DE1537555A1

DE1537555A1 - Orthogonale Frequenzmultiplex-Datenuebertragungsanlage

Info

Publication number: DE1537555A1
Application number: DE19671537555
Authority: DE
Inventors: Chang Robert Wu-Lin
Original assignee: Western Electric Co Inc
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1966-11-14
Filing date: 1967-11-13
Publication date: 1970-04-23
Also published as: BE706407A; US3488445A; SE348346B; DE1537555B2; GB1205598A; NL6714722A

Description

R.W. CHANG 1

WESTERN ELECTRIC COMPANY Incorporated New .York, N. Y./10007, USA

Orthogonale Frquenzmultiplex-Datenübertragungsanlage

Die Erfindung betrifft eine Multiplex-Datenübertragungsanlage mit einer Vielzahl.von Datenquellen, mit einem Übertragungsmedium mit im wesentlichen gradem Amplitudenfrequenzgang über eine feste Bandbreite, mit einer Vielzahl von Kanalfiltern; deren Mittenfrequenzen gegeneinander versetzt sind und die die Datenquellen jeweils mit dem Übertragungsmedium verbinden, und mit einem Empfänger für die über das Übertragungsmedium laufenden Signale.

Multiplex-Übertragungsanlagen unter Verwendung von frequenzmäßig getrennten sinusförmigen Trägern oder zeitlich getrennten | Rechteckimpulsträgern sowie Kombinationen hiervon sind bekannt. Den bekannten Anlagen ist die Eigenschaft gemeinsam, daß zur Vermeidung gegenseitiger Störungen zwischen den Kanälen frequenzmäßig oder zeitlich Schutzbänder zwischen den Kanälen vorgesehen sind. Diese Schutzbänder stellen eine Vergeudung der wertvollen und begrenzten Bandbreite dar.

00981 7705SÄ

Bei der digitalen Datenübertragung ist es beispielsweise allgemein üblich, eine Vielzahl von Datenkanälen über ein einziges, in seiner Bandbreite begrenztes Übertragungsmedium zu führen. Wegen der begrenzten Bandbreite praktischer Übertragungsmedien stellt sich das Problem, die Gesamtdatenfrequenz mög-' liehst hoch und im Zusammenhang damit zwischen den Kanälen

und den einzelnen Symbolen auftretende Störungen möglichst klein ^ zu machen. Die allgemeine Lösung bestand darin, die einzelnen

Kanäle um die Mitte von im gleichen Abstandd angeordneten Trägerfrequenzen anzuordnen und ein Schutzband endlicher Größe zwischen den Kanälen vorzusehen. Das bedeutet für den Frequenzmultiplexfall eine Beschränkung der zur verfügungstehenden Bandbreite jedes Kanals auf einen Wert, der etwas kleiner ist als der Abstand der Trägerwellen, um Störungen zwischen den _J Kanälen zu vermeiden. Die Gesamtdatenfrequenz ist daher wesentlich kleiner als die, die erreichbar wäre, wenn die Schutzbänder ohne Erzeugung von Störungen weggelassen werden könnten.

Für den Zeitmultiplexfall wird andererseits die Signalfrequenz im allgemeinen unterhalb des theoretischen Maximums gehalten, um Störungen zwischen den Symbolen zu vermeiden, da das Impulsansprechen von Übertragungemedien beschränkter Bandbreite zeitlich auseinandergezogen wird»

SAD ORlGfNAi

009817/0614 *

Bekannte Multiplex-Datenübertragungsanlagen verwenden In-Phase-Modulatoren und Quadratur-Phase-Modulatoren, um von allen Kanaleingangsdaten wiederkehrende modulierte Abtnetimpulee abzuleiten, die nachfolgend durch ein Bandfilter begrenzt werden. Das Bandfilter leitet elementare Signale ab, die zusammen mit anderen elementaren Signalen von anderen Eingangsdaten an ein Übertragungsmedium angelegt werden.

Es waren also bisher zwei Modulatoren je Eingangsdatenkanal zur Ableitung orthogonaler Signale erforderlich.

Die Erfindung will das vorstehend erläuterte Problem lösen. Sie geht dazu aus von einer Multiplex-Datenübertragungsanlage der eingange genannten Art und sieht vor, daß jedes Kanalfilter einen Amplitudenfrequenzgang mit ungerader Symmetrie zu einer Frequenz zwischen seiner Mittenfrequenz und der Mitten-

frequenz jedes benachbarten Kanals aufweist, ferner einen Übertragungsfaktor KuIl jenseits der Mittenfrequenz jedes benachbarten Kanals, daß das Produkt des Amplitudenfrequenzganges benachbarter Kanalfilter gerade Symmetrie zu der gleichen, zwischen den Mittenfrequenzen der benachbarten Kanalfilter liegenden Frequenz zeigt, daß der durch die Kanalfilter definierte Phaeenfrequenzgang benachbarter Kanäle elektrisch um voneinander abweicht, daß die Signale von den Datenquellen

009817/059« ^dohwnal

in an sich bekannter Weise synchronisiert sind, und daß die nichtorthogonalen Signale von den Datenquellen durch das jeweilige Kanalfilter in orthogonale Signale umwandelbar und sich frequenzmäßig überlappend auf dem Übe r tr agungs medium kombinierbar sind.

Der Ausdruck "orthogonal" ist definiert als die Wechselbeziehung zwischen zwei zeitabhängigen Kurvenformen derart, daß ihr

W Produkt nach einer Integration zwischen Null und unendlich

gleich Null ist. Für periodische Kurvenformen braucht sich die Integration nur über eine volle Periode zu erstrecken. Ein einfaches Beispiel sind Sinus*- und Co sinus-Kurven, die ungerade bzw. gerade Symmetrie mit Bezug auf den Zeitpunkt Null zeigen, deren Produkt aber eine Sinuskurve mit dem doppelten Wert der ursprünglichen Frequenz ist und dessen Wert nach einer Integration Null beträgt. Dagegen ist das Produkt von zwei Sinus- oder zwei Cosinuswellen eine erhöhte Co sinus welle mit der doppelten Frequenz, deren integrierter Wert positiv ist. Es gibt viele Gruppen komplizierterer Kurvenformen, die der oben gegebenen Definition für die Orthogonalität genügen.

Die Phaseneigenschaften benachbarter Kanäle lassen sich willkürlich wählen, wobei nur vorausgesetzt ist, daß die Phaseneigenschaften sich elektrisch um 90 zuzüglich einer willkürlichen

009817/0584 _ft._nΛ ·

BAD ORIGINAL,

Phasenfunktion mit ungerader Symmetrie zu einer Frequenz zwischen den Kanalmittenfrequenzen unterscheiden.

Die erforderlichen Symmetrien lassen sich bei einer Halbperiode der Cosinuswelle, deren Quadrat die erhöhte Cosinusfunktinn ist, als ein einfach definierbares Beispiel erreichen.

Die Erzielung der örthogonalität zwischen den Kanälen ermög-· licht Datenübertragungsfrequenzen für die einzelnen Kanäle, die. gleich der Kanalbandbreite sind. Das entspricht dem halben Wert der idealen Nyquist-Frequenz. Jedoch lassen sich aufgrund der Tatsache, daß benachbarte Kanäle synchronisiert sind, diese um 50% überlappen. Die Gesamtdatenübertragungsfrequenz für die volle Kanalbandbreite wird dann gleich der idealen Nyquist-Frequenz multipliziert mit dem Verhältnis aus der Anzahl von Kanälen zu der Anzahl von Kanälen plus eins. %

Da die Amplituden der Formungsfunktionen proportional den Amplituden der Abtastwerte sind, mit denen sie multipliziert' werden, ist die Übertragung in keiner Weise auf binäre Ziffern beschränkt. Vielstufige Symbole und Symbole willkürlicher Höhe, die aus analogen Abtastwerten abgeleitet sind, können ebenfalls übertragen werden.

BAD OBlGlNAi * 008817/0534

Orthogonale Signale lassen sich leicht durch Korrelations-Verfahren unter Verwendung von angepaßten Filtern anzeigen.

Bei der erfindungsgemäßen orthogonalen Multiplex-Übertragungsanlage können die empfangenen Signale ohne Rücksicht auf die im Übertragungsmedium entstehende Phasenverzerrung unter Verwendung von angepaßten Korrelatoren wiedergewonnen werden. Außerdem ^ werden Synchronisationsschwierigkeiten auf ein Minimum herabgesetzt, da stationäre Phasenunterschiede zwischen den Modulations- und Demodulations-Trägerwellen durch die angepaßten Korrelatoren berücksichtigt werden.

Ein besseres Verständnis der Erfindung ergibt sich aus der folgenden, ins einzelne gehenden Beschreibung anhand der Zeichnungen. Es zeigen:

k Fig. 1 das Blockschaltbild der orthogonalen Frequenz-·

multiplex-Übertragungsanlage nach der Erfindung;

Fig. 2 Kurvendiagramme, die die Erzeugung einer

Filterkurve darstellen, welche der Orthogona·

litätebedingung nach der Erfindung genügen; *

Fig. 3 ein weiteres Kurvendiagramm zum gleichen Zweck;

Fig. 4 das Blocksxhaltbild eines Ausiühr^Bgebeispiels für einen orthogonalen Frequenzmultiplex-Sender mit drei Kanälen 'nach der Erfindung unter Vex« 9817/0514 wendung identischer Filter für alle Kfenäie;

SAD ORiGiNAL

Fig. 5 eine Anzahl von Kurvendiagrammen zur

Erläuterung der Betriebsweise der Anlage nach Fig. 4;

Fig. G das Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels der Erfindung für ein Korrelations-Anzeigesystem zur Wiedergewinnung der im Sender nach Fig. 4 erzeugten Datensignale.

Nach dem Blockschaltbild in Fig. 1 werden von links aus nicht gezeigten Datenquellen Impuls-Abtastwerte synchron an ein6 Vielzahl von Leitungen 10, 11 und 12 angelegt. Jeder Impuls wird in einem zugeordneten Sendefilter 15, 16, 17 und nicht gezeigten weiteren Filtern für zusätzliche Datenquellen geformt. ' Die Leitung 13 deutet symbolisch solche weiteren Signalkanäle an. Die Durchlaßbänder der verschiedenen Sendefilter liegen zentriert zu in gleichem Abstand angeordneten Frequenzen, wobei der Abstand gleich der halben Datenfrequenz je Kanal ist. Die Ausgangssignale der Sendefilter werden auf der Leitung 14 zusammen gefaßt und on ein gemeinsames Übertragungsmedium 18 gegeben, dessen Impulsansprechen gleich _h(.t) und dessen übeetragungsfunktion gleich H(f)e^'^\ wobei H (f) und Tj(S) die Amplituden- und Phaseneigenschaften des Mediums 18, e -die Basis der natürlichen Logarithmen und j die Imaginärzahl *^/»l ist. Wie durch den Addierer 19 symbolisch dargestellt, wird außerdem Rauschen an verschiedeilen. Punkten in die Anlage eingekoppeli. Die einzelnen

Q09817/0E94 ^:

BAD ORIGINAL

Signalkanäle werden getrennt im Empfänger 20 angezeigt. Es sei vorerst angenommen, daß der Kanal mit der niedrigsten Frequenz im Grundband betrieben wird. Die Modulation und Demodulation des Trägers im Durchlaßband können mit Hilfe üblicher Verfahren durchgeführt werden.

Die Kanalformung stellt hier den kritischen Punkt dar. Es seien b_n, b,, b_o ... eine Folge von Signalziffern im Zahlensystem

k U 1 ' Δ

Ψ ·^

mit der Basis m (ms:2) oder eine Folge von analogen Abtastwerten, die über einen willkürlichen i-ten Kanal zu übertragen sind. Jeder Wert b , b , b„ ... läßt sich durch einen Impuls darstellen,

KJ J. £»

dessen Höhe proportional der des entsprechenden Abtastwertes ist. Diese Impulse werden an das i-te Übertragungsfüter mit einer Frequenz von einem Impuls je T Sekunden (die Datenfrequenz je Kanal beträgt l/T Baud) gegeben. Es sei a (t) das Impulsanspreshen des zugeordneten i-ten Filters. Dann überträgt dieses * Filter eine Folge von Signalen

I-T), b₂a.(t-2T), ..· .

Die am Ausgang des Übertragungsmediums 18 empfangenen Signale sind

b_ou.(t), b_lUi(t-T),

wobei

00 9 8-T77'0-694^; ^BAD Oriqi_Näl

^ui^(t>
=

co

(fist cine Hilfe variable für die Integration).

Diese empfangenen Signale überlappen sich zeitlich, sind aber -

orthogonal (stören sich gegenseitig nicht), wenn

.00

u.(t) u.(t-kT)dt = 0, k = +l, Φ2,... (1)

- oo ·

Eine gegenseitige Störung zwischen Symbolen im i-ten Kanal "

fällt weg, wenn die Gleichung (1) erfüllt ist.

Es sei jetzt angenommen, daß c_, C₁, C₀... die m-ären Signalziffern oder analogen Abtastwerte sind, die über einen benachbarten j-ten Kanal übertragen werden, der ein Sendefiltex'-Impulsansprechen a.(t) besitzt. Da alle Signalkanäle als

synchi'onisiert angenommen sind, überträgt das «j^-te Sendefilter

eine Signalfolge g

^co^aj(t)· ^Qi^^UT^ c^it

Die: am Ausgang des Mediums 18 empfangenen Signale sind jetzt

Obwohl dies© Signal© ditjenigen d©§ UiQn Kanals sowoM sseittieh als gxkck fre>^-«en?imäßif tbe^iappen» sind ©ie trotzdem

BAD ORiGiNAL.

seitig orthogonal, wenn

oo

u^t) u.(t-kT)dt «0, k = 0, +1, +2, ... (2)

- co

Zwischen Symbol- und Svischejn-Kanalstörungen lassen sich gleichzeitig ausschalten, wenn Gl. (1) für alle i und Gl. (2) für alle i und j (i f j) erfüllt ist.

An Hand bekannter Verfahren zur Fourier-Transformation lassen sich die Gleichungen (I) und (2) in den Frequenzbereich transformieren. Dann wird Gl.il)
co

\(f$af

A_jL ²(f)H²(f) cos 2tffkT df = 0 (3)

für k s 1, 2, 3, .... i « 1, 2, 3, ·... N; und Gleichung (2) wird

9 -i

^f)ir(f) COsK₁ (f) - c^(f)j cos 2TfkT df - 0 (4)

(Realteil)
und

χ» ■ ■ ■■■■ - '

JA.(f)A.(fJH²{f) sintct.(f} - «C.(f)l sin 2^fkT df « 0 (5)

(Imaginärteil)
for

IC * stf. t$ 4if. · c ·

In den Gleichungen (S)₄ (4) und (5) ist A.(f) die Amplituden-Charakteristik und ^L.(f) die Phasencharakteristik des i-ten

Sendefilters. A (f) und ^O.(f) für das j-te Sendefilter sind entsprechend definiert. H(f) ist die Axnplitudencharakteristik des Mediums 18.

Es sei angenommen, daß f. (i = 1, 2, 3, ..., N) die im gleichen Abstand liegenden Mittenfrequenzen der N unabhängigen Signalkanäle bezeichnen und daß die niedrigste Kanalmittenfrequenz

ist, wobei h Null oder eine positive ganze Zahl und f die

Differenz zwischen den Mittenfrequenzen benachbarter Kanäle sind. Dann ist die Mittenfrequenz des i-ten Kanals

h₊i-|)f < (7)

Es wird angenommen, daß jeder amplitudenmodulierte Datenkanal mit einer Geschwindigkeit von 2f Baud (Symbole je
Sekunde) überträgt. Folglich ist

009817/0594 bad original

Da die Bandbreite jedes Kanals 2f beträgt, besteht keine prinzipielle Schwierigkeit, mit 2f Baud für eine willkürliche Durclüaßkurve des Kanals zu übertragen.

Für eine gegebene Amplitudencharakteristik H(f) des Übertragungsmediums 18 lassen sich in ihrer Bandbreite beschränkte Sendefilter (15, 16* 17) entwickeln, die gleichzeitig den ^ Gleichungen (3), (4), (5) und (8) genügen und damit sowohl

Zwischensymbol- als auch Zwischenkanalstörungen für eine Datengeschwindigkeit von 2f je Kanal aussEhalten. Damit wird dann auch die der vorliegenden Erfindung zugrundeliegende Aufgabe gelöst.

Ein allgemeines Verfahren zur Ausbildung der erforderlichen Sendefilter beruht auf einem Theorem.

t Für eine gegebene Charakteristik H(f) eines Übertragungemediums·

gibt es eine KanalamplitudencharaJcteristik A.(f) (i = 1, 2,..., N) derart, daß .

C + Q.(f) ist größer als Null für alle f im Bereich f + f und

IX ■ X ■■ 6

Null außerhalb dieses Bereiches. C ist eine willkürliche Konstante und Q.(f) ist eine Formfunktion, die ungerade Symmetrie f. + f /2 besitzt. Weiterhin sind die Produkte

00 98 17./OS ft.4 BAD original

'537555 .*β

der Formfunktionen für benachbarte Kanüle [c. + Q. (f) I · Fc₊₁ + Q-₊₁(^f)j gerade Funktionen mit Bezug auf die Frequenz

(f. + f /2) in der Mitte zwischen benachbarten Kanalmittenfre-ι s'

quenzen f und

Als weiterer Teil des Theorems läßt sich die Kanalphasencharakteristik <cL.(f) (i =» 1, 2, ..., N) so ausbilden, daß

■ +^ + ^₁(D (9)

iin Frequenzbereich zwischen Kanalmittenfrequenzen ist. V'.(f) ist eine willkürliche Phasenfunktion mit ungerader Symmetrie bezüglich der Frequenz (f. + f /2) in der Mitte zwischen benachbarten Kanalmittenfrequenzen f. und f. -.

Wenn A.(f) und cC.(f) entsprechend diesem Theorem ausgebildet werden und f nach Gl. (6) gewählt wird, dann ist den Gleichungen "

(3), (4), (5) und (B) gleichzeitig genüge getan. Es sind dann keine Zwischensymbol- und Zwischenkanalstörungen für eine synchrone Datengeschwindigkeit mit 2f_ö Baud je Kanal vorhanden. Weiterhin besitzen die Sendefilter allmählich abfallende φ Flanken (gradual rplloffs), die Gesamtdatengeschwindigkeit ;et chi Maximum« die Sendefilf^r. s,in4 an, das Üher-tragungsmedium, angepaßt und bei ßinepi ij> seüier- Panclhiieite begrerizten G§u§s^fscHer| d§r |iaplng§r jed/es ^e

mit der gleichen Fehlerwahrscheinlichkeit, so als ob nur dieses Signal übertragen wird.

Detaüierte Beweise des Theorems seien hier weggelassen. Ihre praktischen Konsequenzen sollen jedoch im folgenden behandelt werden.

Der erste Teil des Theorems kann leicht durch eine beliebige Zahl symmetrischer Kurvenformen befriedigt werden. Der zweite, sich auf das Produkt der Formfunktionen benachbarter Kanäle beziehende Teil läßt sich entsprechend dem folgenden KJorroUarium 1 des Theorems befriedigen« ,

Unter der vereinfachenden Bedingung, daß C für alle i gleich

(C ) gewählt wird und daß alle Q.(f) (i = l,, 2, ...» N) identisch ausgebildet sind, ist die Produktfunktion

£ £c. + Q.(f)j ^C₊₁ + Q.₊₁ (f)J eine gerade Funktion mit Bezug auf

die Frequenz in der Mitte zwischen benachbarten Mittenfrequenzen (f. + f /2), vorausgesetzt, daß Q,(f) eine gerade Funktion mit Bezug auf die Kanalmittenfrequenz f. ist. Dieses Korollarium folgt direkt aus dem Theorem und benötigt keinen Beweis, Das Produkt von zwei graden Funktionen ist immer eine weitere gerade Funktion,

Praktische Beispiele für Formfunktionen, die dem Theorem und dem Korollarium 1 genügen, sind in den Figuren 2 und gezeigt.

In Fig. 2A lautet die Gleichung der Kurvenform

ι Η

Q(i) ^ cos 2Ί1—

wobei X zwischen f. - f und f. + f liegt und i eine beliebige g

' positive ganze Zahl ist.

Wählt man C₁ «1/2, so ist Fig. 2B identisch mit Fig. 2A, wobei der Nulldurchgang jetzt mit dem Minimalwert der Funktion zusammenfällt. Die Kurvenform 22 ist dann die erhöhte Cosinusfunktion

A ²(f)H²(f) « C + Q (f) = J- + 1/2 cos 2T-±

«8 I

Aue trigonometrischen Beziehungen ergibt sich die Quadratwurzel dieser Gleichung zu

f-f,

A.(f) II(f) - cosTf^i

Es läßt sich erkennen, daß die Kurvenform 23 in Fig. 2(C) die positive Ilalbwelle einer Cosinuskurve ist due den Übertragungswert

009817/0594 bad original

Null außerhalb der Bandgrenzfrcquenzen f. + f und \ dem maximalen Übertragungswert bei der Mittenfrequenz

f_£ hat.

Die Kurvenformen 21 und 22 erfüllen die oben geforderten Symmetrieeigenschaften mit Bezug auf

f.. £₁₊f tmd fj.-f. .
Man erkennt leicht« daß benachbarte« sich überlappende Kanäle,

die einen Frequenzabstand f haben und auf diese Weise identisch

• s

ausgebildet sind, auch das Korollarium 1 erfüllen.

Ein zweites Beispiel einer Formfunktion, die die Gl. (3) erfüllt, ist in Fig. 3 gezeigt. Die Kurvenformen 31 und 32 sind identisch geformte Funktionen ähnlich der eines abgestimmten Vervielfacherkreises. Die Kurvenformen der Fig. 3A und 3(B) unterscheiden sich nur irn Wert der Ordinate. Die Kurvenform 33 der Fig. 3(C) ist die Quadratwurzel der Kurvenform 32.

Anhand dieser Kurvenformen zeigt sich, daß die Mittenfrequenz nicht die Frequenz maximalen Übertragungswertes sein muß. Es sind zwei, symmetrisch zur Kanalmittenfrequenz liegende Maxima vorhanden. Die Kurvenformen in Fig. 3 lassen sich mathematisch nicht so einfach erfassen wie die der Fig. 2, sind aber praktisch erreichbar. ·

009817/0594

Aus diesen beiden Beispielen läßt sich ersehen, daß bei der • Wahl der Formfunktion Q.(f) ein großer Spielraum besteht. Folglich kann auch A.(f) H(f) verschiedene Formen annehmen. Wenn H(f) eben über das schmale Frequenzband des einzelnen Kanals verläuft, kann A,(f) die gleiche Form wie A,(f) H(f) haben. Wenn H(f) innerhalb des einzelnen Kanalbandes nicht eben verläuft, läßt sich A (f) aus einer Division des Produktes A.(f) H(f) durch H(f) erhalten.

Das Theorem setzt außerdem Beschränkungen für die Phasencharakteristik «G.(f) der Sendefüter fest. Es ist nur erforderlich, daß zur Sicherstellung der Orthogonalität zwischen benachbarten Kanälen Gl. (9) erfüllt ist. Es ist jedoch erwünscht, für alle Kanäle identisch geformte Kennlinien der Sendefilter zu haben.

Unter der vereinfachenden Bedingung, daß alle Sendefilter-Phasenkennlinien cC-if) (1 = 1, 2, ...,N) identische Form haben, a gilt Gl. (9), wenn

f-f. f-f

cos 1^7TgJ- +Xy_n sin n2 Y^r

S S

für m = 1, 2, 3 ... und η = 2, 4, 6 ... im Bereich f. + f. , wobei

ι — s

h eine beliebige ungerade ganze Zahl ist und <f J^*5Ö »U/ alle

- willkürlich gewählt sind.

BAD ORIGINAL

0098*7/0(14

Der erste Ausdruck dieser Gleichung ist ein lineares Glied· Der zweite Ausdruck ist ein Anpaßglied« das im bequemsten Fall Null sein kann. Die letzten beiden Ausdrücke sind Welligkeitsglieder mit ungerader Symmetrie bezüglich der Frequenzen

f. + f /2. Die einzige wirkliche Einschränkung ist« daß η gerade ist. Im anderen Fall wäre die Form von «&.{f) völlig willkürlich.

In Fig. 5, die im folgenden noch genauer besprochen werden soll, ist die Phasenfunktion ct».(f) in Form identischer Kurven 56, 58 und 60, skizziert. Für diesen speziellen Fall ist h zu -1 gewählt,

Λ und j£> sind gleich Null, m ist gleich 1, η ist gleich 2 und ist gleich 1. Das lineare Glied ist folglich *flf2, dem eine

Sinusfunktion mit ungerader Symmetrie bezüglich f. ± S /2 überlagert ist.

Man erkennt leicht, daß die P^asencharakteristik04r,(f) unabhängig von der Amplitudencliarakteristik A.{f) ist. Außerdem 1st die Phasenfunktion des Kanals in beiden Korollarien 1 und 2 nicht vorhanden. Die Amplituden- und Phasencharakteristik der Sende-Filter läßt sich also unabhängig voneinander und der Phasencharakteristik der Übertragungsmediums wählen.

Änderungen der Amplitudencharakteristik H(f) lassen sich für jeden einzelnen Kanal berücksichtigen. Es kann jedoch bequemer sein, ein einziges Ausgleichsnetzwerk für die gesamte Bandbreite des

Übertragungsmediums zu benutzen. Zur bequemen Verwirklichung können die Amplitudenversetzung C. und die Formfunktionen Q₁ (f) auf Identische Weise für alle Kanäle entsprechend den Korollarien und 2 gewählt werden. Dann ist A,(f) H(f) für alle Kanäle identisch (mit Ausnahme einer Verschiebung der Mittenfrequenzen). Dadurch können identische Filter für alle Kanäle in Verbindung mit einer Frequenzumsetzung auf die in gleichem Abstand angeordneten Kanalmittenfrequenzen benutzt werden.

• ·

Fig. 4 zeigt in Form eines Blockschaltbildes ein Dreikanalsystem unter Verwendung identischer Kanalfilter und mit Frequenzumsetzungen. Fig. 5 ist ein Kurvenformdiagramm zur Erläuterung des Senders gemäß Fig. 4.

In Fig. 4 liefern (nicht gezeigte) Datenquellen a, b und c synchronisierte Impulsahtaetwerte an die Leitungen 41, 42 und 43, die wiederum mit identischen Filtern 44 verbunden sind. Diese weisen eine Amplitudencharakteristik HL (f) und eine Phasencharakteristik Ot₁ (f) nach Fig» 5 auf· Die Charakteristiken haben die in den Korollarien 1 und 2 beschriebenen Eigenschaften. Die Filter 44 sind Bandpaßfilter mit einer Bandbreite 2f , die um eine Mittenfrequenz außerhalb des Übertragungsbandes des Übertragungsmediums angeordnet ist. Aus Gründen ier Bequemlichkeit ist hier diese Mittenfrequenz zu (k+0, 5)f gewählt» wobei k eine beliebige ungrade ganze Zahl ist.

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BAD ORIGINAL

Bei den Diagrammen in Fig. 5 sind die Frequenz auf der Abzisse und die Amplitude und Phase auf der Ordinate angetragen. In ZeÜe (D) der Fig. 5 gibt die vertikale Linie 61 auf der rechten Seite die Mittenfrequenz dor Füter 44 bei der Frequenz (k + 0, 5)f an. In den ZeÜen (A), (B) und (C) der Fig. 5 liegen die identischen Amplitudenkennlinien 55, 57 und 59, hier als Halbperioden'einer Cosinuswelle dargestellt, symmetrisch zur Frequenz (k + 0, 5)F. Die Phasenkennlinienöt/.ff) sind in ge-™ strichelter Form den Amplitudenkennlinien als Kurven 56, 58

und 60 überlagert. Die mittlere Steigung ist linear und die Differenz der Steigung zwischen Kanälen beträgt - ^X/2. Außerdem ist eine sinusförmige Phasenwelligkeit vorhanden.

Die geformten Ausgangssignale der Filter 44 werden durch im gleichen Abstand angeordnete Frequenzen f., f~ und f_ in den Modulatoren 45 moduliert. Die Frequenz f_t ist gleich (k-l)f ge-

X S

»wählt, damit ein unteres Seitenband um die Mittelfrequenz 1, 5 f ^s

entsteht, wie durch die Kurve 51 in Zeile (A) der Fig. 5 angedeutet· Diese Kurve besitzt eine Bandbreite zwischen 0, 5f und 2, 5f .

ß ß

Auf entsprechende Weise sind die Frequenzen f_o und f_ gleich (k-2)f bzw. (k-3)f gewählt, derart, daß die unteren Seiten-

S B

bänder 52 und 52 in den Zeilen (B) und (C) in Fig. 5 entstehen» Die neuen Mittenfrequenzen sind 2, 5f und 3, 5f . Der Mittenfrequenz-

; S S

abstand ist dann natürlich gleich f ,

■ s

009817/0594 ^ßAD original

■ u

Die umgesetzten Ausgangseignale der Modulatoren 45 werden auf der Leitung 46 kombiniert und führen zu den sich überlappenden Spektren"51, 52 und 53 in Zeile (D) der Pig. 5. Im Addierer 47, der an die Leitung 46 angeschaltet ist, wird ein Signalanteil mit der Frequenz f eingefügt, um die Demodulation beim Empfänger zu vereinfachen. Zur Ausschaltung der oberen Seitenbänder im Ausgangssignal der Modulatoren 45 und zur Einschränkung des p übertragenen Spektrums auf die Bandbreite des Übertragungsmediums wird das Signal vom Addierer 47 an das Tiefpaßfilter 48 angelegt, das bis zur Frequenz 4, 5f die

glatte Amplitudenkennlinie H₂(f) gemäß Kurve 62 in Zeile (D) der Fig. 5 besitzt. Das zusammengesetzte Signal am Ausgang des Filters 48 wird im Modulator 50 auf eine' Trägerfrequenz f umge-

setzt und erscheint auf der Leitung 49 zur Abgabe an ein Übertragungsmedium. Für das Durchlaßband des Übertragungsmediums ist angenommen, daß es mit Bezug auf die Frequenz f zentriert

Da die Übertragungsgeschwindigkeit in jedem Kanal 2f Baud be-

trägt, ist die gesamte Übertragungsgeschwindigkeit für drei Kanäle 6f Baund in einem Übertragungsband von 4f . Das bedeutet eine Geschwindigkeit von 1, 5 Baud je Hertz Bandbreite, also 50% mehr als es bei Verwendung üblicher, sich nicht überlappender Frequenzspektren möglich wäre. Durch eine Erweiterung dieses

009817/0514

ι .D »5 / 3 y Ο

erfindungsgemäßen Prinzips zeigt sieh, daß je -moks Kanals benutzt werdea_e um. so dichter di© Annäherung aa das theoreti-

sehe Maximum von 2 Baud je Hz Bandbreite wird. Allgemein

N
gesagt, werden rrrr χ 2 Baud je Hz Bandbreite erreicht, wc bei K die Zahkder benutzten Kanäle ist.

Die Daten in den einzelnen Kanälen eines zusammengesetzten Signals gemäß Zeile (D) in Fig. 5 lassen sich unter V erwendung adaptiver Korrelationsverfahren entsprechend dem Blockschaltbild in Fig. 6 demodulieren und anzeigen. Dem auf der Leitung 35 ankommenden, zusammengesetzten Signal, das das Übertragungsmedium durchlaufen hat, wird die Bezugsfrequenz f im Entnahmegerät 70 entnommen. Das Entnahmegerät 70 kann ein Schmalbandfilter und Frequenzvervielfacher enthalten, mit deren Hilfe die Abtastfrequenz 2f und die verschiedenen De^odulations-

B Ί

träger zur Abgabe an die Leitung 66 abgeleitet werden. Das Abnahmegerät 70 kann alternativ auch rechts von dem obersten Modulator 74 angeordnet werden, wenn dies erwünscht ist. Das empfangene Signal wird danach an Modulatoren 74 angelegt, deren Demodulationsfrequenzen so gewählt sind, daß die jeweiligen Kanalbänder auf einen gemeinsamen Frequenzbereich umgesetzt werden. Dieser Frequenzbereich ist definiert durch die Kennlinie H„(f) des Tiefpaßfilters 76. Die Kennlinie des Filters

76 ist identisch mit der dargestellten Kurve 75, Sie verläuft

009817/0SI4

eben bis 2, Sf und fällt oberhalb dieser Frequenz auf Null.

S -

In der obersten Zeile wird tier Kanal 1 durch Demodulation mit einer Frequenz f , der gleichen Träge rf requens, die beim

Sender benutzt wird, zurück in seine Grundbandlage umgesetzt, die zur Frequenz 1, 5f zentriert ist. Beim Durchgang durch das Filter 76 wird der Kanal 3 entsprechend dem Diagramm

83 stark und der Kanal 2 weniger stark gedämpft. Dagegen

.führt der Kanal 1 zu einem ungeschwächten Signal. In der mitt- ä

leren Seile vird der Kanal 2 durch Demodulation mit einer Frequenz ί_Λ + f ^ in die Grundbandlage umgesetzt, zur Frequenz 1, 5f zentriert ist. Das Ausgangssignal des Filters 76 ist im Diagramm

84 gezeigt. Schließlich wird auf der unteren Zeile der Kanal 3

durch Demodulation mit einer Frequenz f + 5f in die Grund-

cs

bandlage umgesetzt, die zur Frequenb 1, Sf zentriert ist.. Die

Kanäle erscheinen jetzt in umgekehrter Reihenfolge, wie im Diagramm 85 gezeigt. Alle drei Kanäle sind in eine Lage im Frequenzspektrum umgesetzt worden, die der Gl. (7) genügt. Pie Signale jedes einzelnen Kanals bleiben zeitlich orthogonal. Die sich überlappenden Frequenzspektren treten nur zwischen Paaren von Kanälen auf, und die Phasendifferenzen bleiben unverändert. Die Signale in diesen Kanälen bleiben also frequenzmäßig gegenseitig orthogonal. Der weitere Kanal in jeder Zeile überlappt den gewünschten Kanal in der Grundbandlage nicht und I.nnn daher keine Störungen erzeugen.

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Die Ausgangesignale der Filter 76 werden an angepaßte (matched) Filter 78 angelegt, die als Korrelate ren arbeiten* Ein angepaßtes Filter ist ein lineares System, dessen Impulskennlinie die zeitliche Inversion oder der konjugiert komplexe Wert der Kurvenform des Signale ist, an das es angepaßt wird. Ein angepaßtes Filter wird üblicherweise in Form einer ange zapften Verzögerungsleitung mit Bewertungewiderständen zwischen jeder Anzapfung und einer Summierschaltung verwirklicht. Die Bewertungswiderstände werden entsprechend Abtastwerten an den entsprechenden Anzapfungen eingestellt, wenn die anzupassende Kurvenform über das System übertragen wird und ihren Maximalwert an einer Bezugsanpassung zeigt, deren Ausgangssignal willkürlich als Einheitswert angenommen wird» Die Anzapfungen besitzen vorzugsweise gleichen Abstand entsprechend dem Kehrwert der doppelten Bandbreite des Systems, das angepaßt wird. Im vorliegenden Fall beträgt die interessierende Grundband-Bandbreite etwa 3f (Kurve 75), und daher ist der Abstand der Anzapfungen l/6f . Die Bewertungswiderstände werden vor der Datenübertragung eingestellt, in dem Abtastwerte der gewünschten Kurvenform nach ihrer Übertragung über den Kanal entnommen werden. Das Ausgangssignal der Summierschaltung wird zum Zeitpunkt *€ beobachtet, wenn der Spitzenwert an der Bezugsanzapfung festgestellt wird. Danach ist das Übertragungsmaß des angepaßten Filtere ein Maximum

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is-

für die Kurvenform, auf die das Filter eingestellt worden ist. " Das Signal im Nachbarkanal ist orthogonal zu dem' des betrachteten Kanals und sein Beitrag zum Ausgangs signal der Summierschaltung ist zum Zeitpunkt ""£* Null.

Bezüglich näherer Einzelheiten bei der Verwendung angepaßter Filter als Korrelataren wird auf einen Aufsatz von G. L. Turin ¹¹An Introduction to Matched Filters" in " IRE Transactions on Information Theory", Juni 1960, verwiesen.

An den Ausgang jedes angepaßten Filters ist ein Abtaster 79 angeschaltet, der durch Abtastimpulse mit der Datenfrequenz 2f gesteuert wird, die aus dem Entnahmegerät 70 abgeleitet werden. Die Abtastimpulse werden um das Intervall^Tverzögert, damit sie mit der Ankunft des Spitzenwertes an der Bezugsanzapfung des angepaßten Filters zusammenfallen.

Auf der Grundlage der Summierten Abtastwerte erfolgt die %

Entscheidung hinsichtlich der Art des übertragene Daten-Bit. Die Daten-Ausgangssignale stehen auf den Leitungen 80, 81 und 82 für die jeweiligen Kanäle zur Verfügung. Das erfindungsgemäße System arbeitet also praktisch ohne Verzögerung (real time) und es ist keine Signalspeicherung erforderlich.

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Wenn mehr als drei Kanäle benutzt werden, läßt eich das oben beschriebene Dreikanal-Verfahren auf leicht zu überschauende Weise erweitern. Beispielsweise können die Kanäle unter Verwending von Bandpaßfiltern in Gruppen von je 3 unterteilt werden« und jede Gruppe kann dann auf die oben beschriebene Weise in das Grundband umgesetzt werden. Die über das Bandpaßfilter laufende Dreiergruppe wird ursprünglich unter Verwendung eines Demodulationssignals der Form cos I27f(i-l)f t + 0 ι in das Grundband umgesetzt« wobei i die Mittenfrequenz des mittleren Kanals der Dreiergruppe und 0. ein willkürlicher Phasenwinkel ist, der der Träger-Phasenverschiebung im Übertragungsmedium Rechnung trägt.

Das orthogonale Multiplexsystem nach der Erfindung läßt sich auch ohne Synchronisation zwischen filers Kanälen betreiben, wenn die Übertragung auf ungerade oder gerade nummerierte Kanäle beschränkt wird. Die Geamtdatengeschwindigkeit ist dann gleich dem halben theoretischen Maximum von 1 Baud je Hz Bandbreite. Das System läßt sich auch betreiben, wenn einige benachbarte Kanäle synchronisiert und andere nichtsynchronisiert sind, vorausgesetzt, daß ein unbenutzter Kanal zwischen synchromeierten Gruppen freigelassen wird»

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Die Erfindung ist zwar im allgemeinen anhand theoretischer Ausdrücke und im b#canderen anhand eines Dreikanal-Beispiels beschrieben worden« aber di· Grundgedanken der Erfindung

lassen sich vom Fachmann in großem umfang inw«nd«n«

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Claims

PATENTANSPRÜCHE

1. Multiplex-Datenübertragungsanlage mit einer Vielzahl von Datenquellen, mit einem Übertragungsmedium mit im wesentlichen geradem Amplitudenfrequenzgang über eine feste Bandbreite, mit einer Vielzahl von Kanalfiltern, deren Mittenfrequenzen gegeneinander versetzt sind und die die Datenquellen jeweils mit dem Übertragungemedium verbinden, und mit einem Empfänger für die über das Übertragungsmedium laufenden Signale,

dadurch gekennzeichnet, daß jedes Kanalfilter (15, 16, 17) einen Amplitudenfrequenzgang mit ungerader Symmetrie zu einer Frequenz zwischen seiner Mittenfrequenz und der Mitterifrequenz jedes benachbarten Kanals aufweist, ferner einen Übertragungsfaktor Null jenseits der Mittenfrequenz jedes- benachbarten Kanals, daß das Produkt des Amplitudenfrequenzganges

ψ benachbarter Kanalfilter gerade Symmetrie zu der gleichen,

zwischen den Mittenfrequenzen der benachbarten Kanalfilter liegenden Frequenz zeigt, daß der durch die Kanalfilter definierte Phasenfrequenzgang benachbarter Kanäle elektrisch um 90 voneinander abweicht, daß die Signale von Datenquellen in an sich bekannter Weise synchronisiert sind, und daß die nicht orthogonalen Signale von den Datenquellen durch das jeweilige j Kanalfilter in orthogonale Signale umwandelbar und sich, frequenzmäßig überlappend auf dem Übertragungsmedium kombi-

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2. Multiplex-Datenübertragungsanlage nach Anspruch 1, dadurch-gekennzeichnet, daß die Kanalfilter einen Amplitudenfrequenzgang mit gerader Symmetrie bezüglich ihrer Mitten« frequonacm aufweisen,

3. Multiplex-Datenubertragungeanlage nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch eine Vielzahl von Modulations schaltungen zur umsetzung der Kurvenformen der Kanalfilter auf benachbarte, sich überlappende Frequenzbänder innerhalb des Durchlaßbandes des Übertragungsmediums.

4. Multiplex-Datenübertragungsanlage nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Kanalfilter identisch sind.

5. Multiplex-DatenÜbertragungsanlage nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der an das Übertragungsmedium angeschaltete Empfänger in der Lage ist, die Signale vom Übertragungsmedium zu demodulieren, daß der Empfänger Kanalfilter enthält, die in der Lage sind, den Amplituden- und Phasen-Irequenzgang beizubehalten, der durch die an die Datenquellen angeschalteten Kanalfilter erzeugt worden ist, und daß der Empfänger einen Detektor aufweist, der auf die Signalströme der einzelnen Kanäle anspricht.

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