CN101640650A - 整数倍频偏和符号定时的联合估计方法和设备 - Google Patents

Abstract

一种在OFDM系统中整数倍频偏和符号定时的联合估计装置，包括：差分单元，用于提取导频信号之间的差分信息；循环相关单元，用于计算所述差分信息与另一循环移位后的序列之间或循环移位的所述差分信息与另一序列的互相关值；整数倍频偏估计单元，用于从互相关值中估计整数倍频偏值；符号定时估计单元，用于从互相关值中估计定时偏差。根据本发明，在消除传统算法估计整数倍频偏时受符号定时偏差影响出现错误的情况下，大大提高了整偏估计的精确度。同时，联合估计降低了计算代价函数的复杂度，减少了硬件资源。

Description

整数倍频偏和符号定时的联合估计方法和设备

技术领域

本发明总体上涉及OFDM系统中的整数倍频偏和符号定时估计，具体地，涉及一种OFDM(正交频分复用)系统中整数倍频偏和符号定时偏差的联合估计方法和装置，尤其适用于OFDM系统的数字音频广播和数字多媒体广播系统。

背景技术

目前，在用于广播等连续传输的OFDM系统中，例如日本的ISDB-T、欧洲的数字广播系统DVB-T，时频同步都是一个关键和复杂的过程。在OFDM系统中，接收机的初始时间和粗频率的捕获通常利用OFDM符号循环前缀的相关性获得。然后，利用频域的导频信息进行整数倍载波频率偏移估计和符号精定时。其中，整数倍频偏和符号定时往往是两个独立的过程。这就需要较长的同步时间。随着多媒体广播的发展，需要更快、更准的时频同步。下面主要描述传统的整数倍载波频偏和符号定时估计方法：

整数倍载波频率偏移估计：

传统方法1：

该方法通过比较循环移位后的接收导频符号与本地已知导频符号的相关值(或者接收导频符号与本地已知导频符号循环移位后的相关值)，来估计整数倍频偏。整数倍频偏的估计值

可以由下式得到：

$\mathrm{\Δ}{\hat{f}}_i=\arg \underset{d}{\max }\left\{\right|\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{Z}_k^{*}{Y}_{{(k+d)}_N}\left|\right\}---\left(1\right)$

其中d代表循环移位量，(.)_N代表以N为底的模操作，Y_k代表接收到的导频符号，Z_k代表本地的已知导频符号，arg max(x)运算指的是满足x最大的d值。

传统方法2：

该方法首先对循环移位后的接收导频符号与本地已知导频符号的共轭乘积做IFFT，接着，记录对应该循环移位量的最大值。最后，比较各个循环移位量对应的最大值的大小，这些值中的最大值对应的循环移位量即位估计的整数倍频偏。整数倍频偏的估计值

可由下式得到：

$\mathrm{\Δ}{\hat{f}}_i=\arg \underset{{\mathrm{\Δf}}_i}{\max }\left\{\underset{d}{\max }\right|\mathrm{IFFT}\left(Y_{{(k+\mathrm{\Δf})}_N}{Z}_k^{*}\right)\left|\right\}---\left(2\right)$

其中的对应量与式(1)相同。

传统方法3：

该方法是对方法1的改进，假设导频符号个数为N，其中N＝M*L。首先接收机对循环移位后的接收导频符号分割成M份，对应的本地导频符号也相应地分割成M份。接着对分割后的循环移位后接收导频符号的一份与其对应的本地已知导频符号的一份做相关(称为部分相关)，如下式：

${\mathrm{Cor}}_{\mathrm{partial}}=\left|\underset{p=m}{\overset{m+L-1}{\mathrm{\Σ}}}{Z}_p^{*}{Y}_{{(p+d)}_N}\right|---\left(3\right)$

其中L是分割后一份中导频的个数，m是部分相关的起点。最后接收机对各个子块部分相关的值求和，判断整数倍频偏的值。如下式：

$\mathrm{\Δ}{\hat{f}}_i=\underset{d}{\arg \max }\left\{\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}\right|\underset{p=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{Z}_{p+\mathrm{mL}}^{*}{Y}_{{(p+\mathrm{mL}+d)}_N}\left|\right\}---\left(4\right)$

符号精定时估计：

传统的符号定时同步可以分为符号粗定时(即帧同步)和符号精定时。这里所说的符号定时主要指符号精定时。传统的符号定时同步主要利用频域中的导频信息，通常情况下是在频率偏差被补偿后估计出来的。这种情况下，符号定时和频率偏差估计利用了不同的代价函数，增加了接收机的同步处理时间。

下面针对上述提出的三种整数倍频偏估计情况，来分析它们与符号定时的结合情况。方法1中，接收到的导频符号 $Y_k=X_{k-d}\exp [-\frac{2\mathrm{\π}(k-d)\mathrm{\τ}}{N}],$ 其中d代表整数倍频偏(假设小数倍频偏已被补偿)，τ代表符号定时偏差，N代表子载波个数。接收机端的已知导频Z_k＝X_k。利用方法1种估计整数倍频偏的代价函数不能估计出符号定时偏差的值。

方法2中，接收机利用公式(2)估计出整数倍频偏时，符号定时偏差可以利用如下公式得到：

$\hat{d}=\left\{\underset{d}{\max }\left|\mathrm{IFFT}\left(Y_{{(k+\mathrm{\Δf})}_N}{Z}_k^{*}\right)\right|\right\}---\left(4\right)$

利用该方法可以实现符号定时和整数倍频偏的联合估计。

方法3与方法1一样，不能实现整数倍频偏和符号偏差的联合估计。

方法1对整数倍频偏的估计是在假设理想的符号定时同步的情况下得出的。在实际的通信系统中，该方法受符号定时偏差的影响很大。使用方法1估计整数倍频偏之前，必须对符号定时做精准的同步，而这在多径时变信道下很难做到。

方法2利用I FFT的方法，估计出整数倍频偏和符号定时偏差。由于该方法利用了IFFT，提高估计性能的同时，大大增加了复杂度。假设L是整偏估计范围，N是子载波个数。方法2需要的搜索次数为L*N，每次搜索需要N+N/2*log₂ ^N次复数乘法。而方法1需要L次搜索，每次搜索N次复数乘。

方法3是对方法1的改进，利用分块技术，提高了整偏估计对符号定时偏差的容忍能力，但是并没有消除对符号定时偏差的影响。同时，如何对整个符号分割，受到了符号定时偏差的大小以及子载波的个数的影响。实际实现时增加了接收机的复杂度。

上述的三种方法中，只有方法2可以实现整数倍频偏和符号定时的联合估计且性能较高，但是复杂度太大。而方法1、3只能实现整数倍频偏估计，性能受符号定时的影响，并且符号定时与整偏估计是两个独立的过程，需要占用更多的处理时间和硬件资源。

发明内容

本发明提出了一种用于数字音频/数字多媒体广播OFDM接收机的整数倍频偏和符号定时的联合估计方法和设备。

根据本发明的一方面，一种在OFDM系统中整数倍频偏和符号定时的联合估计装置，包括：

差分单元，用于提取导频信号之间的差分信息；

循环相关单元，用于计算所述差分信息与另一循环移位后的序列之间或循环移位的所述差分信息与另一序列的互相关值；

整数倍频偏估计单元，用于从互相关值中估计整数倍频偏值；

符号定时估计单元，用于从互相关值中估计定时偏差。

根据本发明的另一方面，一种在OFDM系统中整数倍频偏和符号定时的联合估计方法，包括步骤：

提取导频信号之间的差分信息；

计算所述差分信息与另一循环移位后的序列之间或循环移位的所述差分信息与另一序列的互相关值；

从互相关值中估计整数倍频偏值；以及

从所述互相关值中估计定时偏差。

根据本发明，利用频域导频信号，在存在整数倍频偏和符号定时偏差的情况下，利用导频信号的差分信息，可同时估计出整数倍频偏和符号定时偏差。该方法在消除传统算法估计整数倍频偏时受符号定时偏差影响出现错误的情况下，大大提高了整偏估计的精确度。同时，联合估计降低了计算代价函数的复杂度，减少了硬件资源。

本发明利用了导频信号之间的差分信息。接收机端对接收到的导频信号提取差分信息，与接收机端已存储的差分信息做相关。利用互相关提供的信息量联合估计出整数倍频偏和符号定时偏差。

本发明提出了一种用于联合估计整数倍频偏和符号定时偏差的方法和装置，在保证性能的前提下，降低了接收机复杂度和处理时间。

附图说明

图1示出了根据本发明进行联合估计的装置的方框图；

图2示出了根据本发明的差分单元的示意图；

图3示出了根据本发明的实施例实现联合估计的详细示意图；

图4示出了Z差分序列的生成框图；

图5示出了本发明实施例中使用联合估计的数据帧的示意图；

图6示出了在AWGN信道下本发明的方法与现有技术方法的性能比较(符号定时偏差＝0.4％符号长度)；

图7示出了在AWGN信道下本发明的方法与现有技术方法的性能比较符号定时偏差＝0.8％符号长度)；

图8示出了在AWGN信道下本发明的方法与现有技术方法的性能比较(符号定时偏差＝1.2％符号长度)；以及

图9示出了在AWGN信道下本发明的方法与现有技术方法的性能比较两种算法的性能比较(理想的符号定时偏差)。

具体实施方式

提供了例如详细的结构和元件之类的说明书中定义的内容，以帮助更全面地理解本发明的实施方式。因此，本领域的普通技术人员将意识到，可以对这里描述的实施方式进行各种变化和修改，而不背离本发明的范围和精神。此外，为了清楚和简洁，省略了对已知功能和结构的描述。

本发明提出了一种用于联合估计整数倍频偏和符号定时偏差的方法和装置。图1示出了根据本发明的联合估计装置100的方框图。如图1所示，为了实现根据本发明的联合估计方法，在接收机中，联合估计装置100可以包括：差分单元101、循环相关单元102、整数倍频偏估计单元103和符号定时估计单元104。下面将参考图2-图4来详细说明根据本发明联合估计整数倍频偏和符号定时偏差的装置。

差分单元101用于获得接收到的导频信号之间的差分信息。差分单元101的输出为Q序列。

循环相关单元102用于计算本地存储的Z序列与差分单元的输出Q序列的循环移位的互相关值。或者计算本地存储的Z序列的循环移位与差分单元的输出Q序列的互相关值。

根据优选实施例，循环相关单元可以包括：Z序列存储单元、Q序列存储单元、共轭单元、乘法器和加法器。其中Z序列存储单元是本地存储单元，存储了导频信号的差分信息。下文中将详细描述Z序列存储单元中所存储的差分信息的产生方法。

整数倍频偏估计单元103用于根据循环相关单元102输出的互相关值的度量来判断整数倍频偏值。

根据优选实施例，整数倍频偏估计单元103可以包括：模平方模块或实部模和虚部模求和模块(即判断变量产生单元)201以及峰值检测单元202。

其中，模平方单元201用于求相关复数的模的平方。由于根据本发明的模平方模块省去了模值计算过程中的开方操作，从而节省了处理时间和硬件资源。

实部模和虚部模求和模块可以用于计算复数实部的绝对值与虚部的绝对值的和。

峰值检测单元202用于确定整数倍频偏的估计值。对于循环相关单元的输出，每一个循环移位值d，对应于不同的判决变量P(d)。其中，最大的峰值对应的d值，就是估计出的整数倍频偏值。

$\hat{d}=\arg \underset{d\∈\mathrm{\Λ}}{\max }\left\{P\left(d\right)\right\}---\left(5\right)$

因此，可以使用峰值检测器来检测P(d)的峰值，该峰值检测器每次比较输入的峰值和已记录的前一个峰值，并记录较大峰值和该峰值所对应的d值。在搜索范围内，逐次进行比较、更新，直到找到最大峰值，并输出估计出的整数倍频偏值。

符号定时估计单元104用于计算整数倍频偏估计值所对应的循环相关器的输出相关值在复平面中对应的幅角。利用该幅角来得到符号定时偏差的估计值。

下面将参照附图对本发明联合估计整数倍频偏和符号定时偏差的方法步骤加以说明。依据附图说明的本发明的构造和作用仅仅作为一个实施例进行说明，而本发明的上述技术思想和核心构成及作用并不局限于此。

总体上，本发明的联合估计方法在于：根据接收到的导频信号，利用差分单元101提取其中的差分信息；利用循环相关单元102计算循环移位后差分信息和接收机自身存储的导频信号的差分信息的互相关值；整数倍频偏估计单元103利用计算得到的互相关值估计整数倍频偏：以及符号定时估计单元104利用估计出的整数倍频偏值对应的互相关值，估计出符号定时偏差。

图5示出了可应用于本实施例的OFDM系统的数据帧结构。该数据帧结构最初由DAB系统提出，后来被许多数字多媒体广播标准采用，例如韩国的T-DMB、中国的T-MMB系统等。

图2示出了根据本发明的差分单元的示意图。如图2所示，接收到的导频信号(不考虑噪声)可以由如下数学公式得到：

$Y_k=X_{k-{\mathrm{\Δf}}_i}\exp \left[\frac{-j2\mathrm{\π}(k-{\mathrm{\Δf}}_i)\mathrm{\τ}}{N}\right]---\left(6\right)$

在公式(6)中，N表示OFDM信号内子载波的个数，X_k代表OFDM信号内第k个子载波，Δf_i代表整数倍频偏值，τ代表符号定时偏差。

由上面公式可以看出，符号定时的偏差对接收到的导频信号产生了相位影响。定时偏差对不同的子载波产生不同的相位影响。为了克服这种影响，本发明采用了如图2所示的差分单元。通过利用公式(7)来得到输出的差分信息序列，本发明的差分单元克服了符号定时偏差对不同子载波线形相位的影响：

$Q_k=Y_k{Y}_{k-1}^{*}=X_{k-\mathrm{\Δ}{f}_i}{X}_{k-1-{\mathrm{\Δf}}_i}^{*}\exp \left[\frac{-j2\mathrm{\π\τ}}{N}\right]---\left(7\right)$

图3示出了根据本发明实施例的实现联合估计整数倍频偏和符号定时偏差的示意图。如图3所示，循环相关器102可以包括Q序列存储单元、循环移位单元、Z序列存储单元以及共轭计算单元。整数倍频偏估计单元103可以包括模平方模块或实部模和虚部模求和模块201、峰值检测单元202。符号定时估计单元104可包括复数幅角计算模块以及带系数的乘法器。

首先，将图2所示的差分单元输出的序列Q输入到循环相关器102的Q序列存储单元。在循环相关器102的Z序列存储单元中预先存储了Z序列的值。在图4中给出了根据优选实施例的Z差分序列的生成框图。

$Z_k=X_k{X}_{k-1}^{*}---\left(8\right)$

在循环相关器102中，对Q序列进行循环移位，并将循环移位的Q序列与Z序列的共轭相乘并求和，以得到这二者的互相关值。当然，还可以对Z序列进行循环移位，并将循环移位的Z序列与Q序列的共轭相乘并求和，以得到这二者的互相关值。

循环相关器102的输出可以由下面的数学公式得出：

$\mathrm{Sum}\left(d\right)=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{Z}_k^{*}{Q}_{{(k+d)}_N}---\left(9\right)$

其中d代表循环移位量。

将循环相关器102的输出输入到整数倍频偏估计单元103。

在整数倍频偏估计单元103中，模平方单元201可以利用以下公式来计算循环相关器102的输出Sum(d)的模的平方，并将计算结果输出到峰值检测单元202：

$P\left(d\right)={\left|\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{Z}_k^{*}{Q_{(k+d)}}_N\right|}^2---\left(10\right)$

在峰值检测单元202中，检测出最大的峰值P(d)对应的d值，就是估计出的整数倍频偏值。

$\hat{d}\text{=arg}\underset{d\∈\mathrm{\Λ}}{\max }\left\{P\left(d\right)\right\}---\left(11\right)$

这时得到整数倍频偏的估计值。根据该估计值，可以得到循环相关器102的输出值对应的相关值

$\mathrm{Sum}\left(\hat{d}\right)={\left|X_k\right|}^2{\left|X_{k-1}\right|}^2*\exp \left[\frac{-j2\mathrm{\π\τ}}{N}\right]---\left(12\right)$

此时，可以利用幅角计算单元203和乘法器计算符号定时偏差

$\widehat{\mathrm{\τ}}=-\frac{N}{2\mathrm{\π}}\arg \left(\mathrm{Sum}\left(\hat{d}\right)\right)---\left(13\right)$

图6-9给出了根据本发明的方法与传统方法在整数倍频偏估计性能上的差别。如图所示，可以看出本发明与传统方法相比较有如下特点：

1.比传统联合估计整数倍频偏和符号定时偏差的联合估计，即上述方法2，在保证性能的前提下，大大降低了算法的复杂度。

2.克服了传统算法将整数倍频偏和符号定时偏差分开处理的方法，使得同步的处理时间降低，硬件资源减少。

3.利用差分单元，克服了传统整数倍频偏算法受符号定时的依赖的影响。

本技术领域中的普通技术人员应当认识到，以上的实施例仅是用来说明本发明，而并非用作为对本发明的限定。例如本实例中上述的差分单元应用于相邻子载波上的导频符号，而实际上可以对相邻固定间隔的子载波上的导频应用差分单元。实际上差分单元不仅可以用于连续导频，也可以用于在载波间隔相同的离散导频。只要在本发明的实质精神范围内，对以上所述实施例的各种变化、变体都将落在由所附权利要求书限定的本发明的范围内。

Claims (10)

1.一种在OFDM系统中整数倍频偏和符号定时的联合估计装置，包括：

差分单元，用于提取导频信号之间的差分信息；

循环相关单元，用于计算所述差分信息与循环移位后的另一序列之间或循环移位后的所述差分信息与所述另一序列的互相关值；

整数倍频偏估计单元，用于从互相关值中估计整数倍频偏值；

符号定时估计单元，用于从互相关值中估计定时偏差。

2.如权利要求1所述的联合估计装置，其中，所述差分单元通过将接收到的当前符号延迟固定间隔，然后与当前符号的共轭相乘，来提取差分信息。

3.如权利要求1所述的联合估计装置，其中，所述循环相关单元包括：

本地序列存储单元，用于预先存储导频信号的差分信息，作为所述另一序列；

共轭单元和循环移位单元，分别对所述差分信息和所述另一序列进行操作，以得到这二者的互相关值。

4.如权利要求1所述的联合估计装置，其中，所述整数倍频偏估计单元包括峰值检测单元，用于检测输入的互相关值中模的最大值，以估计整数倍频偏值。

5.如权利要求1所述的联合估计装置，其中，所述符号定时估计单元利用整数倍频偏估计单元估计的整数倍频偏，计算对应的循环相关单元输出的互相关值的幅角，以得到符号定时偏差。

6.一种在OFDM系统中整数倍频偏和符号定时的联合估计方法，包括步骤：

提取导频信号之间的差分信息；

计算所述差分信息与另一循环移位后的序列之间或循环移位的所述差分信息与另一序列的互相关值；

从互相关值中估计整数倍频偏值；以及

从所述互相关值中估计定时偏差。

7.如权利要求6所述的联合估计方法，其中，通过将接收到的当前符号延迟固定间隔，然后与当前符号的共轭相乘，来提取差分信息。

8.如权利要求6所述的联合估计方法，其中，预先存储导频信号的差分信息，作为所述另一序列；以及分别对所述差分信息和所述另一序列进行操作，以得到这二者的互相关值。

9.如权利要求6所述的联合估计方法，其中，从互相关值中估计整数倍频偏值包括：检测输入的互相关值中模的最大值。

10.如权利要求6所述的联合估计方法，其中，从所述互相关值中估计定时偏差包括：利用估计的整数倍频偏，计算对应的循环相关单元输出的互相关值的幅角。

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