KR20070094782A - 주파수 분할 통신 시스템 - Google Patents

Abstract

TDD(Time Division Duplex)와 마찬가지의 이점을 확보하면서, 더욱 유연한 상하 링크간의 할당 비율의 변경을 가능하게 하는 직교 주파수 분할 통신 시스템은, 상향 링크와 하향 링크에서 접속되는 기지국과 복수의 이동국을 갖고, 서로 직교하는 복수의 주파수가 주파수축 상 및 시간축 상에서, 상기 상향 링크와 하향 링크 및 상기 복수의 이동국에 할당된다.

IFFT 변환기, 로우패스 필터, 변조기, 대역 필터, 안테나

Description

주파수 분할 통신 시스템{FREQUENCY DIVISION COMMUNICATION SYSTEM}

본 발명은, 상향 링크와 하향 링크를 복수의 주파수를 이용하여 다중하는 주파수 분할 통신 시스템에 관한 것이다. 특히, 사용 주파수를 유효 이용할 수 있게, 주파수의 배치 관계가 직교하는 관계에 배치된 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 방식에 관한 발명이다.

종래부터 상향 링크와 하향 링크를 무선 다중하는 통신 시스템에는, 주파수 분할 다중(FDD : Frequency Division Duplex) 방식 혹은, 시분할 다중(TDD : Time Division Duplex) 방식이 채용되고 있다.

또한, 제3 세대 휴대 전화 시스템에서는, 광대역 부호 분할 다중 접속(W-CDMA : Wideband Code Division Multiple Access) 방식으로 사용되고 있는 FDD 방식에 비해, TDS(Time Division Synchronous)-CDMA 등으로 채용되고 있는 TDD 방식에서는, 상향과 하향의 채널을 동일 주파수대에서 사용하기 위해 주파수를 유효하게 사용할 수 있다.

또한, 상하 링크의 할당 시간의 비율을 변경함으로써 유연하게 통신 속도를 변화시켜 비대칭 레이트의 데이터 통신 서비스를 효율적으로 제공할 수 있다는 메리트가 있다.

또한, 상하 링크에서 동일 주파수를 사용함으로써, 상하 링크의 상관이 높은 것이 기대되므로, 기지국에서 하향 링크의 채널 상태를 상향 링크의 채널을 이용하여 추정할 수 있다. 혹은 이동국에서 상향 링크의 채널 상태를 하향 링크의 채널을 이용하여 추정할 수 있다.

이 때문에, FDD 방식 시스템에서는, 채널 정보의 피드백이 필요하게 되는 방식(예를 들면, 적응 변조나 송신 다이버시티 등)이 TDD 방식에서는 피드백 없이 행할 수 있는 가능성이 있다.

그러나, TDD 방식에서는, 상하 링크의 간섭을 방지하기 위해 고속으로 상하 링크를 절환할 필요가 있다. 이는 수신기 및 송신기 양쪽의 구성을 복잡하게 한다. 또한，TDD 방식에서의 상하 링크 할당은 시간 방향에만 한정되어 있기 때문에, 주파수 방향으로 더욱 유연한 할당을 행할 수 있는 가능성이 있다.

이러한 기술의 일례로서 특허 문헌 1에 기재된 기술이 제안되어 있다. CDMA/TDD 방식에서, TDMA 구조를 갖는 신호를 이용하고, 서브 프레임의 최종의 하향 슬롯만으로 통지 채널의 송수신을 행함으로써 여러 가지의 서비스에 유연하게 대응시키는 것이다.

[특허 문헌 1] 일본 특허 공개 평11-275036호 공보

(발명의 개시)

(발명이 해결하려고 하는 과제)

따라서, 본 발명의 목적은, TDD(Time Division Duplex)와 마찬가지의 이점을 확보하면서 더욱 유연한 상하 링크간의 할당 비율의 변경이 가능해지는 직교 주파수 분할 통신 시스템을 제공하는 데 있다.

(과제를 해결하기 위한 수단)

상기 목적을 달성하는 주파수 분할 통신 시스템은, 제1 양태로서, 상향 링크와 하향 링크에서 접속되는 기지국과 이동국을 갖고, 상기 상향 링크와 하향 링크는, 2개의 주파수가 할당되어 있는 것을 특징으로 한다.

상기 목적을 달성하는 주파수 분할 통신 시스템은, 제2 양태로서, 상향 링크와 하향 링크에서 접속되는 기지국과 복수의 이동국을 갖고, 서로 직교하는 복수의 주파수가 주파수축 상 및 시간축 상에서, 상기 상향 링크와 하향 링크 및 상기 복수의 이동국에 할당되어 있는 것을 특징으로 한다.

상기 목적을 달성하는 주파수 분할 통신 시스템은, 제3 양태로서, 제2 양태에서, 상기 기지국은, 상기 상향 링크와 하향 링크의 트래픽 비율을 모니터하는 트래픽 모니터부를 갖고, 상기 트래픽 모니터부에서 모니터되는 트래픽 비율에 따라서 상기 복수의 주파수의 주파수축 상 및 시간축 상에서의 할당이 결정되는 것을 갖는 것을 특징으로 한다.

상기 목적을 달성하는 주파수 분할 통신 시스템은, 제양태로서서, 제1 또는 제2 양태에서, 상기 상향 링크와 하향 링크에 할당되는 주파수는, 주파수 차분이 상기 상향 링크와 하향 링크의 상관치가 크게 되도록 근접하고 있는 것을 특징으로 한다.

상기 목적을 달성하는 주파수 분할 통신 시스템은, 제양태로서서, 제4 형태에서, 상기 기지국은, 상향 링크의 상기 복수의 주파수의 각각에 대해 신호대 잡음비(SIR치)를 측정하는 SIR 측정부와, 상기 SIR 측정부의 측정치에 따라서, 변조 방식을 결정하는 변조 방식 결정부와, 상기 복수의 주파수의 각각에 대해, 상기 변조 방식 결정부에 의해 결정된 변조 방식을 적용하는 변조부를 갖는 것을 특징으로 한다.

상기 목적을 달성하는 주파수 분할 통신 시스템은, 제양태로서서, 제4 형태에서, 상기 기지국은, 상향 링크의 상기 복수의 주파수의 각각에 대해 신호대 잡음비(SIR치)를 측정하는 SIR 측정부를 갖고,

상기 SIR 측정부는, 상기 복수의 이동국의 각각마다에 할당된 주파수에 대응하는 측정치의 평균치를 구하고, 상기 평균치에 대응하는 변조 방식을 결정하는 변조 방식 결정부와, 상기 SIR 측정부에서 구한 측정치의 평균치에 따라서, 대응하는 이동국마다에 변조 방식을 결정하는 변조 방식 결정부와, 상기 이동국마다에 할당된 복수의 주파수에 대해, 상기 변조 방식 결정부에 의해 결정된 변조 방식을 적용하는 변조부를 더 갖는 것을 특징으로 한다.

본 발명의 특징은, 이하에 도면에 따라 설명되는 발명의 실시 형태예에 의해 더 명백해질 것이다.

(발명의 효과)

본 발명에 의해 상향 링크와 하향 링크는, 복수의 주파수를 이용하여 다중 한다. 예를 들면, 직교 주파수 분할 다중(OFDM : Orthogonal Frequency Division Multiplex) 방식의 각 서브 캐리어에 대해, 상향 링크와 하향 링크를 유연하게 할당한다. 이에 의해，TDD(Time Division Duplex)와 마찬가지의 이점을 확보하면서, 더욱 유연한 상하 링크간의 할당 비율의 변경이 가능해진다.

도 1은, 본 발명의 적용의 대상으로 되는 일반적인 직교 주파수 분할 다중(OFDM : Orthogonal Frequency Division Multiplex) 방식의 송수신기의 개략을 설명하는 도면.

도 2는, 프레임 구조를 도시하는 도면.

도 3은, 본 발명의 특징을 설명하는 도면.

도 4는, 기지국과 이동국간에서 상향 링크 및 하향 링크를 구성하는 경우의, 시간축 및 주파수축 상에 있어서의 복수 이동국에 대한 할당예를 도시하는 도면.

도 5는, 기지국과 이동국 #1, #2 사이의 프레임 신호의 예를 나타내고, 가드 인터벌(GI)의 의의를 설명하는 도면.

도 6은, 기지국의 동기부의 동작을 설명하는 도면.

도 7은, 서브 캐리어 할당을 제어하는 기지국의 베이스밴드부의 구성예를 도시하는 도면.

도 8은, 서브 캐리어 할당ㆍ제어부(33)의 동작을 설명하는 도면.

도 9는, 도8의 구성을 설명하는 동작 플로우도.

도 10은, 채널 할당 패턴을 결정하는 테이블의 예를 설명하는 도면.

도 11은, 적응 변조 방식과 조합한 본 발명에 따른 기지국의 실시예를 설명하는 도면.

도 12는, 서브 캐리어마다에 다치 변조를 행하는 경우의 개념도를 도시하는 도면.

도 13은, 복수의 서브 캐리어에 대한 다치 변조 회로에 있어서의 변조 방식을 공통으로 결정하는 예를 설명하는 도면.

도 14는, W-CDMA에서 기지국이 2개의 송신 안테나를 이용하는 경우의 시스템 구성을 도시하는 도면.

도 15는, 공간 다이버시티에 의한 기지국의 본 발명을 적용한 실시예 구성을 도시하는 도면.

도 16은, 도 15의 실시예 구성의 동작 개념을 도시하는 도면.

도 17은, 코히어런트 대역 내의 상향 링크로부터 하향의 전파로 상황을 추정하는 방법으로서, 주파수 다이버시티에 의한 경우에 적용하는 기지국의 실시예 구성예를 설명하는 도면.

도 18은, 도 17의 실시예의 동작 개념도를 도시하는 도면.

(발명을 실시하기 위한 최량의 형태)

이하에 도면에 따라, 본 발명의 실시예를 설명한다. 또한, 이하에 설명하는 실시예는, 본 발명의 이해를 위한 것으로, 본 발명의 기술적 범위는 이에 한정되는 것은 아니다.

도 1은, 본 발명의 적용의 대상으로 되는 일반적인 직교 주파수 분할 다중(OFDM : Orthogonal Frequency Division Multiplex) 방식의 송수신기의 개략을 설명하는 도면이다.

도 1에서, 송신기측에 입력되는 송신 데이터를 비트마다 복수의 서브 캐리어의 각각에 할당한다. 이어서, IFFT 변환기(1)에 의해, 역고속 푸리에 변환 처리(IFFT : Inverse Fast Fourier Transform)를 행하여 시간 영역의 신호로 변환한다.

시간 영역으로 변환된 신호를, P/S 변환기(2)에 의해 시리얼 신호로 변환하고, 이어서 심볼마다에 가드 인터벌(GI : Guard Interval) 삽입 회로(3)에 의해, 가드 인터벌(GI)이 삽입된다.

여기서, 가드 인터벌(GI)은, 도2에 프레임 구조를 도시한 바와 같이, IFFT 데이터(파일럿, 유효 심볼)의 최후의 소정 기간 부분을 카피하고, 선두에 배치되는 전부 가드 인터벌(GI)과 IFFT 데이터의 최초의 소정 기간 부분을 카피하고, 후부에 배치되는 후부 가드 인터벌(GI)을 갖는다. 이들 전부 및 후부 가드 인터벌과 IFFT 데이터에 의해 하나의 심볼 기간이 형성된다.

가드 인터벌(GI)이 부가된 베이스밴드 신호는, D/A 변환기(4)에 의해 아날로그 신호로 변환되고, 로우패스 필터(5)에서 롤 오프되어 변조기(6)에 입력한다.

변조기(6)에서는, 아날로그 신호에 의해 무선 주파수의 반송파(7)를 변조한다. 변조기(6)로부터의 무선 주파수 신호는, 대역 필터(8)에서 대역 제한되고, 이어서 전력 증폭기(9)에 의해 증폭되고, 서큘레이터(10)를 통해 안테나(11)로부터 송출된다.

안테나(11)로부터 출력된 신호는, 페이딩 전파로를 거쳐, 상대측 수신기의 안테나(11)에 의해 수신된다. 편의상 도 1의 송수신기 구성에 의해 상대측의 수신 동작을 설명한다.

수신된 무선 주파수 신호는, 밴드패스 필터(12), 직선 증폭기(13) 및 복조기(14)에 의해 베이스밴드 신호로 변환된다.

또한, 로우패스 필터(15)에 의해 노이즈가 저감되고, A/D 변환기(16)에 의해 디지털 신호로 변환된다. 또한, 동기가 취해지고, 가드 인터벌 제거 회로(17)에서, 베이스밴드 신호로부터 가드 인터벌(GI)을 제거하고, 심볼마다 FFT 처리 대상을 잘라낸다. 이어서, 잘라낸 FFT 대상을, S/P 변환기(18)에 의해 패러렐 신호로 변환하고, 고속 푸리에 변환(FFT) 회로(19)에서 고속 푸리에 변환 처리(FFT : Fast Fourier Transform)를 행하여, 주파수 영역의 서브 캐리어 신호로 변환한다.

상기 구성의 송수신기에서, 프레임 구조를 도시한 바와 같이, 주파수축 상에 나열된 서로 직교하는 복수의 서브 캐리어 주파수를 분할하여 다중 사용할 때에, 상향 링크(Up)와 하향 링크(Down)에 유연하게 할당하는 데 있다.

즉, 역고속 푸리에 변환 처리(IFFT : InverseFast Fourier Transform) 대상으로 하는 송신 데이터에 대한 서브 캐리어를, 상향 링크(Up)와 하향 링크(Down)에 유연하게 할당하는 데 있다.

이에 의해, 상하 링크의 고속 절환을 할 필요가 없어진다. 또한, 시간축 상에서도 상향 링크(Up)와 하향 링크(Down)에 시분할 할당을 행한다. 따라서, 종래의 시분할 다중(TDD)보다도 더욱 유연한 상하 링크간의 할당 비율의 변경이 가능하다.

즉, 도 1에서, 송신국으로부터의 송출 신호는 역고속 푸리에 변환기(IFFT)(10)에 의해 직교 주파수의 일부에 할당된다. 상향 링크의 신호와 하향 링크의 신호는 별도의 서브 캐리어에 할당되어 있으므로, 수신측에서 할당되어 있는 서브 캐리어에 관해서는, 송신측의 역고속 푸리에 변환기(IFFT)에는「0」을 입력한다.

한편, 수신측에서는 고속 푸리에 변환기(FFT)(19)에 의한 FFT 후에 수신측에서 할당되어 있는 서브 캐리어의 출력만을 사용한다.

안테나(11) 끝에 서큘레이터(10)를 부착함으로써, 수신기에 대한 송신 신호의 누설을 어느 정도 억제하고 있다. 그러나, 다소의 누설이 있어도 수신측의 FFT에 의해 직교 성분이 제거되게 된다.

도 4에 예로서 기지국과 이동국간에서 상향 링크 및 하향 링크를 구성하는 경우의, 시간축(t) 상 및 주파수축(f) 상에 있어서의 복수 이동국(도 4에 도시한 예에서는 #1, #2의 2국)에 대한 할당예를 나타낸다.

도 4 중, 예를 들면「Up #1」은 이동국 #1에 관한 상향 링크, 즉 이동국 #1로부터 기지국에의 송신 신호가 할당되는 것을 나타낸다. 이동국 #1에서는 상하 링크의 할당이 대칭인 것에 반해, 이동국 #2에서는 비대칭으로 되어 있다.

이와 같이, 각 이동국에 있어서의 트래픽의 비대칭성을 고려한 할당이 가능해진다. 또한, 상하 링크의 할당 주파수의 간격은 가능한 한 작게 되도록 할당한다. 이에 의해, 기지국에서 상향 신호의 채널 추정을 행하고(프레임의 선두의 심볼 기간 내에 매립된 파일럿 심볼을 이용함 : 도 2 참조), 필요에 따라서 보완 등 의 조작을 행함으로써 하향 신호의 채널을 높은 신뢰도로 추정할 수 있다.

이는, 기지국, 각 이동국이 상호의 시그널링 없이 상하 링크의 채널 정보를 공유할 수 있는 것을 의미하고 있다. 또한, 직교 주파수 분할 다중(OFDM)에 의한 주파수의 유효 이용에 의해, 주파수 사용 효율은 시분할 다중(TDD)과 동등하다.

도 5는, 또한 기지국과 이동국 #1, #2 사이의 프레임 신호의 예를 나타내고, 가드 인터벌(GI)의 의의를 설명하는 도면이다.

도 5A는, 기지국에 있어서의 하향 송신 신호와 이동국 #1, #2로부터의 상향 수신 신호를 도시한다. 기지국은, 도 6에 도시한 바와 같은 동기부를 갖는다. 도 6에서, 동기 비트 삽입 회로(20)에 의해, 각 이동국 #1, #2에 대해 동기 확률 신호를 항상 송신한다. 동시에 이동국으로부터 이송되는 상향 신호에 있어서의 가드 인터벌(GI)을 이용하여 각 이동국 #1, #2로부터의 상향 신호의 수신 타이밍을 검출 회로(21)에서 검출한다. 검출된 수신 타이밍과 송신 타이밍을 타이밍 비교기(22)에서 비교한다.

하향 송신 신호의 프레임 경계(T_D)로부터 지연되어 있는 경우에는 송신 타이밍을 빠르게 하는 커맨드를, 반대로 앞서고 있는 경우에는 송신 타이밍을 지연시키는 커맨드를 각 이동국에 송신한다. 이에 의해, 기지국 #1, #2에 대한 하향 링크 송신 타이밍 a₀과 상향 링크 수신 타이밍 b₁, c₁을 동시에 유지하는 것이 가능하다.

즉, 도 5B에 이동국 #1에 있어서의 하향 수신 신호와 상향 송신 신호를 도시한다. 기지국과 이동국 #1 사이의 전송 시간에 상당하는 지연 시간 τ₁의 시간 어 긋남이 생기고 있다. 따라서, 기준 시각 T_D에 대해, 기지국으로부터의 하향 송신 신호 a₀은, T_D + τ₁의 시각에 하향 수신 신호 a₁로서 수신한다. 한편, 기지국에서 상향 수신 신호 b₁로서 수신되는 이동국 #1로부터의 상향 송신 신호 b₀은, 기지국으로부터의 송신 타이밍을 빠르게 하는 커맨드에 따라서, T_D - τ₁의 시각에 송출된다.

도 5C는, 이동국 #2에 있어서의 하향 수신 신호와 상향 송신 신호를 도시한다. 마찬가지로, 기지국과 이동국 #2 사이의 전송 시간에 상당하는 지연 시간 τ₂의 시간 어긋남이 생기고 있다. 즉, 기준 시각 T₀에 대해, 기지국으로부터의 하향 송신 신호 a₀은, T_D + τ₂의 시각에 하향 수신 신호 a₂로서 수신한다. 한편, 기지국에서 상향 수신 신호 c₁로서 수신되는 이동국 #2로부터의 상향 송신 신호 c₀은, 기지국으로부터의 송신 타이밍을 빠르게 하는 커맨드를 따라서, T₀ - τ₂의 시각에 송출된다.

또한, 도 5B 및 도 5C에서, 이동국 #1, #2는, 하향 송신 신호 a₁, a₂의 유효 심볼의 선두에 맞추어 FFT 처리를 행한다. 도 6에 도시한 상기의 동기부에 의해 상하 링크의 직교성이 유지되므로, 수신 신호로부터 송신 신호의 간섭을 제거할 수 있다.

또한, 멀티패스에 의한 지연 분산의 영향은 전부 가드 인터벌 길이(T_{GL_FRONT}) 보다도 작은 경우, 완전하게 제거할 수 있다. 이동국 수신에서는，하향 수신 신호의 유효 심볼의 선두에 맞추어 FFT를 행한다. 전파 지연 시간(τ₁, τ₂)의 2배가 후부 가드 인터벌 길이(T_{GL_REAR})보다도 작은 경우에는, 수신 신호로부터 송신 신호의 간섭을 완전하게 제거하는 것이 가능해진다.

또한，하향 수신 신호의 지연 분산에 관해서는, 상향 신호와 마찬가지로 전부 가드 인터벌 길이(T_{GL_FRONT})보다도 작은 경우, 완전하게 제거할 수 있다.

여기서, 본 발명을 적용할 때, 기지국은 각 이동국으로부터의 각 서브 캐리어의 수신 품질 추정치 및 각 이동국의 트래픽의 비대칭성을 고려하여 각 서브 캐리어에의 이동국 및 상하 링크의 할당을 결정한다.

송신측 이동국에서는, 할당된 서브 캐리어에 송신 심볼을, 그 이외의 주파수에 대해서는「0」을 할당하여 IFFT 회로(1)에서, 역고속 푸리에 변환 처리를 행한다. 한편, 수신측 이동국에서는 FFT 회로(19)에서 고속 푸리에 변환 처리 후에 할당된 서브 캐리어만을 이용하여 그 후의 신호 처리를 행한다.

할당된 서브 캐리어는 미리 이동국에 통지할 필요가 있기 때문에, 하향 제어 채널 등을 준비한다. 전용의 서브 캐리어를 제어 채널로서 사용하는 경우는, 예를 들면 제어 데이터를 d_c, 그 밖의 개별 데이터를 d_d로 하고, 이들을 주파수 f₀의 서브 캐리어에 의해 직교 변조를 행함으로써 수학식 1과 같이 나타낼 수 있다.

이동국에서는 상기 d_c를 복호함으로써 기지국으로부터의 제어 정보를 수신할 수 있다.

도 7에, 상기 서브 캐리어 할당을 제어하는 기지국의 베이스밴드부의 구성예를 도시한다. 기지국의 송신측에서, IFFT 회로(1)에 있어서의 역고속 푸리에 변환 처리에 앞서, 서브 캐리어 할당이 행해진다.

복수의 이동국(1~N)의 각각에 대한 하향 송신 데이터에 대해, 부호기(30) 및 변조기(31)에서 대응하는 부호화 변조 처리를 행하여 서브 캐리어 할당 회로(32)에 입력한다.

한편, 기지국의 수신측에서, 수신 신호는 FFT 회로(19)에서 고속 푸리에 변환 처리를 행하여 서브 캐리어 선택 회로(34)에 입력된다. 서브 캐리어 할당 회로(32) 및 서브 캐리어 선택 회로(34)는, 서브 캐리어 할당ㆍ제어부(33)에 의해 제어된다.

서브 캐리어 할당ㆍ제어부(33)의 동작을 도 8에 의해 설명한다. 도 8에서는, 도 7에 있어서의 송신측의 부호화 회로(30)와 변조기(31)를 하향 데이터 생성부(300)로 하고, 수신측의 채널 추정ㆍ복조 회로(35)와 복호화 회로(36)를 상향 데이터 복호부(301)로 하여 대략 도시한다. 또한, IFFT 회로(1)의 후단 및 FFT 회로(19)의 전단에 고주파 회로부(40, 41)를 도시하고 있다. 또한, 상하 트래픽 비 율 모니터(302)를 갖고 있다.

도 9는, 도 8의 구성을 설명하는 동작 플로우도이다. 이 플로우도에 따라 설명하면, 상하 트래픽 비율 모니터(302)에 의해, 각 유저(이동국)마다 하향 데이터 생성부(300)에의 입력 데이터 트래픽과 상향 데이터 복호부(301)의 출력 데이터 트래픽을 감시하여 상하 트래픽의 비율을 정기적으로 구한다(스텝 S1).

서브 캐리어 할당ㆍ제어부(33)는, 트래픽 비율 모니터 회로(302)에 의해 모니터되는 상하 트래픽의 비율을 트래픽 정보로서 입력받고, 채널 할당이 항상 최적으로 되도록 서브 캐리어 할당 회로(32) 및, 서브 캐리어 선택부(34)를 제어한다.

즉, 트래픽 정보에 기초하여, 서브 캐리어 할당ㆍ제어부(33)는, 산출된 비율이 전회와 동일하면 채널 할당의 변경은 행하지 않는다(스텝 S2, 아니오).

전회와 다른 비율이면(스텝 S2, 예), 도 10에 도시한 테이블의 예에 따라서 채널 할당 패턴을 결정한다(스텝 S3). 예를 들면, 1:1로부터 2:1로 변화한 경우에는 패턴 번호 1로부터 패턴 번호 2로 할당을 변화하도록, 서브 캐리어 할당부(32)를 제어한다. 이 할당 정보는, 하향 제어 채널에 실어서 이동국(MS)에 통지할 필요가 있기 때문에, 하향 데이터열 생성부(300)에도 정보를 전달한다(스텝 S4).

또한, 서브 캐리어 선택부(34)에 대해서는, 이 정보에 기초하여 선택하는 서브 캐리어의 추가ㆍ삭제를 행하도록 제어한다(스텝 S5).

여기서, 무선 환경(수신 신호대 잡음비[SIR : Signal to Interface power Ratio])에 따라서 변조 방식ㆍ부호화율을 변화시키는 적응 변조에 의해, 데이터 전송 속도를 향상시키는 방식이 알려져 있다.

예를 들면, 무선 기지국에서는 전파의 수신 상태가 나쁠 때(저SIR시)는 QPSK를 이용하고, 수신 상태가 좋을 때에는 16QAM이라는 변조 방식을 이용한다. 변조 방식과 함께 부호화율을 바꾸는 경우도 있다. 즉, 수신 상태가 나쁠 때에는 오류 정정 능력이 큰 부호가, 수신 상태가 좋을 때에는 오류 정정 능력이 작은 부호가 사용되는 등, 수신 환경에 따른 선택을 자동적으로 행한다.

이와 같이, 변조 방식과 부호화의 조합이 무선 환경의 상태로 최적화되고, 결과적으로 데이터의 전송 속도를 향상시킬 수 있게 된다.

본 발명은, 이러한 적응 변조 방식과 조합하는 것도 가능하다. 도 11은, 적응 변조 방식과 조합한 본 발명에 따른 기지국의 실시예를 설명하는 도면이다.

도 11에서, 수신측에서는, 앞서 실시예에서 설명한 방법에 의해, 서브 캐리어 선택부(34)에서 유저마다에 서브 캐리어의 주파수 할당을 판단하고, 복조에 필요한 신호만을 수신 선택 회로(402)로부터 선택한다.

서브 캐리어 선택부(34)에서 선택되어 있는 서브 캐리어에 관해서는, 송신측에서 변조 전에 송신 선택부(400)에 의해「0」송신을 행한다.

선택된 서브 캐리어 각각에 관해, 수신측에서 복조기(35)에 의해 복조 및 채널 추정부(403)에 의해 채널 추정을 행하고, SIR 측정부(404)에서 SIR치를 산출한다.

이어서, 산출된 SIR치와 임계치를 SIR치 비교부(406)에서 비교하고, 변조 방식 결정부(407)에서 미리 준비된 테이블에 따라서 변조 방식을 결정한다.

한편, 송신측에서는, 동일하게 앞서 실시예에 대해 설명한 방법에 의해 결정 된 서브 캐리어 주파수를 서브 캐리어 할당부(32) 및 송신 선택부(400)에서 할당하여 선택을 행하고, 패러렐 변환된 유저(이동국)마다의 비트열에 대해 다치 변조부(401)에서 다치 변조를 행한다.

여기서, 서브 캐리어마다 다치 변조를 행하는 경우의 개념도를 도 12에 도시한다. 도 12는, 도 11의 관계되는 부위만 빼내어 도시하고 있다.

도 12에서, 다치 변조부(401)는, 서브 캐리어 대응으로 복수의 다치 변조 회로를 갖고 있다. 채널 추정부(403)에서 채널 추정을 행하고, SIR 측정부(404)에서 SIR치를 산출한다. 이어서, 산출된 SIR치와 임계치를 SIR치 비교부(406)에서 비교하고, 변조 방식 결정부(407)에서 미리 준비된 테이블에 따라서 서브 캐리어 대응으로 변조 방식을 결정한다.

이 결정에 따라, 다치 변조부(401)의 복수의 다치 변조 회로의 각각에서, 결정된 변조 방식을 이용하여 송신 선택부(400)로부터 입력하는 디지털 신호(d₀)에 의해 변조를 행한다.

또한, 도 13에 도시한 바와 같이, 유저(이동국)마다 할당되어 있는 복수의 서브 캐리어(예를 들면, f₁, f₃, f₅)의 평균 SIR을 SIR 측정 회로(404)에서 구하고, 이를 SIR 임계치와 비교하여 소정 조건에서, 대응하는 복수의 서브 캐리어에 대한 다치 변조부(401)의 다치 변조 회로에 있어서의 변조 방식을 공통으로 결정하도록 해도 된다.

여기서, 본 발명의 다른 적용예를 설명하기 위해, 송신 다이버시티의 일례로 서, 제3 세대 이동 통신 시스템인 W-CDMA에 있어서의 클로즈 루프형 송신 다이버시티에 대해 설명한다.

W-CDMA에서는 2개의 송신 안테나를 이용하는 방식이 채용되어 있다. 도 14에 2개의 송신 안테나를 이용하는 경우의 시스템 구성을 도시한다. 기지국의 2개의 송신 안테나 AA, AB로부터 파일럿 신호 생성부(500)에서 생성되고, 서로 직교하는 파일럿 패턴 P₁, P₂가 송출된다.

이동국 수신측은, 수신 안테나(AC)에서 파일럿 패턴 P₁, P₂를 수신하고, 제어량 계산부(501)에서 각각의 기지의 파일럿 패턴과 수신 파일럿 신호와의 상관을 계산한다.

이 계산되는 상관에 기초하여, 기지국의 각 송신 안테나(AA, AB)로부터 이동국 수신 안테나(AC)까지의 채널 임펄스 응답 벡터 h ₁, h ₂를 추정할 수 있다.

이들 채널 추정치를 이용하여 전력(PW)을 최대로 하는 기지국 각 송신 안테나의 진폭 및 위상 제어 벡터(웨이트 벡터)

를 계산하고, 이를 양자화하여 피드백 정보로서 다중화 회로(502)에 의해 상향 채널 신호에 다중화하여 송신 안테나(AD)로부터 기지국측에 전송한다.

단, 상기 위상 제어 벡터(웨이트 벡터)에 있어서의, w₁, w₂의 양쪽의 값을 전송할 필요는 없고, w₁ = 1로 하여 구한 경우의 w₂의 값만을 전송하면 된다.

여기서, 전력(PW)은, 다음 수학식 3에 의해 나타낸다.

수학식 3의 h ₁, h ₂는 각각 안테나(AA) 및 안테나(AB)로부터의 채널 임펄스 응답 벡터이다.

임펄스 응답의 길이를 L로 하면, h _i는 다음 수학식 5로 표현된다.

소프트 핸드오버 시에는 수학식 3 대신에 다음 수학식 6을 최대로 하는 제어 벡터를 계산한다.

여기서, H_k는 k번째의 기지국으로부터의 신호의 채널 임펄스 응답이다.

W-CDMA에서는, 가중 계수 w₂를 1 비트로 양자화하는 모드 1과, 4 비트로 양 자화하는 모드 2의 2가지의 방법이 규정되어 있다.

모드 1에서는 1 비트의 피드백 정보를 매 슬롯 전송하여 제어하므로, 제어 속도가 빠른 반면, 양자화가 거칠기 때문에 정확한 제어를 할 수 없다.

한편, 모드 2에서는 4 비트의 정보로 제어하므로, 보다 정밀도가 높은 제어를 할 수 있는 반면, 각 슬롯에서 1 비트씩 전송하여 4 슬롯에서 1 워드의 피드백 정보를 전송한다. 이 때문에, 페이딩 주파수가 높은 경우에는 이에 추종할 수 없어 특성이 열화된다.

이와 같이, 피드백 정보를 전송하기 위한 상향 채널 신호 전송률이 한정되어 있는 경우, 제어 정밀도와 페이딩 추종 속도는 트레이드-오프의 관계에 있다.

W-CDMA의 Release-99 규격에서는, 피드백 정보 전송에 의한 상향 채널 전송 효율의 저하를 회피하므로, 송신 안테나수로서 2개보다 많은 경우에는 고려되어 있지 않다. 그러나 피드백 정보의 증가나 갱신 속도의 저감을 허용하면, 3개 이상으로의 확장도 가능하다.

송신 안테나수가 N개인 경우, 무선 기지국에서 N개의 서로 직교하는 파일럿 신호 P₁(t), P₂(t), …, P_N(t)을 각각 다른 송신 안테나를 이용하여 송신한다.

이들 파일럿 신호간에는 다음 수학식 7의 관계가 있다.

상기 수학식 6에서, 각 파일럿 신호는 각각 페이딩에 의한 진폭 및 위상 변 동을 받고, 이들의 합성 신호가 이동국 수신 안테나(AC)에 입력된다.

이동국 수신기에서는 수신 파일럿 신호에 대해, P₁(t), P₂(t), …, P_N(t)과의 상관을 제어량 계산부(501)에서 각각 구함으로써, 각 파일럿 신호의 채널 임펄스 응답 벡터 h ₁, h ₂, …, h _N을 추정할 수 있다.

이들 채널 임펄스 응답 벡터를 이용하여, 수학식 8로 표현되는 전력(PW)을 최대로 하는 기지국 각 송신 안테나의 진폭 및 위상 제어 벡터(웨이트 벡터)

를 계산하고, 이를 양자화하여 피드백 정보로서 상향 채널 신호에 다중화하여 안테나(AD)로부터 기지국측에 전송한다.

단, 이 경우라도 w₁ = 1로 하여 구한 경우의 w₂, w₃, …, w_N의 값을 전송하면 된다.

기지국측은, 수신 안테나(AE)에서 이러한 피드백 정보를 수신하고, 피드백 정보 추출 회로(503)에서 추출한다. 피드백 정보 추출 회로(503)는 추출한 피드백 정보에 기초하여, 진폭ㆍ위상 제어 회로(504)를 제어한다.

이와 같이 W-CDMA에 있어서의 클로즈 루프형 송신 다이버시티에서, 하향 링크의 전력을 이동국측으로부터 피드백 정보로서 기지국에 이송하도록 구성되어 있다.

이에 대해, 본 발명의 적용에 의해 코히어런트 대역 내의 상향 링크로부터 하향의 전파로 상황을 추정함으로써, 이동국로부터의 피드백을 생략하는 것이 가능하다.

도 15에 공간 다이버시티에 의한 기지국의 본 발명을 적용한 실시예 구성을, 도 16에 그 동작 개념도를 도시한다.

도 15에 도시한 기지국 구성은, 제1 안테나(11a)가 속하는 송수신계와 제2 안테나(11b)가 속하는 송수신계를 갖는다.

이러한 기지국에서, 2개의 안테나(11a, 11b)로부터 수신한 신호로부터 어느 유저의 신호를 빼낸다. 도 15에 도시한 실시예에서는 이동국(1)는 하향에 f₀, f₂, f₄, 상향에 f₁, f₃, f₅의 각각의 서브 캐리어를 사용하고 있는 경우이다.

예를 들면, 이동국(1)의 하향 링크에 있어서의 서브 캐리어 f₀의 전파로 추정에는, 서브 캐리어 f₀과 직교하는, 즉 인접하는 상향 링크에 사용되는 서브 캐리어 f₁의 채널 추정치를 이용한다.

즉, 도 15에서, 제1 안테나(11a)에서 수신되는 상향 링크의 신호로부터 서브 캐리어 선택부(34a)에서 서브 캐리어 f₁의 신호를 선택하고, 채널 추정부(403a)에서 채널 추정한다. 마찬가지로, 제2 안테나(11b)에서 수신되는 상향 링크의 신호로부터 서브 캐리어 선택부(34b)에서 서브 캐리어 f₁의 신호를 선택하고, 채널 추정부(403b)에서 채널 추정한다.

이들 추정치는 위상ㆍ진폭 비교부(410)에 입력되고, 도 16에 도시한 바와 같이, 안테나(11a, 11b) 각각의 f₁의 채널 추정치를 위상 비교부(410)에서 진폭 및 위상 비교하고, 그 비교 결과에 기초하여 복소 웨이트 생성부(411)에서, 상기 수학식 3의 전력(PW)을 최대로 하는 수학식 2로 표현되는 웨이트 벡터를 산출한다. 이어서, 산출된 웨이트 벡터를 승산기(413)에서 승산하고, 하향 링크의 전력을 제어한다.

도 17은, 코히어런트 대역 내의 상향 링크로부터 하향의 전파로 상황을 추정하는 방법으로서, 주파수 다이버시티에 의한 경우에 적용하는 기지국의 실시예 구성예를 설명하는 도면이다. 도 18에 그 동작 개념도를 도시한다.

즉, 이 실시예는 주파수 다이버시티를 행하는 경우의 예이지만, 공간 다이버시티에 있어서의 도 15 및 도 16에 도시한 실시예와 마찬가지로, 인접하는 캐리어의 채널 추정치에 기초하여 하향 전파로의 추정을 행함으로써 이동국로부터의 피드백을 생략할 수 있다.

도 17 및 도 18에서, 예를 들면 주파수 다이버시티를 행하는 서브 캐리어 f₀ 와 f_n에 대해, 하향 링크의 전파로 상태의 파악은, 서브 캐리어 f₀에 대해서는 인접하고, 직교하는 서브 캐리어 f₁을 이용하고, 서브 캐리어 f_n에 대해서는 인접하고, 직교하는 서브 캐리어 f_n+1을 이용한다.

서브 캐리어 선택부(34)에서 서브 캐리어 f₁과 f_n+1을 선택하고, 복조기(35)에서 복조 및 채널 추정부(403)에서 채널 추정을 행한다. 이어서, 각각의 채널 추정치를 위상 비교부(410)에서 진폭 및 위상 비교하고, 그 비교 결과에 기초하여 복소 웨이트 생성부(411)에서, 상기 수학식 3의 전력(PW)을 최대로 하는 수학식 2로 표현되는 웨이트 벡터를 산출한다. 이어서, 산출된 웨이트 벡터를 승산기(413)에서 승산하고, 하향 링크의 전력을 제어한다.

여기서, 도 17 및 도 18의 실시예에서, 서브 캐리어 f₀과 f_n은 가능한 한 다이버시티 효과를 얻을 수 있도록 상관이 낮은 주파수를 선택한다. 한편 하향에 관해서는 동일한 복소 심볼 열 d₀을 서로 다른 서브 캐리어 f₀, f₁에 의해 변조를 행하여 송신한다. 미사용 및 상향 링크로서 사용되고 있는 캐리어에 관해서는 0을 삽입한다.

본 발명의 실시 형태는 OFDM을 이용하여 설명하였지만, 다운 링크와 업 링크의 서브 캐리어 주파수의 관계는 직교 상태일 필요는 없다. 단순한 FDM의 시스템에서도 적용 가능하다.

상기에 설명한 바와 같이, 상향 링크와 하향 링크를 직교 주파수를 이용하여 다중화함으로써, 상향 링크와 하향 링크를 유연하게 할당할 수 있다. 이에 의해, TDD(Time Division Duplex)와 마찬가지의 이점을 확보하면서, 더욱 유연한 상하 링크간의 할당 비율의 변경을 가능하게 하는 시스템을 제공 가능하다.

Claims (6)

1. 상향 링크와 하향 링크에서 접속되는 기지국과 이동국을 갖고,

   상기 상향 링크와 하향 링크는, 서로 다른 2개의 주파수가 할당되어 있는 것을 특징으로 하는 주파수 분할 통신 시스템.
2. 상향 링크와 하향 링크에서 접속되는 기지국과 복수의 이동국을 갖고,

   서로 복수의 주파수가 주파수축 상 및 시간축 상에서, 상기 상향 링크와 하향 링크 및 상기 복수의 이동국에 할당되어 있는 것을 특징으로 하는 주파수 분할 통신 시스템.
3. 제2항에 있어서,

   상기 기지국은, 상기 상향 링크와 하향 링크의 트래픽 비율을 모니터하는 트래픽 모니터부를 갖고,

   상기 트래픽 모니터부에서 모니터되는 트래픽 비율에 따라서 상기 복수의 주파수의 주파수축 상 및 시간축 상에서의 할당이 결정되는 것을 특징으로 하는 주파수 분할 통신 시스템.
4. 제1항 또는 제2항에 있어서,

   상기 상향 링크와 하향 링크에 할당되는 주파수는, 주파수 차분이 상기 상향 링크와 하향 링크의 상관치가 크게 되도록 근접하고 있는 것을 특징으로 하는 주파수 분할 통신 시스템.
5. 제4항에 있어서,

   상기 기지국은, 상향 링크의 상기 복수의 주파수의 각각에 대해 신호 대 잡음비(SIR치)를 측정하는 SIR 측정부와,

   상기 SIR 측정부의 측정치에 따라서, 변조 방식을 결정하는 변조 방식 결정부와,

   상기 복수의 주파수의 각각에 대해, 상기 변조 방식 결정부에 의해 결정된 변조 방식을 적용하는 변조부를 갖는 것을 특징으로 하는 주파수 분할 통신 시스템.
6. 제4항에 있어서,

   상기 기지국은, 상향 링크의 상기 복수의 주파수의 각각에 대해 신호 대 잡음비(SIR치)를 측정하는 SIR 측정부를 갖고,

   상기 SIR 측정부는, 상기 복수의 이동국의 각각마다에 할당된 주파수에 대응하는 측정치의 평균치를 구하고,

   상기 평균치에 대응하는 변조 방식을 결정하는 변조 방식 결정부와,

   상기 SIR 측정부에서 구한 측정치의 평균치에 따라서, 대응하는 이동국마다 변조 방식을 결정하는 변조 방식 결정부와,

   상기 이동국마다 할당된 복수의 주파수에 대해, 상기 변조 방식 결정부에 의해 결정된 변조 방식을 적용하는 변조부

   를 더 갖는 것을 특징으로 하는 주파수 분할 통신 시스템.

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