CN101321150A - 基于二维短时滑动自相关的联合同步方法及其接收端 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种基于二维短时滑动自相关的联合同步方法，包括：首先，接收端对接收序列进行二维短时滑动自相关运算；其次，利用所述自相关运算的结果进行循环帧同步；再次，利用所述自相关运算的结果及所述循环帧同步的信息进行定时频偏估计及载波频偏估计；最后，利用所述定时频偏估计及载波频偏估计分别得到的估计结果分别进行定时频率同步及载波频率同步。本发明还涉及一种实现上述联合同步方法的对应接收端。本发明技术方案提供的联合同步方法及其接收端，可以在恶劣的传输条件下提供可靠和精确的同步，并能够适用于所有传输序列具有部分循环特性的传输系统。

Description

基于二维短时滑动自相关的联合同步方法及其接收端

技术领域

本发明涉及数字信息传输技术领域，尤其涉及一种应用于传输序列具有部分循环特性的传输系统中，包括循环帧同步、定时频率同步和载波频率同步，并基于二维短时滑动自相关的联合同步方法及其接收端。

背景技术

同步是数字通信系统接收机设计和实现的首要任务，没有准确和可靠的同步就不能对传送的数据进行有效和可靠的接收。在恶劣的宽带无线移动传输条件下，接收信号存在许多不理想因素，如信道时延扩展引起的频率选择性衰落、信道多普勒扩展引起的时间选择性衰落、接收机噪声以及接收机的载波偏差和定时偏差等。因此要求系统接收端的同步算法能够有效的对抗这些不理想因素，从而保证准确和可靠的同步。

以广泛应用的块传输系统为例，数字通信系统主要分为单载波和多载波两类调制方式，它们对同步的需求有各自的特点：单载波系统对于载波偏差具有较强的鲁棒性，而对定时偏差十分敏感，由定时偏差引起的ISI(Inter Symbol Interference，符号间干扰)将导致单载波系统的性能损失。相比较而言，使用OFDM(Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing，正交频分复用)的多载波系统比单载波系统在对抗定时偏差方面具有更强的鲁棒性，然而其性能也类似地容易受到载波偏差引起的ICI(Inter Carrier Interference，载波间干扰)带来的损失。由于OFDM信号的特性，使得很多适用于单载波系统的同步方法不能被其采用，而需要为其设计专门的同步方法。

为了避免由时延扩展引起的IBI(Inter-Block Interference，块间干扰)，块传输系统通常在数据块之间加入GI(Guard Interval，保护间隔)。CP(Cyclic Prefix，循环前缀)是一种常见的保护间隔填充方式，它由每个数据块的最后一部分复制得到，构成传输序列中的循环体。每个数据块及其循环前缀构成传输序列中的循环帧。另一种保护间隔的填充方式是利用训练序列填充。训练序列可以采用一种固定序列，在这种情况下，训练序列构成循环体，任意两个训练序列和它们之间的部分构成循环帧；训练序列也可以由特定序列的不同循环移位得到，从而具有不同的相位，例如中国数字电视地面传输标准(见国家标准：GB 20600-2006)中信号帧的两种帧头模式，在这种情况下，训练序列中的相同部分构成循环体；另外，训练序列本身也可以具有循环特性，例如可以由特定序列的循环扩展得到，在这种情况下，训练序列本身构成循环帧。近期，有学者提出了循环后缀OFDM系统(见论文：J.Kim，etal.，“Synchronization and channel estimation incyclic postfix based OFDM systems，”IEICE Trans.Commun.，vol.E90-B，no.3，pp.485-490，Mar.2007.)，在其发射端，插入导频的频域符号块经过IFFT(inverse fast Fourier transform，快速傅立叶逆变换)操作后，在每个时域信号块的末尾产生一段已知的固定后缀，这段后缀既充当相邻信号块中数据部分之间的保护间隔，又可以作为训练序列辅助接收端的同步和信道估计，同时构成循环体。

对于块传输系统，接收机的同步包括帧同步、定时同步和载波同步。同步策略有很多，在定时同步和载波同步之前进行帧同步是一种常见策略。对于训练序列填充保护间隔的块传输系统，帧同步一般采用本地训练序列和接收序列的互相关来实现。但是，当载波频偏较大时，本地训练序列和接收序列的互相关峰的幅度会降低甚至消失，导致接收机无法进行帧同步，从而依赖于精确帧同步的传统定时同步和载波同步方法都无法进行。另外，信道的时延扩展会造成本地训练序列和接收序列的互相关峰能量的分散，使相关峰的幅度降低，同时，传输数据对训练序列的干扰会影响互相关的结果。这些不理想因素均会给传统的同步方法造成困难。对于训练序列填充保护间隔的块传输系统，为了实现存在大载波频偏时的帧同步，可以使用对接收序列和本地序列进行差分相关的方法(见参考书：H.Meyr，M.Moeneclaey，etal.，Digital Communication Receivers：Synchronization，ChannelEstimation And Signal Processing，pp.487-488，New York：John Wiley &Sons，1997.，论文：J.Wu，Y.Chen，etal.，IEEE Transactions on ConsumerElectronics，Vol.53，No.4，Nov.2007，Robust timing and frequencysynchronization scheme for DTMB system.)。这种方法的缺点是在频率选择性信道或存在较大的定时偏差的情况下，差分运算的非线性会导致差分相关结果的相关峰难以分辨，影响帧同步。对于循环前缀填充保护间隔的OFDM系统，可以利用循环前缀的循环特性进行帧同步和小范围载波频偏估计(见论文：J.J.van de Beek，etal.，“MLestimation of time and frequency offset in OFDM systems”，IEEETransactions on Signal Processing，vol.45，no.7，pp.1800-1805，Jul.1997.)，而传统的定时偏差估计和大范围载波频偏估计方法一般需要借助导频来完成，但是导频的加入会降低系统的频谱利用率。

发明内容

(一)要解决的技术问题

本发明的目的是提供一种基于二维短时滑动自相关的联合同步方法及其接收端，以解决现有技术接收端同步中存在的上述缺陷。

(二)技术方案

为了达到上述目的，本发明的技术方案提出一种基于二维短时滑动自相关的联合同步方法，包括：

接收端对接收序列进行二维短时滑动自相关运算；

利用所述自相关运算的结果进行循环帧同步；

利用所述自相关运算的结果及所述循环帧同步的信息进行定时频偏估计及载波频偏估计；

利用所述定时频偏估计及载波频偏估计得到的估计结果分别进行定时频率同步及载波频率同步。

上述的联合同步方法中，所述自相关运算具体为：

$R(n,l)={\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{K-1}{x}^{*}(n-l-k)x(n-k),$

其中，x(n)为接收序列；n为离散时间，且n∈(-∞，∞)，所述自相关运算的滑动窗口随时间移动；K为所述自相关运算的滑动窗口的长度，且K的取值根据循环体的长度进行选择；l为相关间隔，取值为所述接收序列中循环体间隔附近的一段区间，即l∈[N-d₁，N+d₂]，N为所述接收序列中循环体的间隔，d₁、d₂根据所述接收端的过采样率及所需的定时频偏估计范围进行选择；上标*为求复共轭运算；则所述自相关运算的结果R(n，l)为时间n与相关间隔l的二维函数。

上述的联合同步方法中，所述循环帧同步具体包括：

确定所述自相关运算的结果在时间维度n与相关间隔维度l上的二维最大值，得到二维相关峰|R(n_opt，l_opt)|及其位置(n_opt，l_opt)；

利用所述二维相关峰在时间维度上的位置n_opt，得到所述接收序列中循环帧的位置估计，实现循环帧同步。

上述的联合同步方法中，所述定时频偏估计具体包括：

利用所述二维相关峰在相关间隔维度上的位置l_opt，得到循环体之间归一化定时相偏的整数部分的估计结果；

利用所述二维相关峰位置附近的多个相关间隔的所述自相关运算结果，进行小数部分的定时相偏估计运算，得到循环体之间归一化定时相偏的小数部分的估计结果；

根据所述整数部分及小数部分的估计结果得到循环体之间归一化定时相偏的估计结果；

利用所述定时相偏的估计结果除以所述循环体的间隔，得到定时频偏的估计结果。

上述的联合同步方法中，所述载波频偏估计具体包括：

利用所述二维相关峰位置附近的多个相关间隔的所述自相关运算结果，进行载波频偏粗估计的运算，得到载波频偏的粗估计结果，或

利用所述二维相关峰位置的一个所述自相关运算结果，进行载波频偏精细估计的运算，得到载波频偏的精细估计结果，或

如果所述接收序列包括多种由不同间隔的循环体构成的循环帧，则利用多组不同相关间隔区间的所述自相关运算结果，分别进行载波频偏精细估计的运算，得到多种载波频偏的精细估计结果，利用所述多种精细估计结果的组合，得到载波频偏的组合估计结果。

本发明的技术方案还提出一种基于二维短时滑动自相关实现联合同步的接收端，包括：

自相关运算单元，对接收序列进行二维短时滑动自相关运算；

循环帧同步单元，利用所述自相关运算单元的运算结果进行循环帧同步；

定时频率同步单元，利用所述自相关运算单元的运算结果及所述循环帧同步单元的同步信息进行定时频偏估计，并利用所述定时频偏估计的结果进行定时频率同步；

载波频率同步单元，利用所述自相关运算单元的运算结果及所述循环帧同步单元的同步信息进行载波频偏估计，并利用所述载波频偏估计的结果进行载波频率同步。

上述实现联合同步的接收端中，所述自相关运算具体为：

$R(n,l)={\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{K-1}{x}^{*}(n-l-k)x(n-k)$

其中，x(n)为接收序列；n为离散时间，且n∈(-∞，∞)，所述自相关运算的滑动窗口随时间移动；K为所述自相关运算的滑动窗口的长度，且K的取值根据循环体的长度进行选择；l为相关间隔，取值为所述接收序列中循环体间隔附近的一段区间，即l∈[N-d₁，N+d₂]，N为所述接收序列中循环体的间隔，d₁、d₂根据所述接收端的过采样率及所需的定时频偏估计范围进行选择；上标*为求复共轭运算；则所述自相关运算的结果R(n，l)为时间n与相关间隔l的二维函数。

上述实现联合同步的接收端中，所述自相关运算单元包括：

一个多抽头延时器，用于产生不同相关间隔的所述自相关运算所需的延时信号；

多个乘法器，用于进行所述自相关运算中的乘法运算；

多个滑动累加器，每个所述滑动累加器输出一种相关间隔的所述自相关运算的结果。

上述实现联合同步的接收端中，所述循环帧同步单元采用二维峰值检测器，用于获取所述自相关运算单元运算结果的二维相关峰及其位置，并输出循环帧位置指示。

上述实现联合同步的接收端中，所述定时频率同步单元进一步包括：

整数定时相偏估计子单元、小数定时相偏估计子单元，利用所述循环帧同步单元输出的二维相关峰的位置，并结合所述自相关运算单元的运算结果，分别得到循环体之间归一化定时相偏的整数部分和小数部分的估计结果；以及

定时恢复子单元，在将所述定时相偏的整数部分和小数部分的估计结果相加并除以循环体的间隔得到定时频偏的估计结果后，调整所述定时恢复子单元的参数，实现定时频率同步。

上述实现联合同步的接收端中，所述载波频率同步单元进一步包括：

载波频偏粗估计子单元、载波频偏精细估计子单元，利用所述循环帧同步单元输出的二维相关峰的位置，并结合所述自相关运算单元的运算结果，分别得到载波频偏的粗估计结果和精细估计结果；

数字下变频器，利用所述载波频偏的粗估计结果和精细估计结果，调整所述数字下变频器的下变频频率，实现载波频率同步。

(三)有益效果

本发明技术方案提供的接收端联合同步方法及其接收端，可以在恶劣的传输条件下提供可靠和精确的同步，循环帧同步不受载波频偏和信道时延扩展的影响，从而可以保证大载波频偏和频率选择性信道下的信号帧同步；定时频偏估计和载波频偏估计互不依赖，可以同时进行；定时频偏估计和载波频偏估计抵抗循环帧同步误差和信道时延扩展的能力强，并且能够同时保证估计范围和估计精度；由不同间隔的循环体构成的循环帧可以得到更多不同范围和精度的定时频偏和载波频偏估计。本发明提供的接收端联合同步方法及其接收端适用于所有传输序列具有部分循环特性的传输系统，例如使用循环前缀或者训练序列填充保护间隔的块传输系统，兼容单载波和多载波调制方式；利用本发明提供的联合同步方法，不需要传输序列包含其它已知信息，例如导频，从而避免系统频谱利用率的降低。

附图说明

图1是本发明基于二维短时滑动自相关的联合同步方法实施例一流程图；

图2是本发明方法实施例二的传输系统的信号帧结构；

图3是图2中信号帧的帧头结构；

图4是在理想情况下，本发明方法实施例二的接收序列与本地训练序列的互相关运算结果的幅度；

图5是存在10kHz的载波频偏时，本发明方法实施例二的接收序列与本地训练序列的互相关运算结果的幅度；

图6(a)是在单径信道下，本发明方法实施例二的接收序列与本地训练序列的互相关运算结果在互相关峰附近的幅度；

图6(b)是在某多径信道下，本发明方法实施例二的接收序列与本地训练序列的互相关运算结果在互相关峰附近的幅度；

图7是载波频偏为100kHz时，在出现二维相关峰的相关间隔位置处，时间维度上二维短时滑动自相关运算结果的幅度；

图8是不存在定时频偏时，在二维相关峰两侧，相关间隔维度上二维短时滑动自相关运算结果的幅度；

图9是存在定时频偏时，在二维相关峰两侧，相关间隔维度上的二维短时滑动自相关运算结果的幅度；

图10是在信噪比为10dB的广电8信道下，当载波频偏为100kHz时，本发明方法实施例二的定时频偏估计的鉴频曲线；

图11是在信噪比为10dB的广电8信道下，存在53ppm的定时频偏时，本发明方法实施例二的载波频偏的粗估计的鉴频曲线；

图12是在信噪比为10dB的广电8信道下，存在53ppm的定时频偏时，本发明方法实施例二的载波频偏的精细估计的鉴频曲线；

图13是本发明方法实施例三的训练序列中相位差为10的两个PN序列；

图14是取i＝25，j＝26时，在信噪比为10dB的广电8信道下，存在53ppm的定时频偏时，本发明方法实施例三的载波频偏的精细估计的鉴频曲线；

图15是本发明方法实施例四的传输系统的信号帧结构；

图16是当载波频偏为100kHz时，在出现二维相关峰的相关间隔位置处，时间维度上二维短时滑动自相关结果的幅度；

图17是当不存在定时频偏时，在二维相关峰两侧，相关间隔维度上二维短时滑动自相关运算结果的幅度；

图18是当存在定时频偏时，在二维相关峰两侧，相关间隔维度上二维短时滑动自相关运算结果的幅度；

图19是在信噪比为10dB的AWGN(Additive White GaussianNoise，加性高斯白噪声)信道下，当载波频偏为100kHz时，本发明方法实施例四的定时频偏估计的鉴频曲线；

图20是在信噪比为10dB的广电8信道下，存在53ppm的定时频偏时，本发明方法实施例四的载波频偏的粗估计的鉴频曲线；

图21是在信噪比为10dB的广电8信道下，存在53ppm的定时频偏时，本发明方法实施例四的载波频偏的精细估计的鉴频曲线；

图22是本发明基于二维短时滑动自相关实现联合同步的接收端实施例结构图；

图23是本发明接收端中自相关运算单元的实施例结构图；

图24是本发明接收端中循环帧同步单元的实施例结构图；

图25是本发明接收端中定时频率同步单元的实施例结构图；

图26是本发明接收端中载波频率同步单元的实施例结构图。

具体实施方式

以下实施例用于说明本发明，但不用来限制本发明的范围。

由背景技术部分的内容可知，对于广泛使用的块传输系统，传输序列往往具有部分循环特性。传输序列中的重复部分构成循环体，相同的循环体和它们之间的部分构成循环帧。为了充分利用传输序列的部分循环特性，本发明提出一种基于二维短时滑动自相关的联合同步方法，其实施例一如图1所示，包括以下步骤：

S101、接收端对接收序列进行二维短时滑动自相关运算；

S102、利用自相关运算的结果进行循环帧同步；

S103、利用自相关运算的结果及循环帧同步的信息进行定时频偏估计及载波频偏估计；

S104、利用定时频偏估计及载波频偏估计得到的估计结果分别进行定时频率同步及载波频率同步。

为使本发明的目的、内容和优点更加清楚，下面提供本发明用于三种不同信号帧结构的传输系统的实施例二至四，并结合附图对实施例进行详细描述。

实施例二

本发明方法实施例二的传输系统采用的信号帧结构如图2所示。信号帧长度为1728符号，由帧头和帧体组成。帧头为192符号的训练序列，采用相位固定的PN序列，由127符号的m序列及其65符号的循环前缀构成，如图3所示。帧体为1536符号的数据块，可以是独立的经单载波或多载波调制的数据块，也可以和帧头一起由循环后缀OFDM的方式得到。因为信号帧的帧头均相同，所以信号帧之间具有部分循环特性，帧头构成循环体，相邻两个帧头和它们之间的数据构成循环帧；又因为帧头由m序列及其循环扩展构成，所以帧头本身也具有循环特性，m序列的循环部分构成另一种循环体，帧头本身构成另一种循环帧。信号帧的符号速率假设为1.536Msymbol/s。接收序列为使用4倍符号速率对接收信号采样得到的序列。

对于该种采用周期训练序列的传输系统，常见的同步策略是先进行帧同步，得到精确的信号帧起始位置后再进行训练序列辅助的定时同步和载波同步。传统的同步方法先将接收序列与本地训练序列按下式进行互相关运算

$R_{x,c}\left(n\right)={\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{K-1}x(k+n)c^{*}\left(k\right)$

其中x(k)为接收序列，c(k)为本地训练序列。在理想情况下，上述接收序列与本地训练序列的互相关运算结果的幅度如图4所示。可见，通过检测互相关峰的位置可以完成帧同步。这种同步策略存在的主要问题有两个：

第一是接收信号与本地训练序列的相关峰会受载波频偏的影响而降低，衰减比例为：

$A=\frac{1}{K}\left|\frac{\sin \left(\frac{K}{2\mathrm{Rs}}\mathrm{\Ω}\right)}{\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{2\mathrm{Rs}}\mathrm{\Ω}\right)}\right|\≈\left|\sin c\left(\frac{\mathrm{\π}}{2\mathrm{Rs}}\mathrm{\Ω}\right)\right|$

其中K为互相关运算的求和长度，Rs为符号速率，Ω为载波频偏。图5所示为存在10kHz的载波频偏时，上述接收序列与本地训练序列的互相关运算结果的幅度，此时相关峰已经难以分辩。可见，较大的载波频偏会使传统的同步方法难以完成帧同步，从而依赖于精确帧同步的定时同步和载波同步方法也无法进行。

第二是在多径信道下，接收序列与本地训练序列的互相关会出现多个相关峰，导致相关峰能量的分散和幅度的降低，同时，传输数据对训练序列的干扰会对互相关运算结果造成影响。图6(a)～(b)所示为分别在单径和某多径信道下，上述接收序列与本地训练序列的互相关运算结果在互相关峰附近的幅度。可见，恶劣的多径信道会使传统的帧同步方法对互相关峰的检测造成困难，影响帧同步，从而对依赖于精确帧同步和互相关运算结果的传统定时同步和载波同步方法造成不利影响。

本发明提供的联合同步方法实施例二用于上述传输系统的实施方式，各步骤与上述实施例一相同，具体包括：

S201、对接收序列进行二维短时滑动自相关运算。

二维短时滑动自相关运算的具体方法为：

$R(n,l)={\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{K-1}{x}^{*}(n-l-k)x(n-k),l\∈[N{-d}_1,N+d_2]$

其中x(n)为接收序列，n为离散时间，l为相关间隔，N为接收序列中的信号帧长度，即相邻帧头的间隔，N＝1728·4，d₁的选择与接收端的过采样率和定时频偏估计的范围有关，这里取d₁＝d₂＝3，K的取值与循环体的长度有关，本实施例中取K为接收序列中帧头的长度，即K＝192·4，上标*代表求复共轭的运算。

当信道的相干时间远大于信号帧长度时，相邻两个信号帧经历的信道可视为准静态的，并且在相邻两个信号帧的时间内定时频偏和载波频偏的变化很小，因此接收序列中相邻两个帧头具有高度的相似性。设帧头训练序列为c(n)，信道冲激响应为h(n)，由接收端采样速率归一化的载波频偏为ω，根据信道冲激响应和载波频偏的准静态特性，在无定时频偏的情况下，接收序列中相邻两个帧头可以表示为c_h(n)exp[jω(n-N)]和c_h(n)exp(jωn)，其中c_h(n)＝c(n)*h(n)，*代表线性卷积。当n指向某个帧头的末尾，n-l指向前一个帧头的末尾时，|R(n，l)|就会出现最大值：

|R(n_opt，l_opt)|＝max{|R(n，l)|}

在一个循环帧的时间内， $R(n_{\mathrm{opt}},l_{\mathrm{opt}})\≈{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{K-1}{\left|c_h\left(k\right)\right|}^2\exp \left(\mathrm{j\ωN}\right),$

其中(n_opt，l_opt)为|R(n，l)|在由相邻两个帧头及它们之间的部分构成的循环帧的范围内取得最大值的位置，|R(n_opt，l_opt)|即为二维相关峰，|·|代表求复数幅度的运算。可以看出，二维相关峰的幅度不会因载波频偏或信道时延扩展的影响而降低。

由于帧头自身也具有部分循环特性，因此对接收序列可以同时进行另一组二维短时滑动自相关运算，即

$R^{\′}(n,l^{\′})={\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{K^{\′}-1}{x}^{*}(n-l^{\′}-k)x(n-k),l^{\′}\∈[N-3,N+3],$

其中l′为相关间隔，L为接收序列的帧头中的循环体的间隔，L＝127·4，K′取接收序列的帧头中的循环体的长度，K′＝65·4。当n指向某个帧头的末尾，n-l′指向该帧头中前一个循环体的末尾时，R′(n，l′)就会出现二维相关峰|R′(n_opt，l′_opt)|，并且

$R^{\′}(n_{\mathrm{opt}},l_{\mathrm{opt}}^{\′})\≈{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{K^{\′}-1}{\left|c_h^{\′}\left(k\right)\right|}^2\exp \left(\mathrm{j\ωL}\right),$

其中c′_h(n)＝c′(n)*h(n)，c′(n)为帧头中的循环体。

S202、利用步骤S201自相关运算的结果实现循环帧同步。

在接收序列中相邻两个帧头及它们之间的部分构成的循环帧的范围内，寻找由步骤S201得到的|R(n，l)|在时间维度和相关间隔维度上的二维最大值，得到二维相关峰|R(n_opt，l_opt)|及其位置(n_opt，l_opt)；二维相关峰在时间维度上的位置n_opt，即为接收信号中某个帧头末尾位置的估计，由此可以完成循环帧同步。利用循环帧同步可以得到每个信号帧的位置，从而完成信号帧同步。

由于|R(n_opt，l_opt)|不受载波频偏和信道时延扩展的影响，所以步骤S202能够保证大载波频偏和频率选择性信道下的循环帧同步。图7所示为载波频偏为100kHz时，在出现二维相关峰的相关间隔位置处，时间维度上的由步骤S201得到的二维短时滑动自相关运算结果的幅度|R(n，l_opt)|。

循环帧同步也可以通过在接收序列中一个帧头构成的循环体的范围内，寻找由步骤S201得到的另一组自相关运算结果R′(n，l′)的二维相关峰|R′(n_opt，l′_opt)|及其位置(n_opt，l′_opt)而完成。进一步的，循环帧同步还可以通过寻找|R(n，l_opt)|和|R′(n，l′_opt)|的平均值在时间维度上的最大值及其位置而完成。

步骤S203、利用步骤S201自相关运算的结果和步骤S202的循环帧同步信息，同时进行定时频偏估计和载波频偏估计。

1)定时频偏估计

当不存在定时频偏时，由步骤S202得到的二维相关峰|R(n_opt，l_opt)|在相关间隔维度上的位置l_opt为相邻帧头的间隔N，并且在二维相关峰两侧，相关间隔维度上的自相关运算结果的幅度|R(n_opt，l)|是对称的，如图8所示。当接收端的采样时钟存在频率偏差时，二维相关峰|R(n_opt，l_opt)|在相关间隔维度上的位置l_opt可能发生偏移，并且在二维相关峰两侧，相关间隔维度上的自相关运算结果的幅度|R(n_opt，l)|不再对称，如图9所示。因此，利用由步骤S202得到的二维相关峰|R(n_opt，l_opt)|在相关间隔维度上的位置l_opt，和二维相关峰两侧，相关间隔维度上的由步骤S201得到的自相关运算结果的幅度|R(n_opt，l)|，可以进行定时频偏估计，具体步骤如下：

a.计算相邻帧头之间归一化定时相偏的整数部分的估计结果terr^int：

terr^int＝l_opt-N

b.计算二维相关峰两侧，相关间隔维度上的自相关运算结果的幅度|R(n_opt，l)|的不对称程度diff(l)：

$\mathrm{diff}\left(l\right)=\left|R(n_{\mathrm{opt}},l+1)\right|-\left|R(n_{\mathrm{opt}},l-1)\right|+\frac{1}{4}\left[\right|R(n_{\mathrm{opt}},l+2)|-|R(n_{\mathrm{opt}},l-2)\left|\right]$

c.计算相邻帧头之间归一化定时相偏的小数部分的估计结果terr^frct：

d.利用相邻帧头之间归一化定时相偏的估计结果，计算定时频偏的估计结果

$\hat{f}=\frac{{\mathrm{terr}}^{\mathrm{int}}+{\mathrm{terr}}^{\mathrm{frct}}}{N}$

对于本实施例，由于l∈[N-3，N+3]，因此邻帧头之间归一化定时相偏的估计范围为[-1.5，1.5)，的估计范围为[-1.5/N，1.5/N)，即[-217ppm，217ppm)。在信噪比为10dB的广电8信道下(参见表1)，当载波频偏为100kHz时，本发明方法实施例二的定时频偏估计的鉴频曲线如图10所示。

表1

径号	1	2	3	4	5	6
							延时(us)	0.0	-1.8	0.15	1.8	5.7	30.0
平均功率(dB)	0.0	-18.0	-20.0	-20.0	-10.0	0.0

2)载波频偏估计

由步骤S201所述可知，在二维相关峰位置处，所述自相关运算结果R(n_opt，l_opt)和R′(n_opt，l′_opt)的相角包含载波频偏信息，又因为接收序列为接收信号经过4倍符号速率采样得到，所以在二维相关峰附近的多个相关间隔的自相关运算结果的相角也包含载波频偏信息。因此，利用由步骤S202得到的二维相关峰的位置处及其附近，由步骤S201得到的多个相关间隔的自相关运算结果的相角，可以进行载波频偏估计，具体方法包括：

a.计算载波频偏的粗估计结果：

${\widehat{\mathrm{\ω}}}^{\mathrm{coarse}}=k\left\{\arg \right[R(n_{\mathrm{opt}},l_{\mathrm{opt}}+1)]-\arg [R(n_{\mathrm{opt}},l_{\mathrm{opt}}-1)\left]\right\}$

其中k为一修正系数。由于

k{arg[R(n_opt，l_opt+1)]-arg[R(n_opt，l_opt-l)]}≈ω，因此粗估计可以达到最大的载波频偏估计范围，即[-π，π)，但估计精度较低。

b.计算载波频偏的精细估计1的结果：

${\widehat{\mathrm{\ω}}}^{\mathrm{precise},1}=\frac{\arg \left[R(n_{\mathrm{opt}},l_{\mathrm{opt}})\right]}{N}$

由于arg[R(n_opt，l_opt)]∈[-π，π)，因此精细估计1的估计范围是[-π/N，π/N)，即[-444Hz，444Hz)，但估计精度远高于粗估计。

c.计算载波频偏的精细估计2的结果：

${\widehat{\mathrm{\ω}}}^{\mathrm{precise},2}=\frac{\arg \left[R^{\′}(n_{\mathrm{opt}},l_{\mathrm{opt}}^{\′})\right]}{L}$

其中表示利用步骤S201得到的另一组二维短时滑动自相关运算的结果R′(n，l′)，和由步骤S202得到的二维相关峰的位置(n_opt，l′_opt)，经过上述载波频偏精细估计的计算，得到的载波频偏的精细估计2的结果。由于arg[R′(n_opt，l′_opt)]∈[-π，π)，因此精细估计2的估计范围是[-π/L，π/L)，即[-6.04kHz，6.04kHz)，介于上述粗估计和精细估计1之间。精细估计2的估计精度也介于上述粗估计和精细估计1之间。

载波频偏的粗估计和精细估计可以同时进行，因此能够同时保证大的估计范围和高的估计精度。图11和图12所示为在信噪比为10dB的广电8信道下，存在53ppm的定时频偏时，本发明方法实施例二的载波频偏的粗估计和精细估计1的鉴频曲线。

步骤S204、利用步骤S203所述定时频偏和载波频偏的估计结果完成定时频率同步和载波频率同步。

具体方法为，由步骤S203得到定时频率误差的估计结果后，用环路滤波器对其进行滤波，利用经滤波后的定时频偏估计结果调整定时恢复环路的NCO(Number Controlled Oscillator，数控振荡器)的相位增量，完成定时频率同步。利用由步骤S202得到的载波频偏的粗估计和精细估计结果，调整DDC(Digital Down Converter，数字下变频器)的下变频频率，以此校正和跟踪载波频偏，完成载波频率同步。

实施例三

本发明实施例三的传输系统的信号帧采用中国地面数字电视传输标准(GB 20600-2006)的信号帧结构1，对应帧头模式1。信号帧长度为4200符号，由帧头和帧体组成。帧头为420符号的PN序列，PN序列由255符号的m序列及其循环扩展构成，m序列的不同循环移位对应不同相位的PN序列。两个PN序列的相位差即为构成它们的m序列的相对循环移位的位数，图13所示为相位差为10的两个PN序列。该系统的一个超帧由225个信号帧构成，相邻帧头的PN序列具有不同的相位差，PN序列相位差的取值范围是-112到112。因为相邻帧头的大部分是相同的，所以信号帧之间具有部分循环特性，相邻帧头中的相同部分构成传输序列中的循环体，循环体最长为420符号，最短为308符号，相邻循环体和它们之间的部分构成循环帧。信号帧的符号速率为7.56Msymbol/s。接收序列为使用4倍符号速率对接收信号采样得到的序列。

上述传输系统的传统同步策略与实施例二所述的传统同步策略基本相同，也具有类似的不足。

本发明提供的联合同步方法实施例三用于上述传输系统的实施方式，各步骤与上述实施例一相同，具体包括：

步骤S301、对接收序列进行二维短时滑动自相关运算。

具体方法为：

$R_i(n,l_i)={\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{K-1}{x}^{*}(n-l_i-k)x(n-k),l_i\∈[N+{\mathrm{phase}}_{i-1,i}-d_1,N+{\mathrm{phase}}_{i-1,i}+d_2]$

其中x(n)为接收序列，n为离散时间，l_i为相关间隔，N为接收序列中的信号帧长度，即相邻帧头的间隔，N＝4200·4，phase_i-1，i为接收序列中第i-1个和第i个帧头的PN序列的相位差，phase_i-1，i的取值范围是[-112，112]·4，N+phase_i-1，i即为接收序列中第i-1个和第i个帧头中循环体之间的间隔，d₁、d₂的选择与接收端的过采样率和定时频偏估计的范围有关，这里取d₁＝d₂＝3，K的取值与循环体的长度有关，本实施例中取K为接收序列中最长的循环体的长度，即K＝420·4。

当信道的相干时间远大于信号帧长度时，相邻两个信号帧经历的信道可视为准静态的，并且在相邻两个信号帧的时间内定时频偏和载波频偏的变化很小，因此接收序列中相邻帧头中的循环体具有高度的相似性。设发射序列中第i-1个和第i个帧头中的循环体为c(n)，信道冲激响应为h(n)，由接收端采样速率归一化的载波频偏为ω。根据信道冲激响应和载波频偏的准静态特性，在无定时频偏的情况下，接收序列中第i-1个和第i个帧头中的循环体可以表示为c_h(n)exp[jω(n-N-phase_i-1，i)]和c_h(n)exp(jωn)，其中c_h(n)＝c(n)*h(n)。当n指向第i个帧头中循环体的末尾，n-l_i指向第i-1个帧头中循环体的末尾时，|R_i(n，l_i)|就会出现最大值：

|R_i(n_opt，i，l_opt，i)|＝max{|R_i(n，l_i)|}，

$R_i(n_{\mathrm{opt},i},l_{\mathrm{opt},i})\≈{\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{K-1}{\left|c_h\left(k\right)\right|}^2\exp \left[\mathrm{j\ω}(N+{\mathrm{phase}}_{i-1,i})\right],$

其中|R_i(n_opt，i，l_opt，i)|即为二维相关峰，(n_opt，i，l_opt，i)为二维相关峰的位置。可以看出，二维相关峰的幅度不会因载波频偏或信道时延扩展的影响而降低。

步骤S302、利用步骤S301所述自相关运算的结果实现循环帧同步。

通过检测由步骤S301得到的|R_i(n，l_i)|在时间维度和相关间隔维度上的二维最大值，得到二维相关峰|R_i(n_opt，i，l_opt，i)|及其位置(n_opt，i，l_opt，i)；二维相关峰在时间维度上的位置n_opt，i，即为接收序列中第i个帧头中的循环体末尾位置的估计，进而得到以后各帧头中的循环体的位置，由此完成循环帧同步；同时得到以后各相邻循环体之间的间隔，由此调整步骤S301中二维短时滑动自相关的相关间隔li的区间，从而在以后每个循环帧的范围内都可以得到二维相关峰及其位置。利用循环帧同步可以得到每个信号帧的位置，从而完成信号帧同步。

由于在实施例三的接收序列中的一个超帧内，相邻两个循环体之间的间隔各不相同，因此只有当第i个帧头中的循环体到来时|R_i(n，l_i)|才会出现二维相关峰，进而得到以后的循环体位置以及以后的相邻循环体之间的间隔。为了降低实施例三的循环帧同步所需的时间，步骤S301可以在初始阶段进行多组不同相关间隔区间的二维短时滑动自相关运算，得到多组自相关运算结果R_i(n，l_i)|i＝i₁，i₂，...，i_M，当其中的任意一组运算结果出现二维相关峰时，即可完成循环帧同步，并且得到以后的相邻循环帧之间的间隔，由此调整步骤S301所述自相关运算的相关间隔的区间。另一种降低循环帧同步所需时间的方法是在初始阶段利用如背景技术中所述的差分相关技术，将接收序列和任意一种相位的PN序列进行差分相关，利用差分相关的相关峰的位置以及相邻相关峰之间的间隔完成信号帧同步和循环帧同步，并且得到以后相邻循环体之间的间隔，由此调整步骤S301所述自相关运算的相关间隔的区间，从而在以后每个循环帧的范围内都可以得到所述自相关运算的二维相关峰及其位置。

步骤S303、利用步骤S301所述自相关运算的结果和步骤S302所述循环帧同步信息，同时进行定时频偏估计和载波频偏估计。

1)定时频偏估计

利用由步骤S302得到的二维相关峰|R_i(n_opt，i，l_opt，i)|在相关间隔维度上的位置l_opt，i，和在二维相关峰两侧，相关间隔维度上的由步骤S201得到的自相关运算结果的幅度|R_i(n_opt，i，l_i)|，进行定时频偏估计，具体步骤如下：

a.计算第i-1个和第i个帧头中的循环体之间归一化定时相偏的整数部分的估计结果terr_i-1，i ^int：

${\mathrm{terr}}_{i-1,i}^{\mathrm{int}}=l_{\mathrm{opt},i}-N-{\mathrm{phase}}_{i-1,i}$

b.计算二维相关两侧，相关间隔维度上的自相关运算结果的幅度|R_i(n_opt，i，l_i)|的不对称程度diff_i(l_i)：

${\mathrm{diff}}_i\left(l_i\right)=\left|R_i(n_{\mathrm{opt},i},l_i+1)\right|-\left|R_i(n_{\mathrm{opt},i},l_i-1)\right|+\frac{1}{4}\left[\right|R_i(n_{\mathrm{opt},i},l_i+2)|-|R_i(n_{\mathrm{opt},i},l_i-2)\left|\right]$

c.计算第i-1个和第i个帧头中的循环体之间归一化定时相偏的小数部分的估计结果terr_i-1，i ^frc：

d.利用第i-1个和第i个帧头中的循环体之间归一化定时相偏的估计结果，计算定时频偏的估计结果

${\hat{f}}_i=\frac{{\mathrm{terr}}_{i-1,i}^{\mathrm{int}}+{\mathrm{terr}}_{i-1,i}^{\mathrm{frc}}}{N+{\mathrm{phase}}_{i-1,i}}$

对于本实施例，由于l_i∈[N+phase_i-1，i-3，N+phase_i-1，i+3]，因此第i-1个和第i个帧头中的循环体之间归一化定时相偏的估计范围为[-1.5，1.5)，

的估计范围为[-1.5/(N+phase_i-1，i)，1.5/(N+phase_i-1，i))最小估计范围为[-87ppm，87ppm)。通过增大相关间隔l_i的取值区间，可以进一步增大定时频偏的估计范围。

2)载波频偏估计

利用由步骤S302得到的二维相关峰|R_i(n_opt，i，l_opt，i)|位置处及其附近，由步骤S301得到的多个相关间隔的自相关运算结果R_i(n_opt，i，l_i)的相角进行载波频偏估计，具体方法包括：

a.计算载波频偏的粗估计结果：

${\widehat{\mathrm{\ω}}}_i^{\mathrm{coarse}}=k\left\{\arg \right[R_i(n_{\mathrm{opt},i},l_{\mathrm{opt},i}+1)]-\arg [R_i(n_{\mathrm{opt},i},l_{\mathrm{opt},i}-1)\left]\right\},$

其中k为一修正系数。由于

k{arg[R_i(n_opt，i，l_opt，i+1)]-arg[R_i(n_opt，i，l_opt，i-1)]}≈ω，因此粗估计可以达到最大的载波频偏估计范围，即[-π，π)，但估计精度较低。

b.计算载波频偏的精细估计结果：

${\widehat{\mathrm{\ω}}}_i^{\mathrm{precise}}=\frac{\arg \left[R_i(n_{\mathrm{opt},i},l_{\mathrm{opt},i})\right]}{N+{\mathrm{phase}}_{i-1,i}}$

上述精细估计的估计范围是[-π/(N+phase_i-1，i)，π/(N+phase_i-1，i))，但估计精度远高于粗估计。

c.根据步骤S301，可以同时进行另一组二维短时滑动自相关运算：

$R_j(n,l_j)={\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{K-1}{x}^{*}(n-l_j-k)x(n-k),$ l_j∈[N+phase_j-1，j-3，N+phase_j-1，j+3]

其中phase_j-1，j为第j-1个和第j个信号帧的PN序列的相位差。当n指向第j个帧头中循环体的末尾，n-l_j指向第j-1个帧头中循环体的末尾时，R_j(n，l_j)就会出现二维相关峰|R_j(n_opt，j，l_opt，j)|，并且arg[R_j(n_opt，j，l_opt，j)]≈ω(N+phase_j-1，j)。根据步骤S302，可以得到二维相关峰|R_j(n_opt，j，l_opt，j)|及其位置(n_opt，j，l_opt，j)。由此，可以得到另一种载波频偏的精细估计结果：

${\widehat{\mathrm{\ω}}}_j^{\mathrm{precise}}=\frac{\arg \left[R_j(n_{\mathrm{opt},j},l_{\mathrm{opt},j})\right]}{N+{\mathrm{phase}}_{j-1,j}}.$

d.利用上述两种载波频偏精细估计的组合，计算载波频偏的组合估计结果：

${\widehat{\mathrm{\ω}}}_{i,j}^{\mathrm{com}}=\frac{{\widehat{\mathrm{\ω}}}_i^{\mathrm{precise}}(N+{\mathrm{phase}}_{i-1,i})-{\widehat{\mathrm{\ω}}}_j^{\mathrm{precise}}(N+{\mathrm{phase}}_{j-1,j})}{{\mathrm{phase}}_{i-1,i}-{\mathrm{phase}}_{j-1,j}}$

组合估计的估计范围为：

$[\frac{-\mathrm{\π}}{|{\mathrm{phase}}_{i-1,i}-{\mathrm{phase}}_{j-1,j}|},\frac{\mathrm{\π}}{|{\mathrm{phase}}_{i-1,i}-{\mathrm{phase}}_{j-1,j}|})$

介于上述粗估计和精细估计之间，其估计精度也介于粗估计和精细估计之间。

上述载波频偏的粗估计、精细估计和组合估计可以同时进行，以同时保证大的估计范围和高的估计精度。图14所示为取i＝25，j＝26时，在信噪比为10dB的广电8信道下，存在53ppm的定时频偏时，实施例三的载波频偏的组合估计的鉴频曲线，估计范围是[-74.1kHz，74.1kHz)。

步骤S304：利用步骤S303所述定时频偏和载波频偏的估计结果完成定时频率同步和载波频率同步。具体方法与步骤S204类似。

实施例四

本发明实施例四的传输系统采用的信号帧如图15所示。信号帧由128符号的循环前缀和1024符号OFDM数据体组成。循环前缀由每个OFDM数据体末尾的128个符号复制得到，构成传输序列中的循环体，每个信号帧构成一个循环帧。OFDM数据体的子载波数量为1024，其中有效子载波数量为628，其余子载波均为虚拟子载波。信号帧中不含导频等任何已知信息，只具有由循环前缀构成的部分循环特性。信号帧的符号速率假设为1.536Msymbol/s。接收序列为使用4倍符号速率对接收信号采样得到的序列。

对于这种采用循环前缀填充保护间隔的块传输系统，常见的同步策略是对接收序列进行固定相关间隔的滑动自相关运算，利用运算结果的相关峰进行信号帧同步，利用相关峰位置处运算结果的相角进行小范围的载波频偏估计，而定时偏差估计和大范围的载波频偏估计往往需要借助传输序列中的导频或者其它训练信息完成。但向传输序列中加入导频或其它训练信息会降低传输效率。

本发明提供的联合同步方法实施例四用于上述传输系统的实施方式，各步骤与上述实施例一相同，具体包括：

步骤S401：对接收序列进行二维短时滑动自相关运算。

具体方法为：

$R(n,l)={\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{K-1}{x}^{*}(n-l-k)x(n-k),l\∈[N-d_1,N+d_2]$

其中x(n)为接收序列，n为离散时间，l为相关间隔，N为接收序列中OFDM数据体的长度，即信号帧中的循环前缀与其在OFDM数据体中的对应部分的间隔，N＝1024·4，d₁、d₂的选择与接收端的过采样率和定时频偏估计的范围有关，本实施例中取d₁＝d₂＝3，K的取值与循环体的长度有关，本实施例中取K为接收序列中循环前缀的长度，即K＝128·4。

当信道的相干时间远大于信号帧长度时，每个信号帧经历的信道可视为准静态的，并且在一个信号帧的时间内定时频偏和载波频偏的变化很小，因此接收序列中每个信号帧的循环前缀与其在OFDM数据体中的对应部分具有高度的相似性。当n指向某个信号帧的末尾，n-l指向该信号帧中循环前缀的末尾时，|R(n，l)|就会出现最大值|R(n_opt，l_opt)|，即二维相关峰。

步骤S402：利用步骤S401所述自相关运算的结果实现循环帧同步。

在接收序列中一个循环帧的范围内，寻找由步骤S401得到的|R(n，l)|在时间维度和相关间隔维度上的二维最大值，得到二维相关峰|R(n_opt，l_opt)|及其位置(n_opt，l_opt)；二维相关峰在时间维度上的位置n_opt，即为接收信号中某个信号帧末尾位置的估计，由此可以完成循环帧同步。利用循环帧同步可以得到每个信号帧的位置，从而完成信号帧同步。

由于|R(n_opt，l_opt)|不受载波频偏和信道时延扩展的影响，所以步骤S402能够保证大载波频偏和频率选择性信道下的循环帧同步。图16所示为载波频偏为100kHz时，在出现二维相关峰的相关间隔位置处，时间维度上的由步骤S301得到的二维短时滑动自相关结果的幅度|R(n，l_opt)|。

为了进一步提高循环帧同步的精度，可以将多个循环帧构成复合循环帧，利用复合循环帧进行循环帧同步。

步骤S403：利用步骤S401所述自相关运算的结果和步骤S402所述循环帧同步信息，同时进行定时频偏估计和载波频偏估计。

1)定时频偏估计

当不存在定时频偏时，由步骤S402得到的二维相关峰|R(n_opt，l_opt)|在相关间隔维度上的位置l_opt为循环前缀与其在OFDM数据体中对应部分的间隔N，并且在二维相关峰两侧，相关间隔维度上的二维短时滑动自相关运算结果的幅度|R(n_opt，l)|是对称的，如图17所示。当接收端的采样时钟存在频率偏差时，二维相关峰|R(n_opt，l_opt)|在相关间隔维度上的位置l_opt可能发生偏移，并且在二维相关峰两侧，相关间隔维度上的二维短时滑动自相关运算结果的幅度|R(n_opt，l)|不再对称，如图18所示。因此，利用由步骤S402得到的二维相关峰|R(n_opt，l_opt)|在相关间隔维度上的位置l_opt，和二维相关峰两侧，相关间隔维度上的由步骤S401得到的二维短时滑动自相关运算结果的幅度|R(n_opt，l)|，可以进行定时频偏估计，具体步骤如下：

a.计算循环前缀及其在OFDM数据体中的对应部分之间归一化定时相偏的整数部分的估计结果terr^int：

terr^int＝l_opt-N

b.计算二维相关峰两侧，相关间隔维度上的自相关运算结果的幅度|R(n_opt，l)|的不对称程度diff(l)：

$\mathrm{diff}\left(l\right)=\left|R(n_{\mathrm{opt},}l+1)\right|-\left|R(n_{\mathrm{opt}},l-1)\right|+\frac{1}{4}\left[\right|R(n_{\mathrm{opt}},l+2)|-|R(n_{\mathrm{opt}},l-2)\left|\right]$

c.计算循环前缀及其在OFDM数据体中的对应部分之间归一化定时相偏的小数部分的估计结果terr^frct：

d.利用循环前缀及其在OFDM数据体中的对应部分之间归一化定时相偏的估计结果，计算定时频偏的估计结果

$\hat{f}=\frac{{\mathrm{terr}}^{\mathrm{int}}+{\mathrm{terr}}^{\mathrm{frct}}}{N}$

对于本实施例，由于l∈[N-3，N+3]，因此邻帧头之间归一化定时相偏的估计范围为[-1.5，1.5)，

的估计范围为[-1.5/N，1.5/N)，即[-366ppm，366ppm)。在信噪比为10dB的AWGN信道下，当载波频偏为100kHz时，实施例四的定时频偏估计的鉴频曲线如图19所示。

2)载波频偏估计

由步骤S401所述可知，在二维相关峰位置处，所述自相关运算结果R(n_opt，l_opt)的相角包含载波频偏信息，又因为接收序列为接收信号经过4倍符号速率采样得到，所以在二维相关峰附近的多个相关间隔的自相关运算结果的相角也包含载波频偏信息。因此，利用由步骤S402得到的二维相关峰的位置处及其附近，由步骤S401得到的多个相关间隔的自相关运算结果的相角，可以进行载波频偏估计，具体方法包括：

a.计算载波频偏的粗估计结果：

${\widehat{\mathrm{\ω}}}^{\mathrm{coarse}}=k\left\{\arg \right[R(n_{\mathrm{opt}},l_{\mathrm{opt}}+1)]-\arg [R(n_{\mathrm{opt}},l_{\mathrm{opt}}-1)\left]\right\}$

其中k为一修正系数。

由于k{arg[R(n_opt，l_opt+1)]-arg[R(n_opt，l_opt-1)]}≈ω，因此粗估计可以达到最大的载波频偏估计范围，即[-π，π)，但估计精度较低。

b.计算载波频偏的精细估计结果：

${\widehat{\mathrm{\ω}}}^{\mathrm{precise}}=\frac{\arg \left[R(n_{\mathrm{opt}},l_{\mathrm{opt}})\right]}{N}$

由于arg[R(n_opt，l_opt)]∈[-π，π)，因此精细估计的估计范围是[-π/N，π/N)，即[-750Hz，750Hz)，但估计精度远高于粗估计。

载波频偏的粗估计和精细估计可以同时进行，以同时保证大的估计范围和高的估计精度。图20和图21所示为在信噪比为10dB的广电8信道下，存在53ppm的定时频偏时，实施例四的载波频偏的粗估计和精细估计的鉴频曲线。

如果实施例四的信号帧结构中包含由其它间隔的循环体构成的循环帧，例如类似实施例二中自身具有循环特性的训练序列，则可以按照实施例二和实施例三所描述的方法，利用多组不同相关间隔区间的二维短时滑动自相关运算的结果，分别进行载波频偏精细估计的运算，得到估计范围和估计精度介于上述粗估计和精细估计之间的其它精细估计结果，还可以利用多种载波频偏的精细估计结果的组合，得到满足估计范围和估计精度要求的组合估计结果。

步骤S404：利用步骤S403所述定时频偏和载波频偏的估计结果完成定时频率同步和载波频率同步。

具体方法为：利用由步骤S403得到的定时频偏的估计结果，调整接收端定时恢复部分中的数控振荡器的相位增量，完成定时频率同步；利用由步骤S403得到的载波频偏的粗估计结果和精细估计结果，调整数字下变频器的下变频频率，以此校正载波频偏，完成载波频率同步。

上述本发明的实施例通过对提出的基于短时二维滑动自相关的联合同步方法在三种具有不同信号帧结构的传输系统中应用的详细说明，表明了本发明提出的联合同步方法能够使传输序列具有部分循环特性的传输系统的接收端在恶劣的传输条件下，实现快速、可靠的循环帧同步进而实现精确的定时频率同步和载波频率同步，同时说明了发明方法的广泛的适用性。

图22为本发明基于二维短时滑动自相关实现联合同步方法的接收端实施例结构图，如图所示，本实施例的接收端包括：自相关运算单元221，对接收序列进行二维短时滑动自相关运算；循环帧同步单元222，利用自相关运算单元221的运算结果进行循环帧同步；定时频率同步单元223，利用自相关运算单元221的运算结果及循环帧同步单元222的同步信息进行定时频偏估计，并利用定时频偏估计的结果进行定时频率同步；载波频率同步单元224，利用自相关运算单元221的运算结果及循环帧同步单元222的同步信息进行载波频偏估计，并利用载波频偏估计的结果进行载波频率同步。

其中，自相关运算单元221可以由一个多抽头的延时器、多个乘法器和多个滑动累加器实现，如图23所示。其中，多抽头的延时器可以产生不同相关间隔的自相关运算所需的延时信号，每个滑动累加器的输出即为一种相关间隔的自相关运算的结果。

循环帧同步单元222可利用一个二维峰值检测器实现，用于获得自相关运算单元221的运算结果的二维相关峰及其位置，并输出循环帧位置指示，如图24所示。

定时频率同步单元223利用循环帧同步单元输出的二维相关峰的位置，结合自相关运算单元的运算结果，分别由整数定时相偏估计子单元和小数定时相偏估计子单元得到循环体之间归一化定时相偏的整数部分和小数部分的估计结果，再将这两种定时相偏的估计结果相加，并除以循环体的间隔，得到定时频偏的估计结果，利用定时频偏的估计结果调整定时恢复子单元的参数，完成定时频率同步，如图25所示。

载波频率同步单元224利用循环帧同步单元输出的二维相关峰的位置，以及自相关运算单元的运算结果，分别由载波频偏粗估计子单元和载波频偏精细估计子单元得到载波频偏的粗估计结果和精细估计结果，再利用这两种载波频偏的估计结果调整数字下变频器的下变频频率，完成载波频率同步，如图26所示。

以上为本发明的最佳实施方式，依据本发明公开的内容，本领域的普通技术人员能够显而易见地想到一些雷同、替代方案，均应落入本发明保护的范围。

Claims (11)

1、一种基于二维短时滑动自相关的联合同步方法，其特征在于，包括：

接收端对接收序列进行二维短时滑动自相关运算；

利用所述自相关运算的结果进行循环帧同步；

利用所述自相关运算的结果及所述循环帧同步的信息进行定时频偏估计及载波频偏估计；

利用所述定时频偏估计及载波频偏估计得到的估计结果分别进行定时频率同步及载波频率同步。

2、如权利要求1所述的联合同步方法，其特征在于，所述自相关运算具体为：

$R(n,l)={\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{K-1}{x}^{*}(n-l-k)x(n-k),$

其中，x(n)为接收序列；n为离散时间，且n∈(-∞，∞)，所述自相关运算的滑动窗口随时间移动；K为所述自相关运算的滑动窗口的长度，且K的取值根据循环体的长度进行选择；l为相关间隔，取值为所述接收序列中循环体间隔附近的一段区间，即l∈[N-d₁，N+d₂]，N为所述接收序列中循环体的间隔，d₁、d₂根据所述接收端的过采样率及所需的定时频偏估计范围进行选择；上标*为求复共轭运算；则所述自相关运算的结果R(n，l)为时间n与相关间隔l的二维函数。

3、如权利要求2所述的联合同步方法，其特征在于，所述循环帧同步具体包括：

确定所述自相关运算的结果在时间维度n与相关间隔维度l上的二维最大值，得到二维相关峰|R(n_opt，l_opt)|及其位置(n_opt，l_opt)；

利用所述二维相关峰在时间维度上的位置n_opt，得到所述接收序列中循环帧的位置估计，实现循环帧同步。

4、如权利要求3所述的联合同步方法，其特征在于，所述定时频偏估计具体包括：

利用所述二维相关峰在相关间隔维度上的位置l_opt，得到循环体之间归一化定时相偏的整数部分的估计结果；

利用所述二维相关峰位置附近的多个相关间隔的所述自相关运算结果，进行小数部分的定时相偏估计运算，得到循环体之间归一化定时相偏的小数部分的估计结果；

根据所述整数部分及小数部分的估计结果得到循环体之间归一化定时相偏的估计结果；

利用所述定时相偏的估计结果除以所述循环体的间隔，得到定时频偏的估计结果。

5、如权利要求3所述的联合同步方法，其特征在于，所述载波频偏估计具体包括：

利用所述二维相关峰位置附近的多个相关间隔的所述自相关运算结果，进行载波频偏粗估计的运算，得到载波频偏的粗估计结果，或

利用所述二维相关峰位置的一个所述自相关运算结果，进行载波频偏精细估计的运算，得到载波频偏的精细估计结果，或

如果所述接收序列包括多种由不同间隔的循环体构成的循环帧，则利用多组不同相关间隔区间的所述自相关运算结果，分别进行载波频偏精细估计的运算，得到多种载波频偏的精细估计结果，利用所述多种精细估计结果的组合，得到载波频偏的组合估计结果。

6、一种基于二维短时滑动自相关实现联合同步的接收端，其特征在于，包括：

自相关运算单元，对接收序列进行二维短时滑动自相关运算；

循环帧同步单元，利用所述自相关运算单元的运算结果进行循环帧同步；

定时频率同步单元，利用所述自相关运算单元的运算结果及所述循环帧同步单元的同步信息进行定时频偏估计，并利用所述定时频偏估计的结果进行定时频率同步；

载波频率同步单元，利用所述自相关运算单元的运算结果及所述循环帧同步单元的同步信息进行载波频偏估计，并利用所述载波频偏估计的结果进行载波频率同步。

7、如权利要求6所述的接收端，其特征在于，所述自相关运算具体为：

$R(n,l)={\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{K-1}{x}^{*}(n-l-k)x(n-k)$

其中，x(n)为接收序列；n为离散时间，且n∈(-∞，∞)，所述自相关运算的滑动窗口随时间移动；K为所述自相关运算的滑动窗口的长度，且K的取值根据循环体的长度进行选择；l为相关间隔，取值为所述接收序列中循环体间隔附近的一段区间，即l∈[N-d₁，N+d₂]，N为所述接收序列中循环体的间隔，d₁、d₂根据所述接收端的过采样率及所需的定时频偏估计范围进行选择；上标*为求复共轭运算；则所述自相关运算的结果R(n，l)为时间n与相关间隔l的二维函数。

8、如权利要求7所述的接收端，其特征在于，所述自相关运算单元包括：

一个多抽头延时器，用于产生不同相关间隔的所述自相关运算所需的延时信号；

多个乘法器，用于进行所述自相关运算中的乘法运算；

多个滑动累加器，每个所述滑动累加器输出一种相关间隔的所述自相关运算的结果。

9、如权利要求8所述的接收端，其特征在于，所述循环帧同步单元采用二维峰值检测器，用于获取所述自相关运算单元运算结果的二维相关峰及其位置，并输出循环帧位置指示。

10、如权利要求9所述的接收端，其特征在于，所述定时频率同步单元进一步包括：

整数定时相偏估计子单元、小数定时相偏估计子单元，利用所述循环帧同步单元输出的二维相关峰的位置，并结合所述自相关运算单元的运算结果，分别得到循环体之间归一化定时相偏的整数部分和小数部分的估计结果；以及

定时恢复子单元，在将所述定时相偏的整数部分和小数部分的估计结果相加并除以循环体的间隔得到定时频偏的估计结果后，调整所述定时恢复子单元的参数，实现定时频率同步。

11、如权利要求9所述的接收端，其特征在于，所述载波频率同步单元进一步包括：

载波频偏粗估计子单元、载波频偏精细估计子单元，利用所述循环帧同步单元输出的二维相关峰的位置，并结合所述自相关运算单元的运算结果，分别得到载波频偏的粗估计结果和精细估计结果；

数字下变频器，利用所述载波频偏的粗估计结果和精细估计结果，调整所述数字下变频器的下变频频率，实现载波频率同步。

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