318は修正または訂
正されたベースバンド信号を発生するための修正手段を
提供する。この修正されたベースバンド信号はMSK送信
のいずれのクオドラチャ成分も実質的に減衰された修正
Ｉチャネル成分、およびいずれのインフェーズ成分も実
質的に減衰された修正Ｑチャネル成分を含む。修正され
たＩチャネルＩ′（ｔ）および修正されたＱチャネル
Ｑ′（ｔ）信号は次に第２図を参照して上に説明した図
示しないクオドラチャMSK復調器に結合される。
第３図の実施例においては、第２図の実施例におけるよ
うに、クオドラチャ回路のローカル発振器（208）の位
相を調整するために利用されないことである。その代わ
り、位相誤差ｅのコサインおよびサインがそれぞれブロ
ック304および306において計算される。位相誤差ｅのコ
サインは次にそれぞれ乗算器ブロック308および314にお
いてＩチャネル信号およびＱチャネル信号により乗算さ
れる。同様にして、位相誤差ｅのサインはそれぞれ乗算
器ブロック310および312においてＱチャネル信号および
Ｉチャネル信号により乗算される。乗算器ブロック308
および310の出力は次にブロック316において加算され、
その出力は修正されたＩチャネル信号Ｉ′（ｔ）とな
る。同様にして、乗算器ブロック312および314の出力は
ブロック318において加算され、その出力は修正された
Ｑチャネル信号Ｑ′（ｔ）となる。従って、ブロック30
4,306,308,310,312,314,316,および318は修正または訂
正されたベースバンド信号を発生するための修正手段を
提供する。この修正されたベースバンド信号はMSK送信
のいずれのクオドラチャ成分も実質的に減衰された修正
Ｉチャネル成分、およびいずれのインフェーズ成分も実
質的に減衰された修正Ｑチャネル成分を含む。修正され
たＩチャネルＩ′（ｔ）および修正されたＱチャネル
Ｑ′（ｔ）信号は次に第２図を参照して上に説明した図
示しないクオドラチャMSK復調器に結合される。
第３図の実施例においては、DSP216に対するタイミン
グは第２図の実施例に関して上に説明したように、弁別
器232、リミッタ234およびPLL236によって確立される。
グは第２図の実施例に関して上に説明したように、弁別
器232、リミッタ234およびPLL236によって確立される。
第２図および第３図に図示された好ましい実施例はデ
ジタル信号プロセッサを使用しているが、本発明はまた
DSPによって行なわれる機能をデジタルまたはアナログ
ハードウェアを用いて実施することにより実現すること
もできる。同様に、もし受信MSK信号（または上に述べ
た受信機のフロントエンドのIF周波数出力）の周波数が
十分に低ければ、ミキサ204および206、発振器208また
は302、フェーズシフタ210、および低域フィルタ212お
よび214はデジタル回路を使用して実施することがで
き、あるいは受信MSK信号をデジタル化しかつこれらの
機能をDSPにおいて行なうこともできる。
ジタル信号プロセッサを使用しているが、本発明はまた
DSPによって行なわれる機能をデジタルまたはアナログ
ハードウェアを用いて実施することにより実現すること
もできる。同様に、もし受信MSK信号（または上に述べ
た受信機のフロントエンドのIF周波数出力）の周波数が
十分に低ければ、ミキサ204および206、発振器208また
は302、フェーズシフタ210、および低域フィルタ212お
よび214はデジタル回路を使用して実施することがで
き、あるいは受信MSK信号をデジタル化しかつこれらの
機能をDSPにおいて行なうこともできる。
フロントページの続き (72)発明者 スティール・フランシス ロバート アメリカ合衆国フロリダ州 33067、パ ークランド、ノースウエスト・エイティ ーセブンス・アベニュー 6650、アール ティ ２ (56)参考文献 特開 昭57−109448（ＪＰ，Ａ) 米国特許4583048（ＵＳ，Ａ) 米国特許4359692（ＵＳ，Ａ) ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ ＯＮ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ, Ｖｏｌ．ＣＯＭ−27，ＮＯ．10，Ｏｃ ｔ．1979．ＰＰ．1512−1518
Claims (13)
- 【請求項１】MSK送信を受信する受信機のためのベース
バンド信号出力をもたらす位相誤差調節回路であって： ベースバンド信号出力をもたらしかつ発振器を含み、該
発振器は発生する信号の位相を制御するための制御入力
を有するところの、クオドラチャ回路；ならびに 該クオドラチャ回路と前記発振器の前記制御入力との間
に接続され、前記MSK送信のキャリアと前記発振器によ
り発生された信号との間の位相誤差を決定するための位
相誤差調節器であって、前記発振器の位相を調節して前
記位相誤差を減らすための位相誤差調節器； を具備し、 前記位相誤差調節器が、 前記ベースバンド信号に直交関数を乗算し、前記ベース
バンド信号と前記直交関数との積を積分するための乗算
／積分段と； 該乗算／積分段に接続され、前記ベースバンド信号と前
記直交関数との積の積分から、相補的な２つの角度を計
算するための角度計算段と； 該角度計算段に結合され、前記２つの角度のうちいずれ
が前記MSK送信と前記発振器出力との間の位相誤差を表
しているかを決定する決定段とを備えた、 ことを特徴とする位相誤差調節回路。 - 【請求項２】前記乗算／積分段が、 前記ベースバンド信号に奇数ビット直交関数を乗算する
第１乗算段； 前記ベースバンド信号と前記奇数ビット直交関数との積
を前記MSK送信の奇数番目の２ビット期間にわたって積
分するための第１積分段； 前記ベースバンド信号に偶数ビット直交関数を乗算する
第２乗算段；ならびに 前記ベースバンド信号と前記偶数ビット直交関数との積
を前記MSK送信の偶数番目の２ビット期間にわたって積
分するための第２積分段；を含む、 請求の範囲第１項に記載の位相誤差調節回路。 - 【請求項３】前記角度計算段が、 TAN-1｛Im（XI）/Re（XI）｝を決定するための手段（こ
こにXIは前記ベースバンド信号と前記奇数ビット直交関
数との積の前記奇数番目の２ビット期間にわたる積分で
あるもの）；ならびに TAN-1｛Im（XQ）/Re（XQ）｝を決定するための手段（こ
こにXQは前記ベースバンド信号と前記偶数ビット直交関
数との積の前記偶数番目の２ビット期間にわたる積分で
あるもの）；を含む 請求の範囲第２項に記載の位相誤差調節回路。 - 【請求項４】前記直交関数は、 sin（２πt/T）／｛（２πt/T）−［Ｋ・sgn（ｔ）・
（πt/2T）２］｝を含み、ここにＴはMSK送信のビット
期間であり、ｔは時間でありかつＫは定数であるところ
の請求の範囲第９項に記載の位相誤差調節回路。 - 【請求項５】前記Ｋは０≦Ｋ≦２であるところの請求の
範囲第４項に記載の位相誤差調節回路。 - 【請求項６】前記乗算／積分段、前記角度計算段および
前記決定段がデジタルシグナルプロセッサ（DSP）によ
り構成される、 ことを特徴とする請求の範囲第１項に記載の位相誤差調
節回路。 - 【請求項７】MSK送信を受信し、ベースバンド信号出力
をもたらし、発振器を含むクオドラチャ回路とともに使
用する、受信機のための位相誤差調節回路であって： 前記クオドラチャ回路に接続され、前記MSK送信のキャ
リアと前記発振器により発生された信号との間の位相誤
差を決定するための位相誤差調節器；ならびに 該位相誤差調節器に接続され、修正ベースバンド信号を
発生するための修正手段であって、前記位相誤差の正弦
関数を前記ベースバンド信号により乗算して加算するこ
とによって、前記MSK送信のいかなるクオドラチャ位相
成分も実質的に減衰させた修正Ｉチャネル信号と、前記
MSK送信のいかなるインフェーズ成分も実質的に減衰さ
せた修正Ｑチャネル信号とをもたらす、ところの修正手
段； を具備し、 前記位相誤差調節器が、 前記ベースバンド信号に直交関数を乗算し、前記ベース
バンド信号と前記直交関数との積を積分するための乗算
／積分段と； 該乗算／積分段に接続され、前記ベースバンド信号と前
記直交関数との積の積分から、相補的な２つの角度を計
算するための角度計算段と； 該角度計算段に結合され、前記２つの角度のうちいずれ
が前記MSK送信と前記発振器出力との間の位相誤差を表
しているかを決定する決定段とを備えた、 ことを特徴とする位相誤差調節回路。 - 【請求項８】前記乗算／積分段が、 前記ベースバンド信号に奇数ビット直交関数を乗算する
第１乗算段； 前記ベースバンド信号と前記奇数ビット直交関数との積
を前記MSK送信の奇数番目の２ビット期間にわたって積
分するための第１積分段； 前記ベースバンド信号に偶数ビット直交関数を乗算する
第２乗算段；ならびに 前記ベースバンド信号と前記偶数ビット直交関数との積
を前記MSK送信の偶数番目の２ビット期間にわたって積
分するための第２積分段；を含む、 請求の範囲第７項に記載の位相誤差調節回路。 - 【請求項９】前記角度計算段が、 TAN-1｛Im（XI）/Re（XI）｝を決定するための手段（こ
こにXIは前記ベースバンド信号と前記奇数ビット直交関
数との積の前記奇数番目の２ビット期間にわたる積分で
あるもの）；ならびに TAN-1｛Im（XQ）/Re（XQ）｝を決定するための手段（こ
こにXQは前記ベースバンド信号と前記偶数ビット直交関
数との積の前記偶数番目の２ビット期間にわたる積分で
あるもの）；を含む 請求の範囲第８項に記載の位相誤差調節回路。 - 【請求項１０】前記直交関数は、 sin（２πt/T）／｛（２πt/T−［Ｋ・sgn（ｔ）・（π
t/2T）２］｝を含み、ここにＴはMSK送信のビット期間
であり、ｔは時間でありかつＫは定数であるところの請
求の範囲第７項に記載の位相誤差調節回路。 - 【請求項１１】前記Ｋは０≦Ｋ≦２であるところの請求
の範囲第10項に記載の位相誤差調節回路。 - 【請求項１２】前記決定段は、前記２つの角度のうち、
前記MSK送信の先に受信されたビットにおける位相誤差
に近い方の角度を決定する、ことを特徴とする請求の範
囲第７項に記載の位相誤差調節回路。 - 【請求項１３】前記乗算／積分段、前記角度計算段およ
び前記決定段がデジタルシグナルプロセッサ（DSP）に
より構成される、 ことを特徴とする請求の範囲第７項に記載の位相誤差調
節回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US20261788A | 1988-06-06 | 1988-06-06 | |
| US202,617 | 1988-06-06 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03504791A JPH03504791A (ja) | 1991-10-17 |
| JP2679321B2 true JP2679321B2 (ja) | 1997-11-19 |
Family
ID=22750615
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1506480A Expired - Lifetime JP2679321B2 (ja) | 1988-06-06 | 1989-05-22 | 位相誤差調節回路 |
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|---|---|
| EP (1) | EP0434689B1 (ja) |
| JP (1) | JP2679321B2 (ja) |
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| DE (1) | DE68923881T2 (ja) |
| WO (1) | WO1989012367A1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101114271B1 (ko) | 2004-07-09 | 2012-03-05 | 마이크로칩 테크놀로지 인코포레이티드 | Ｒｆ 수신기 미스매치 교정 시스템 및 방법 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4359692A (en) | 1980-11-07 | 1982-11-16 | Motorola Inc. | Rapid acquisition shift keyed signal demodulator |
| US4583048A (en) | 1985-02-26 | 1986-04-15 | Rca Corporation | MSK digital demodulator for burst communications |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4079329A (en) * | 1976-11-11 | 1978-03-14 | Harris Corporation | Signal demodulator including data normalization |
| US4412302A (en) * | 1980-12-15 | 1983-10-25 | Rca Corporation | Digital phase demodulation and correlation |
| DE3823374A1 (de) * | 1988-07-09 | 1990-01-18 | Philips Patentverwaltung | Vorrichtung zur entzerrung und demodulation winkelmodulierter datensignale |
-
1989
- 1989-05-22 AT AT89906916T patent/ATE126638T1/de not_active IP Right Cessation
- 1989-05-22 JP JP1506480A patent/JP2679321B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1989-05-22 WO PCT/US1989/002180 patent/WO1989012367A1/en active IP Right Grant
- 1989-05-22 DE DE68923881T patent/DE68923881T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1989-05-22 EP EP89906916A patent/EP0434689B1/en not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4359692A (en) | 1980-11-07 | 1982-11-16 | Motorola Inc. | Rapid acquisition shift keyed signal demodulator |
| US4583048A (en) | 1985-02-26 | 1986-04-15 | Rca Corporation | MSK digital demodulator for burst communications |
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ ＯＮ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，Ｖｏｌ．ＣＯＭ−２７，ＮＯ．１０，Ｏｃｔ．１９７９．ＰＰ．１５１２−１５１８ |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101114271B1 (ko) | 2004-07-09 | 2012-03-05 | 마이크로칩 테크놀로지 인코포레이티드 | Ｒｆ 수신기 미스매치 교정 시스템 및 방법 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE68923881D1 (de) | 1995-09-21 |
| EP0434689A4 (en) | 1991-12-27 |
| JPH03504791A (ja) | 1991-10-17 |
| EP0434689A1 (en) | 1991-07-03 |
| WO1989012367A1 (en) | 1989-12-14 |
| ATE126638T1 (de) | 1995-09-15 |
| DE68923881T2 (de) | 1996-04-11 |
| EP0434689B1 (en) | 1995-08-16 |
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