CN102497339A - 一种qam通信系统中的频偏估计方法 - Google Patents

一种qam通信系统中的频偏估计方法 Download PDF

Info

Publication number
CN102497339A
CN102497339A CN201110412520XA CN201110412520A CN102497339A CN 102497339 A CN102497339 A CN 102497339A CN 201110412520X A CN201110412520X A CN 201110412520XA CN 201110412520 A CN201110412520 A CN 201110412520A CN 102497339 A CN102497339 A CN 102497339A
Authority
CN
China
Prior art keywords
frequency deviation
frame head
formula
value
barker code
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201110412520XA
Other languages
English (en)
Other versions
CN102497339B (zh
Inventor
吴端
陶洪
刘洋
赵科
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
HEFEI FIRST COMMUNICATION TECHNOLOGY Co Ltd
Original Assignee
安徽省菲特科技股份有限公司
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 安徽省菲特科技股份有限公司 filed Critical 安徽省菲特科技股份有限公司
Priority to CN201110412520.XA priority Critical patent/CN102497339B/zh
Publication of CN102497339A publication Critical patent/CN102497339A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN102497339B publication Critical patent/CN102497339B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Landscapes

  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

本发明公开了一种QAM通信系统中的频偏估计方法,其特征是利用相关检测进行帧同步并提取帧头符号;利用间隔距离为32的帧头符号两两共轭相乘做粗频偏估计;利用相邻帧头符号两两共轭相乘做细频偏估计;结合粗频偏估计结果和细频偏估计结果得到精确频偏估计。本发明有效提高了QAM通信系统中在高阶QAM调制、低信噪比情况下频偏估计精度,扩大了频偏估计范围。

Description

一种QAM通信系统中的频偏估计方法
技术领域
本发明涉及无线通信领域,尤其涉及正交幅度调制QAM方式下的频偏估计的方法。
技术背景
为了进一步提高无线通信系统的传输速率,高阶调制方式被广泛应用到通信系统中。高阶正交幅度调制QAM信号的星座图比较密集且分布在多个半径不同的圆上,当存在频偏时,星座图中相邻星座点之间有混淆的趋势。当频偏较大时会引发解调出现大量误码,从而严重恶化链路性能。因此,当调制信号存在频偏时,非常有必要获取信号的频偏值,以对信号进行频率补偿,也可以用于自动频率控制AFC的调整,消除频偏对系统造成的不利影响,从而提高接收信号的质量及系统的吞吐量。现有频偏估计技术对接受符号和对应硬判决共轭相乘的结果进行反正切运算等复杂处理,不利于工程实现,同时会损失信号的精度。
发明内容
本发明是为避免上述现有技术所存在的不足,提供一种QAM通信系统中的频偏估计方法,通过组帧后对帧头进行频偏估计,提高QAM通信系统中在高阶QAM调制、低信噪比情况下频偏估计精度,扩大频偏估计范围。
本发明通过以下技术方案实现。
本发明QAM通信系统中频偏估计方法的特点是:
首先进行帧头检测,所述帧头采用的是由4个11位长巴克码,两个7位长巴克码和两个3位长巴克码按照(1 1 1-1-1-1 1-1-1 1-1),(1 1 1-1-1-1 1-1-1 1-1),(1 1 1-1-1 1-1),(1 1-1),(1 1 1-1-1-1 1-1-1 1-1),(1 1 1-1-1-1 1-1-1 1-1),(1 1 1-1-1 1-1),(1 1-1)进行级联,组成64位帧头,其中前32位和后32位的各个位数值相同;检测到帧头后同步进行初步估计频偏和详细估计频偏;
所述初步估计频偏的方法是:假设原始帧头巴克码为x1,x2,...,x32,x1,x2,...,x32,假设系统的频偏为Δf、系统的相偏为系统的符号率为Fd,在经过了频偏和相偏后,在时刻t,假设此时帧头巴克码为x′1,x′2,...,x′32,x″1,x″2,...,x″32,将t时刻的帧头巴克码的第i位的值和帧头巴克码的第i+32位的值进行共轭相乘,相乘结果如式(1):
x′i×(x′i+32)*=x′i×(x″i)*=(xi×xi)e-j2πΔf×32/Fd 1≤i≤32      (1)
J = Σ i = 1 32 x i ′ × ( x i + 32 ′ ) * = e - j 2 πΔf × 32 / Fd Σ i = 1 32 x i 2 , - - - ( 2 )
令r为周期倍数,
arg [ J * ] × 1 2 π = Δf × 32 / Fd - r - - - ( 3 )
Δ f 1 ′ = arg [ J * ] × 1 2 π = Δf × 32 / Fd - r - - - ( 4 )
由式(2)可知相角
Figure BDA0000118887420000024
的范围为(-π,π),则
Figure BDA0000118887420000025
则初步估计频偏Δf的范围为
Figure BDA0000118887420000026
所述详细估计频偏的方法是:将所述t时刻的帧头巴克码的第i位和帧头巴克码的第i+1位的值进行共轭相乘,相乘结果如式(5):
x′i×(x′i+1)*=(xi×xi+1)e-j2πΔf/Fd(1≤i≤63)             (5)
令Ki=x′i×(x′i+1)*=(xi×xi+1)e-j2πΔf/Fd                 (6)
arg [ K i * ] = 2 πΔf Fd - - - ( 7 )
由式(7)得:相角
Figure BDA0000118887420000028
Figure BDA0000118887420000029
的值有超过的部分,则对式(7)按如下方法进行归一化:
arg [ K i * ] > π / 2 时, arg [ K i * ] = arg [ K i * ] - π ;
arg [ K i * ] < - &pi; / 2 时, arg [ K i * ] = arg [ K i * ] + &pi; ;
设由所述t时刻的帧头巴克码的第i位和帧头巴克码的第i+1位的值进行共轭相乘所得到的频偏为Δfi,则
Figure BDA00001188874200000215
由64个帧头巴克码的值求得63个频偏,设Δf2为所述63个频偏的平均值,则 &Delta; f 2 = 1 63 &times; &Sigma; i = 1 63 &Delta; f i ; 2 &pi;&Delta;f Fd &Element; ( - &pi; , &pi; ) 得: 2 &pi;&Delta; f 2 Fd &Element; ( - &pi; , &pi; ) , 进而得到Δf2的频偏范围为(-Fd/2,Fd/2),在完成初步估计频偏和详细估计频偏后进行精确估计频偏;
所述精确估计频偏的方法是:将式(4)中的Δf用Δf′1表示,其结果如式(8):
Δf=(Δf′1+r)/(32/Fd)              (8)
由式(8)得到式(9):
r=Δf×(32/Fd)-Δf′1               (9)
令Δf1是真实的频偏值,则由式(8)得到式(10):
Δf1=(Δf′1+r)/(32/Fd)             (10)
所述Δf1与所述Δf2的值近似相等,误差范围在(-Fd/64,Fd/64),令Δf2≈Δf1
由式(9)得到式(11):
r=Δf2×(32/Fd)-Δf′1              (11)
所述r,如果|r|-floor|r|<0.5,则r=floor|r|,否则r=ceil|r|;所述floor|r|表示对|r|向负无穷方向取整,所述ceil|r|表示对|r|向正无穷方向取整,所述Δf2,如果Δf2<0,r=-r;求出所述r的值后带入式(10)计算出真实偏差值Δf1,完成QAM通信系统中频偏估计。
本发明QAM通信系统中频偏估计方法的特点也在于所述步骤a中帧头检测的方法是:
将所述t时刻的帧头巴克码相邻两位共轭相乘,得到式(12):
Figure BDA0000118887420000031
Figure BDA0000118887420000032
所述t时刻的64位帧头巴克码相邻两位共轭相乘的结果得到63个y′i值,将所述已知的帧头巴克码相邻两位相乘得到yi,64位已知的帧头巴克码相邻两位相乘的结果得到63个yi值,将所述yi的符号同所述y′i的符号做自相关运算,令y″i为所述yi的符号,当y′i的实部大于0时,y″i=1,当y′i的实部小于等于0时,y″i=-1;将y″i和yi进行相关运算,得到式(13):
R = &Sigma; i = 1 63 y i &times; y i &prime; &prime; - - - ( 13 )
如果R大于设定的阈值,则判定t时刻所对应的64个数据为帧头巴克码,帧头检测完成。
与已有技术相比,本发明有益效果体现在:
1、本发明中通过组帧后对帧头进行频偏估计过程,提高了频偏估计精度,扩大了频偏估计范围。
2、本发明中通过逐步进行频偏估计过程,简化了工程实现。
附图说明
图1是本发明QAM通信系统中的频偏估计方法示意图;
图2是本发明帧检测流程图。
具体实施方式
参见图1,本实施例中,首先进行帧头检测,帧头采用的是由4个11位长巴克码,两个7位长巴克码和两个3位长巴克码按照(1 1 1-1-1-1 1-1-1 1-1),(1 1 1-1-1-1 1-1-1 1-1),(1 11-1-1 1-1),(1 1-1),(1 1 1-1-1-1 1-1-1 1-1),(1 1 1-1-1-1 1-1-1 1-1),(1 1 1-1-1 1-1),(1 1-1)进行级联组成的64位帧头,其中前32位和后32位的各个位数值相同;检测到帧头后同步进行初步估计频偏和详细估计频偏;
初步估计频偏的方法是按如下步骤进行:
步骤一:假设原始帧头巴克码为x1,x2,...,x32,x1,x2,...,x32,假设系统的频偏为Δf、系统的相偏为
Figure BDA0000118887420000041
系统的符号率为Fd,在经过了频偏和相偏后,在时刻t,假设此时帧头巴克码为x′1,x′2,...,x′32,x″1,x″2,...,x″32,将t时刻的帧头巴克码的第i位的值和帧头巴克码的第i+32位的值进行共轭相乘,相乘结果如式(1):
x′i×(x′i+32)*=x′i×(x″i)*=(xi×xi)e-j2πΔf×32/Fd          1≤i≤32(1)
J = &Sigma; i = 1 32 x i &prime; &times; ( x i + 32 &prime; ) * = e - j 2 &pi;&Delta;f &times; 32 / Fd &Sigma; i = 1 32 x i 2 , - - - ( 2 )
令r为周期倍数,
arg [ J * ] &times; 1 2 &pi; = &Delta;f &times; 32 / Fd - r - - - ( 3 )
&Delta; f 1 &prime; = arg [ J * ] &times; 1 2 &pi; = &Delta;f &times; 32 / Fd - r - - - ( 4 )
由式(2)可知相角
Figure BDA0000118887420000051
的范围为(-π,π),则
Figure BDA0000118887420000052
则初步估计频偏Δf的范围为在进行初步估计频偏的同时也进行详细估计频偏:
步骤二:详细估计频偏的方法是:将t时刻的帧头巴克码的第i位和帧头巴克码的第i+1位的值进行共轭相乘,相乘结果如式(5):
x′i×(x′i+1)*=(xi×xi+1)e-j2πΔf/Fd      (1≤i≤63)  (5)
令Ki=x′i×(x′i+1)*=(xi×xi+1)e-j2πΔf/Fd            (6)
arg [ K i * ] = 2 &pi;&Delta;f Fd - - - ( 7 )
由式(7)得:相角
Figure BDA0000118887420000056
的值有超过
Figure BDA0000118887420000057
的部分,则对式(7)按如下方法进行归一化:
arg [ K i * ] > &pi; / 2 时, arg [ K i * ] = arg [ K i * ] - &pi; ;
arg [ K i * ] < - &pi; / 2 时, arg [ K i * ] = arg [ K i * ] + &pi; ;
设由t时刻的帧头巴克码的第i位和帧头巴克码的第i+1位的值进行共轭相乘所得到的频偏为Δfi,则
Figure BDA00001188874200000512
由64个帧头巴克码的值求得63个频偏,设Δf2为63个频偏的平均值,则 &Delta; f 2 = 1 63 &times; &Sigma; i = 1 63 &Delta; f i ; 2 &pi;&Delta;f Fd &Element; ( - &pi; , &pi; ) 得: 2 &pi;&Delta; f 2 Fd &Element; ( - &pi; , &pi; ) , 进而得到Δf2的频偏范围为(-Fd/2,Fd/2),在完成初步估计频偏和详细估计频偏后进行精确估计频偏;
步骤三:精确估计频偏的方法是:将式(4)中的Δf用Δf′1表示,其结果如式(8):
Δf=(Δf′1+r)/(32/Fd)           (8)
由式(8)得到式(9):
r=Δf×(32/Fd)-Δf′1            (9)
令Δf1是真实的频偏值,则由式(8)得到式(10):
Δf1=(Δf′1+r)/(32/Fd)          (10)
Δf1与Δf2的值近似相等,误差范围在(-Fd/64,Fd/64),令Δf2≈Δf1
由式(9)得到式(11):
r=Δf2×(32/Fd)-Δf′1            (11)
如果|r|-floor|r|<0.5,则r=floor|r|,否则r=ceil|r|;floor|r|表示对|r|向负无穷方向取整,ceil|r|表示对|r|向正无穷方向取整,如果Δf2<0,r=-r;求出r的值后带入式(10)计算出真实偏差值Δf1,完成QAM通信系统中频偏估计。
如图2所示,本实施例中,帧头检测的方法是:
将t时刻的帧头巴克码相邻两位共轭相乘,得到式(12):
Figure BDA0000118887420000061
Figure BDA0000118887420000062
t时刻的64位帧头巴克码相邻两位共轭相乘的结果得到63个y′1值,将已知的帧头巴克码相邻两位相乘得到yi,64位已知的帧头巴克码相邻两位相乘的结果得到63个yi值,将yi的符号同y′1的符号做自相关运算,令y″i为yi的符号,当y′1的实部大于0时,y″i=1,当y′1的实部小于等于0时,y″i=-1;将y″i和yi进行相关运算,得到式(13):
R = &Sigma; i = 1 63 y i &times; y i &prime; &prime; - - - ( 13 )
如果R大于设定的阈值,则判定t时刻所对应的64个数据为帧头巴克码,帧头检测完成。

Claims (2)

1.一种QAM通信系统中频偏估计方法,其特征是:
首先进行帧头检测,所述帧头采用的是由4个11位长巴克码,两个7位长巴克码和两个3位长巴克码按照(1 1 1-1-1-1 1-1-1 1-1),(1 1 1-1-1-1 1-1-1 1-1),(1 1 1-1-1 1-1),(1 1-1),(1 1 1-1-1-1 1-1-1 1-1),(1 1 1-1-1-1 1-1-1 1-1),(1 1 1-1-1 1-1),(1 1-1)进行级联,组成64位帧头,其中前32位和后32位的各个位数值相同;检测到帧头后同步进行初步估计频偏和详细估计频偏;
所述初步估计频偏的方法是:假设原始帧头巴克码为x1,x2,...,x32,x1,x2,...,x32,假设系统的频偏为Δf、系统的相偏为
Figure FDA0000118887410000011
系统的符号率为Fd,在经过了频偏和相偏后,在时刻t,假设此时帧头巴克码为x′1,x′2,...,x′32,x″1,x″2,...,x″32,将t时刻的帧头巴克码的第i位的值和帧头巴克码的第i+32位的值进行共轭相乘,相乘结果如式(1):
x′i×(x′i+32)*=x′i×(x″i)*=(xi×xi)e-j2πΔf×32/Fd  1≤i≤32   (1)
J = &Sigma; i = 1 32 x i &prime; &times; ( x i + 32 &prime; ) * = e - j 2 &pi;&Delta;f &times; 32 / Fd &Sigma; i = 1 32 x i 2 , - - - ( 2 )
令r为周期倍数,
arg [ J * ] &times; 1 2 &pi; = &Delta;f &times; 32 / Fd - r - - - ( 3 )
&Delta; f 1 &prime; = arg [ J * ] &times; 1 2 &pi; = &Delta;f &times; 32 / Fd - r - - - ( 4 )
由式(2)可知相角
Figure FDA0000118887410000015
的范围为(-π,π),则
Figure FDA0000118887410000016
则初步估计频偏Δf的范围为
Figure FDA0000118887410000017
所述详细估计频偏的方法是:将所述t时刻的帧头巴克码的第i位和帧头巴克码的第i+1位的值进行共轭相乘,相乘结果如式(5):
x′i×(x′i+1)*=(xi×xi+1)e-j2πΔf/Fd(1≤i≤63)            (5)
令Ki=x′i×(x′i+1)*=(xi×xi+1)e-j2πΔf/Fd                (6)
arg [ K i * ] = 2 &pi;&Delta;f Fd - - - ( 7 )
由式(7)得:相角
Figure FDA0000118887410000022
Figure FDA0000118887410000023
的值有超过
Figure FDA0000118887410000024
的部分,则对式(7)按如下方法进行归一化:
arg [ K i * ] > &pi; / 2 时, arg [ K i * ] = arg [ K i * ] - &pi; ;
arg [ K i * ] < - &pi; / 2 时, arg [ K i * ] = arg [ K i * ] + &pi; ;
设由所述t时刻的帧头巴克码的第i位和帧头巴克码的第i+1位的值进行共轭相乘所得到的频偏为Δfi,则
Figure FDA0000118887410000029
由64个帧头巴克码的值求得63个频偏,设Δf2为所述63个频偏的平均值,则 &Delta; f 2 = 1 63 &times; &Sigma; i = 1 63 &Delta; f i ; 2 &pi;&Delta;f Fd &Element; ( - &pi; , &pi; ) 得: 2 &pi;&Delta; f 2 Fd &Element; ( - &pi; , &pi; ) , 进而得到Δf2的频偏范围为(-Fd/2,Fd/2),在完成初步估计频偏和详细估计频偏后进行精确估计频偏;
所述精确估计频偏的方法是:将式(4)中的Δf用Δf′1表示,其结果如式(8):
Δf=(Δf′1+r)/(32/Fd)                (8)
由式(8)得到式(9):
r=Δf×(32/Fd)-Δf′1                 (9)
令Δf1是真实的频偏值,则由式(8)得到式(10):
Δf1=(Δf′1+r)/(32/Fd)              (10)
所述Δf1与所述Δf2的值近似相等,误差范围在(-Fd/64,Fd/64),令Δf2≈Δf1
由式(9)得到式(11):
r=Δf2×(32/Fd)-Δf′1               (11)
所述r,如果|r|-floor|r|<0.5,则r=floor|r|,否则r=ceil|r|;所述floor|r|表示对|r|向负无穷方向取整,所述ceil|r|表示对|r|向正无穷方向取整,所述Δf2,如果Δf2<0,r=-r;求出所述r的值后带入式(10)计算出真实偏差值Δf1,完成QAM通信系统中频偏估计。
2.根据权利要求1所述的QAM通信系统中频偏估计方法,其特征是所述步骤a中帧头检测的方法是:
将所述t时刻的帧头巴克码相邻两位共轭相乘,得到式(12):
Figure FDA0000118887410000031
Figure FDA0000118887410000032
所述t时刻的64位帧头巴克码相邻两位共轭相乘的结果得到63个y′i值,将所述已知的帧头巴克码相邻两位相乘得到yi,64位已知的帧头巴克码相邻两位相乘的结果得到63个yi值,将所述yi的符号同所述y′i的符号做自相关运算,令y″i为所述yi的符号,当y′i的实部大于0时,y″i=1,当y′i的实部小于等于0时,y″i=-1;将y″i和yi进行相关运算,得到式(13):
R = &Sigma; i = 1 63 y i &times; y i &prime; &prime; - - - ( 13 )
如果R大于设定的阈值,则判定t时刻所对应的64个数据为帧头巴克码,帧头检测完成。
CN201110412520.XA 2011-12-12 2011-12-12 一种qam通信系统中的频偏估计方法 Active CN102497339B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201110412520.XA CN102497339B (zh) 2011-12-12 2011-12-12 一种qam通信系统中的频偏估计方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201110412520.XA CN102497339B (zh) 2011-12-12 2011-12-12 一种qam通信系统中的频偏估计方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN102497339A true CN102497339A (zh) 2012-06-13
CN102497339B CN102497339B (zh) 2014-08-06

Family

ID=46189126

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201110412520.XA Active CN102497339B (zh) 2011-12-12 2011-12-12 一种qam通信系统中的频偏估计方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN102497339B (zh)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103701751A (zh) * 2013-12-03 2014-04-02 长安大学 一种信道估计辅助的缩小搜索范围高阶qam解映射算法
CN104022981A (zh) * 2014-06-27 2014-09-03 重庆邮电大学 一种正交幅度调制信号的盲载波频偏估计方法
CN105450564A (zh) * 2014-07-28 2016-03-30 联想(北京)有限公司 信号处理方法及电子设备

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1472900A (zh) * 2002-08-01 2004-02-04 上海交通大学 正交频分复用通信系统载波频率偏移估计方法
CN101047680A (zh) * 2006-03-29 2007-10-03 上海原动力通信科技有限公司 一种正交频分复用ofdm系统中的频偏估计方法
CN101599933A (zh) * 2009-06-30 2009-12-09 北京大学 基于组合导频的频偏估计方法和装置

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1472900A (zh) * 2002-08-01 2004-02-04 上海交通大学 正交频分复用通信系统载波频率偏移估计方法
CN101047680A (zh) * 2006-03-29 2007-10-03 上海原动力通信科技有限公司 一种正交频分复用ofdm系统中的频偏估计方法
CN101599933A (zh) * 2009-06-30 2009-12-09 北京大学 基于组合导频的频偏估计方法和装置

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
LASHKARIAN N, KIAEI S.: "Class of cyclic-based estimators for frequency-offset estimation of OFDM systems", 《IEEE TRANSACTIONS ON COMMUNICATIONS》 *

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103701751A (zh) * 2013-12-03 2014-04-02 长安大学 一种信道估计辅助的缩小搜索范围高阶qam解映射算法
CN103701751B (zh) * 2013-12-03 2017-01-11 长安大学 一种信道估计辅助的缩小搜索范围高阶qam解映射方法
CN104022981A (zh) * 2014-06-27 2014-09-03 重庆邮电大学 一种正交幅度调制信号的盲载波频偏估计方法
CN104022981B (zh) * 2014-06-27 2018-02-16 重庆邮电大学 一种正交幅度调制信号的盲载波频偏估计方法
CN105450564A (zh) * 2014-07-28 2016-03-30 联想(北京)有限公司 信号处理方法及电子设备
CN105450564B (zh) * 2014-07-28 2019-03-29 联想(北京)有限公司 信号处理方法及电子设备

Also Published As

Publication number Publication date
CN102497339B (zh) 2014-08-06

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US20050276354A1 (en) IQ imbalance compensation
US20050036564A1 (en) Method for processing an OFDM signal
US20130272452A1 (en) Method, apparatus and system for carrier frequency offset estimation
CN106998586B (zh) 一种高动态环境中无线通信系统的同步捕获方法
CN101547062A (zh) 频偏纠正方法和设备
CN102957655B (zh) 一种soqpsk调制信号同步的方法和系统
EP3621241A1 (en) Uplink synchronization timing deviation determination method and device
CN101340416A (zh) 适用于ofdm系统的同步与信道响应估计方法
CN102546500A (zh) 基于导频和软信息联合辅助的soqpsk载波同步方法
CN103023831B (zh) 一种适用于突发波形的载波频偏估计方法
CN104852876A (zh) 一种航空无线突发通信系统
CN102857996A (zh) 一种小区搜索定时同步的方法
CN105763500A (zh) 一种连续相位调制信号的频偏、时延和相偏的联合同步方法
CN102137049B (zh) 一种lte系统中的单时隙频偏估计方法和装置
EP2130345B1 (en) Method and apparatus for digital signal reception
CN102868649B (zh) 一种用于tdd-lte和fdd-lte双模的频偏估计方法
CN101465833A (zh) 一种正交频分复用信号定时同步方法和装置
CN102546514A (zh) Ofdm系统频率同步的方法和设备
CN101321150A (zh) 基于二维短时滑动自相关的联合同步方法及其接收端
CN101374134A (zh) 一种适用于时域同步正交频分复用接收机的精确频偏估计方法
CN106059984A (zh) 一种数字调相信号载波相偏估计方法
CN102497339B (zh) 一种qam通信系统中的频偏估计方法
CN109756435B (zh) 一种对信号的频偏估计方法
CN101242390B (zh) 基于已知序列相干自相关的载波频偏估计算法及其实现装置
US20130156138A1 (en) Method and system for channel estimation

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
TR01 Transfer of patent right
TR01 Transfer of patent right

Effective date of registration: 20180105

Address after: 230088 No. 2, Tianyuan Road, hi tech Zone, Anhui, Hefei

Co-patentee after: HEFEI FIRST COMMUNICATION TECHNOLOGY CO., LTD.

Patentee after: Anhui Feite Technology Co.,Ltd.

Address before: 230088 No. 2, Tianyuan Road, hi tech Zone, Anhui, Hefei

Patentee before: Anhui Feite Technology Co.,Ltd.

EE01 Entry into force of recordation of patent licensing contract
EE01 Entry into force of recordation of patent licensing contract

Application publication date: 20120613

Assignee: SHENZHEN ANKE HIGH-TECH Co.,Ltd.

Assignor: HEFEI FEITE COMMUNICATION TECHNOLOGY Co.,Ltd.

Contract record no.: X2022980004488

Denomination of invention: A frequency offset estimation method in QAM communication system

Granted publication date: 20140806

License type: Common License

Record date: 20220420