CN110149289A - 大频偏下载波频偏估计的帧结构设计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种大频偏下载波频偏估计的帧结构设计方法，解决现有技术下在低信噪比和大频偏下估计精度不高的问题。其方案是：发送端首先确定初始的等间隔导频分段数，在接收端的频偏粗估计阶段对各段导频做旋转平均周期图；统计得到归一化载波频偏误差值；若误差值满足所需精度要求，则停止分段，确定最终的导频分段数，否则，更新分段数，直到频偏估计阶段的归一化载波频偏误差值达到精度要求；确定最终分段数后，运用等间隔导频周期图的特性确定细估计阶段的搜索范围和搜索步长因子；在此搜索范围内进行最大似然载波频偏估计，得到最终的频偏值。本发明能在大频偏下、低信噪比下获得更好的BER性能，可适用于跳频通信系统中对载波频偏估计。

Description

大频偏下载波频偏估计的帧结构设计方法

技术领域

本发明属于无线通信技术领域，特别涉及一种帧结构设计方法，可用于跳频通信系统中低信噪比、大频偏的载波频偏估计。

背景技术

在无线通信系统中，收发双方的载波频率偏移严重影响系统系能。特别地，跳频突发通信技术具有抗干扰能力强、频谱利用率高、保密性好、抗截获、抗干扰等特点。由于远距离传输和各种电子干扰的影响，接收信号的有效信噪比较低，而且本地振荡器输出频率的不稳定性和频率漂移，以及由移动台和基站的相对运动引起的多普勒频率偏移，必然会引起较大的载波频偏。因此要求接收机能够在低信噪比和高动态的情况下有效地完成跳频信号传输等过程。

在无线通信系统中，传输的帧结构一般由导频和数据构成。其中导频用来估计频偏。帧结构不同，频偏估计的性能也随之不同。Rife D C和Boorstyn R R在“Single toneparameter estimation from discrete-time observations”文章中提出了基于连续导频符号的最大似然(maximum-likelihood,ML)载波频偏估计方法，该方法将导频信号功率谱的全局最大值对应的频率作为频偏的估计值。基于连续导频符号的ML频偏估计具有较低的信噪比门限，但是估计精度有待进一步提高。Rice F在“Carrier-phase and frequency-estimation bounds for transmissions with embedded reference symbols”文章中证明通过合理设置导频符号的位置，可以在不增加导频符号开销的条件下进一步提高载波频偏估计的精度。Ying Y Q和Ghogho M在“Optimal pilot placement for frequencyoffset estimation and data detection in burst transmission systems”中提出了基于前置-后置导频符号(equal preamble postamble,EPP)设置的ML载波频偏估计方法。该方法虽然具有良好的估计精度，但其信噪比门限也显著提高，这大大限制了该方法在实际无线通信系统中的应用。Noels N等人在“Carrier phase and frequency estimation forpilot-symbol assisted transmission:bounds and algorithms”中提出了等间隔导频符号(equal space pilot,ESP)设置的半盲频偏估计的方法。该方法利用导频符号和数据符号进行载波频偏估计，估计精度进一步提高，但是依然存在信噪比门限较高的问题。

发明内容

本发明的目的在于针对以上现有技术存在的问题，提出一种大频偏下载波频偏估计的帧结构设计方法，以在不增加导频数目的前提下，设计导频分段的帧结构，提高在低信噪比下载波频偏估计的精度。

本发明的技术方案是：根据等间隔导频序列的周期图特性，先对导频进行初始分段设计，之后在接收端得到受加性高斯白噪声AWGN信道和频偏影响的接收信号，然后对接收信号的多段导频序列做旋转平均周期图，再将周期图最大值对应的频率作为频偏的粗估计。最后在粗估计的结果附近进行细搜索，得到细估值后根据系统精度要求确定最终的帧格式设计。其实现步骤包括如下：

(1)选定FFT点数N_fft和旋转因子L，使得得到粗估计理论误差的最大值为：其中为频偏粗估计的频率分辨率，f_s为采样率，N为信号帧长；

(2)根据(1)中的参数，并在信号帧长为N、导频符号长度为P和数据符号长度为D的条件下，计算导频符号的初始分块数B：

其中表示向下取整，max{x,y}表示在数值x和数值y之间取最大值；

(3)在导频符号长度P和数据符号长度D固定的情况下，将导频和数据平均分成B段，并将各段导频分别插入各段数据之前；

(4)在确定分段数，加入系统存在的最大频偏值f后，送入AWGN信道，在接收端对接收信号进行频偏粗估计，计算得到粗估计值

(5)统计分段数B时频偏粗估计阶段的归一化载波频偏误差的均方根RMS，并更新导频分段数：

若B＝2，则直接更新B＝B+1，并返回到步骤(3)；

若B＞2时，且在工作信噪比处所出现的RMS最大值小于此时的搜索半周期则更新B＝B+1，并返回到步骤(3)；

否则，分段数B更新结束，最终确定分段数B，记为B_e，并返回到步骤(3)，且在后续步骤中不再执行步骤(5)，即不再更新导频分段数；

(6)确定载波频偏估计的搜索范围：

(7)在搜索范围内进行最大似然载波频偏估计，得到细估计值

(8)判断细估计值是否满足精度要求：

若此时的细估计精度不满足所需的精度，返回步骤(5)更新分段数；

否则，结束分段过程，得到最终的分段数B_e。

本发明与现有技术相比具有以下优点：

第一，由于本发明对接收信号中的多段等间隔导频序列做旋转平均周期图，因此可以减小方差，减小错误估计的概率，当导频分多段后每段导频符号很少时，可以通过细估计得到所预期的最终频偏估计值。

第二，该发明由于在不增加导频数目的基础上，通过对导频分段的方式进行设计，确定最终的分段数，进一步提高了频偏估计精度和BER性能。

第三，本发明由于在细估计阶段通过设置搜索步长因子，提高了估计精度。

仿真结果表明，本发明在大频偏下细估计值随分段数的增多而更加精确，改善了大频偏对接收信号检测性能的影响，提高了频偏估计的性能。

附图说明

图1本发明的实现流程图；

图2为本发明中所用的导频数据帧结构；

图3为用本发明不同分段数下的帧结构在[28710.9357Hz，30078.125Hz]频偏内，仿真误比特率随信噪比变化的曲线图；

图4为用本发明的分4段的帧结构在[28710.9357Hz，30078.125Hz]频偏内和不同的搜索步长因子条件下，仿真误比特率随信噪比变化的曲线图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明实施例和效果做进一步的描述。

本实例的应用场景是跳频通信系统中每跳的频偏估计。发送端将每跳的信息调制之后送入信道。其中调制使用QPSK调制，信道采用附加载波频偏的加性高斯白噪声；在接收端，对每一跳的信息序列进行载波频偏估计，得到相应的频偏估计值，并对相应跳的接收序列进行补偿，最后对补偿后的接收序列解调译码。

参照图1，本实例的具体实现步骤如下：

步骤1，设置初始的分段数。

(1a)选定FFT点数N_fft和旋转因子L，使得得到粗估计理论误差的最大值为：其中为频偏粗估计的频率分辨率，f_s为采样率，N为信号帧长；

(1b)根据(1a)中的参数，并在信号帧长为N、导频符号长度为P和数据符号长度为D的条件下，计算周期导频符号的初始分块数B：

其中表示向下取整，max{x,y}表示在数值x和数值y之间取最大值。

步骤2，获取发送的调制信号s(n)。

(2a)根据分段数B构建数据帧结构，如图2所示。在该实例中，帧结构中的数据部分是指信息比特经过Turbo编码后的数据；

(2b)对(2a)构建的数据帧进行QPSK调制，得到调制信号s(n)。

步骤3，获取接收信号r(n)。

将调制信号s(n)送入附加系统存在的最大频偏的加性高斯白噪声的信道，得到具有频偏和噪声的信号r(n)。

步骤4，频偏粗估计。

(4a)将接收信号r(n)中的B段导频分别去调制，得到各段导频的去调制序列：

其中为接收信号r(n)中的各段导频信息序列，b＝1,2,3,...,B，p^*(n)是本地导频调制信号p(n)的共轭；

(4b)对各段导频的去调制序列做旋转平均周期图，将周期图最大值对应的频率作为频偏的粗估计结果

步骤5，更新导频分段数。

统计分段数B时频偏粗估计的归一化载波频偏误差的均方根RMS；

若B＝2，则直接更新B＝B+1，并返回到步骤2；

若B＞2时，且在工作信噪比处所出现的RMS最大值小于此时的搜索半周期则更新B＝B+1，并返回到步骤2；

否则，分段数B更新结束，输出最终确定的分段数B_e，并返回到步骤2，且在后续步骤中不再执行步骤5，即不再更新导频分段数。

步骤6，频偏细估计。

(6a)利用粗估计值对各段导频的去调制序列进行补偿，得到各段导频的去调制序列补偿后的序列其中b＝1,2,3,...,B_e；

(6b)在粗估计值附近进行细搜索，得到等间隔导频数据序列的周期图：

其中是各段导频符号的位置构成的集合，表示第i段导频符号的位置，i＝1,2,...,B_e，表示在每段导频中的位置，表示搜索因子l的取值，α表示在此搜索范围内进行细搜索时的搜索步长因子，其大小将影响细估计的精度；

(6c)在范围内，对等间隔导频数据序列的周期图V(l)进行最大似然载波频偏细估计，得到频偏细估计值其中表示等间隔导频数据序列的周期图中最大值对应的位置。

步骤7，对细估计值进行判断：

(7a)设定频偏估计值与真实值的误差阈值ε；

(7b)计算频偏细估计值和频偏真实值f的误差：

(7c)判断与阈值ε的关系：

若则返回步骤5，更新分段数；

否则，结束分段过程，得到最终的分段数B_e。

本发明的效果可以通过以下仿真进一步说明：

1.仿真系统参数设置

本发明的仿真使用MATLAB R2017a仿真软件，仿真参数为：导频符号长度P为480，Turbo编码之后的数据符号长度D为2048，其帧长N为2528，采样率f_s为2.8MHz，FFT点数N_fft为2048，旋转因子L为1。

仿真中所加的较大随机频偏为[28710.9357Hz，30078.125Hz]，信道编码为Turbo码，调制方式为QPSK，初始分段数B＝2。

2.仿真内容

仿真1，用本发明不同分段数下的帧结构，在[28710.9357Hz，30078.125Hz]频偏内，仿真误比特率BER与信噪比的关系10000次，结果如图3。

由图3可见，分段数由2变为4时，误比特率性能提升相对明显，比如在1.9dB处，BER由3.058*10^-5变为1.473*10^-5；分8段和16段时，相比于分4段，BER性能改善效果不明显，这是因为频偏细估计值已经趋于稳定。因此，在此系统参数条件下，使用该方法进行频偏估计时，最终确定导频分段数为4。

仿真2，用本发明的分4段的帧结构，在[28710.9357Hz，30078.125Hz]频偏内和不同的搜索步长因子α条件下，仿真误比特率BER与信噪比的关系10000次，结果如图4。

由图4所见，α取0.05、0.01和0.005时，性能依次提升。当α取0.001时，性能提升已经不明显，这是因为频偏细估计值已经在α＝0.005时趋于稳定。

Claims (3)

1.大频偏下载波频偏估计的帧结构设计方法，包括：

(1)选定FFT点数N_fft和旋转因子L，使得得到粗估计理论误差的最大值为：其中为频偏粗估计的频率分辨率，f_s为采样率，N为信号帧长；

(2)根据(1)中的参数，并在信号帧长为N、导频符号长度为P和数据符号长度为D的条件下，计算周期导频符号的初始分块数B：

其中表示向下取整，max{x,y}表示在数值x和数值y之间取最大值；

(3)在导频符号长度P和数据符号长度D固定的情况下，将导频和数据平均分成B段，并将各段导频分别插入各段数据之前；

(4)在确定分段数，加入系统存在的最大频偏值f后，送入AWGN信道，在接收端对接收信号进行频偏粗估计，进行频偏粗估计，计算得到粗估计值

(5)统计分段数B时频偏粗估计阶段的归一化载波频偏误差的均方根RMS，并更新导频分段数：

若B＝2，则直接更新B＝B+1，并返回到步骤(3)；

若B＞2时，且在工作信噪比处所出现的RMS最大值小于此时的搜索半周期则更新B＝B+1，并返回到步骤(3)；

否则，分段数B更新结束，最终确定分段数B，记为B_e，并返回到步骤(3)，且在后续步骤中不再执行步骤(5)，即不再更新导频分段数；

(6)确定载波频偏估计的搜索范围：

(7)在搜索范围内进行最大似然载波频偏估计，得到细估计值

(8)判断细估计值是否满足精度要求：

若此时的细估计精度不满足所需的精度，返回步骤(5)更新分段数；

否则，结束分段过程，得到最终的分段数B_e。

2.根据权利要求1所述的方法，其中(4)中计算频偏粗估计值按如下步骤进行：

(4a)将接收信号r(n)中的B_e段导频分别去调制，得到各段导频的去调制序列：其中 为接收信号r(n)中的各段导频信息序列，p^*(n)是本地导频调制信号p(n)的共轭；

(4b)对各段导频的去调制序列做旋转平均周期图，并将周期图最大值对应的频率作为频偏粗估计的结果

3.根据权利要求1所述的方法，其中(7)中计算频偏细估计值按如下步骤进行：

(7a)利用粗估计值对各段导频的去调制序列进行补偿，得到各段导频的去调制序列补偿后的序列其中b＝1,2,3,...,B_e；

(7b)在频偏粗估值附近细搜索，得到等间隔导频数据序列的周期图：

其中是各段导频符号的位置构成的集合，表示各段导频符号的位置，i＝1,2,...,B_e，表示在每段导频中的位置，表示搜索因子l的取值，α表示在此搜索范围内进行细搜索时的搜索步长因子，其大小将影响细估计的精度；

(7c)在范围内对等间隔导频数据序列的周期图V(l)进行最大似然载波频偏细估计，得到频偏细估计值其中表示等间隔导频数据序列的周期图最大值对应的位置。