CN101431498B - 一种灵活子载波调制系统的解调方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种灵活子载波调制系统的解调方法，步骤如下：对接收端得到的数字基带信号，利用二维短时滑动自相关的方法，完成联合的粗帧同步、定时频率同步以及前载波频率同步，得到粗略帧同步位置以及经过初步同步的信号；进行联合的细帧同步、后载波频率同步，以及定时相位偏差补偿，得到经过同步参数校正后的信号；进行帧模式识别，得到信号帧结构信息；进行初始信道估计，得到初始信道估计结果；对每个数据帧，进行数据指导信道估计，得到信道冲激响应的估计结果，以及OFDM解调数据。利用本发明的解调方法和解调装置，可对接收端得到的数字基带信号进行有效解调，完成解调过程中需要的同步和信道估计任务，获得较好的解调数据和信道估计结果。

Description

一种灵活子载波调制系统的解调方法及装置

技术领域

本发明涉及数字信息传输技术领域，尤其涉及一种灵活子载波调制系统的解调方法及装置。

背景技术

在数字通信系统中，OFDM(Orhorgonal Frequency DivisionMultiplexing，正交频分复用)调制技术由于其在抗干扰和提高频带利用率方面的优势逐渐得到广泛的发展。OFDM技术将高速的数据流通过串并转换，分配到传输速率相对较低的若干个子信道中进行传输，达到提高信道利用率的目的。

在OFDM调制过程中，若使用零符号调制部分子载波，则可将这部分子载波称为虚拟子载波，对应的把用待传输数据调制的子载波称为有效子载波。当有效子载波中心位置不变，调整有效子载波的个数时，可改变系统实际带宽；也可通过调整有效子载波中心位置和数量，实现全数字基带跳频调制。另一方面，当使用虚拟子载波实现变带宽时，由于时域伪随机序列的带宽无法灵活变化，因此不能用伪随机序列填充保护间隔，应使用循环前缀填充或零填充。中国发明专利《子载波调制方法和装置》(申请号：200810114121.3)提出了一种灵活子载波调制系统，利用虚拟子载波技术和CP-OFDM技术实现一种灵活子载波调制方法，可以应用于数字基带变带宽系统或数字基带跳频调制系统。

在接收端进行解调时，解调方法和装置，包括接收机同步和信道估计，是解调系统的重要组成部分。首先，接收机同步是数字通信系统接收机设计和实现的首要任务，没有准确和可靠的同步就不能对传送的数据进行有效和可靠的接收。在恶劣的宽带无线移动传输条件下，接收信号通常存在许多不理想因素，如信道时延扩展引起的频率选择性衰落、信道多普勒扩展引起的时间选择性衰落、接收机噪声以及接收机的载波偏差和定时偏差等。因此要求系统接收端的同步算法能够有效的对抗这些不理想因素，从而保证准确和可靠的同步。其次，由于无线信道是一个时间色散信道，将会造成信号的畸变，对信号的有效解调带来干扰。因此，解调系统需要具有对信道响应进行估计的能力，以便对接收信号进行补偿，可靠解调数据。

为了使通信系统实现小型化合集成化，目前接收机多使用全数字基带解调技术。全数字基带解调技术指用数字技术在离散域实现载波同步和定时同步的数字解调技术。本发明即针对灵活子载波调制系统，提出一种接收机的全数字解调方法和实现装置，可获得较好的同步以及信道估计效果，保证解调的有效实现。

对于OFDM系统而言，定时偏差、载波频率偏差会破坏子载波之间的正交性，带来系统性能的下降，因此，OFDM解调系统要求实现较好的帧同步、定时同步和载波同步。

由于灵活子载波系统中，数据帧中有效子载波位置和数量可随需要变化，因此，使用导频的同步方法(如Baoguo Yang，Khaled BenLetaief.etal.，Timing Recovery for OFDM Transmission，IEEEJOURNAL ON SELECTED AREAS IN COMMUNICATIONS，VOL.18，NO.11，Nov.2000和P.H.Moose，A Technique for OrthogonalFrequency Division Multiplexing Frequency Offset Correction，IEEETransactions on Communications，Vol 42，Issue 10，Oct.1994，Page(s)：2908-2914.中提到的定时同步及载波同步方法)将不适用于该系统。另一方面，有效子载波变化导致不能在时域填充PN序列，因此，利用时域PN相关性的同步方法(如J.Wang，Z.X.Yang，C.Y.Pan，M.Han，and L.Yang，A combined code acquisition and symbol timingrecovery method for TDS-OFDM，IEEE Trans.Broadcast.，vol.49，no.3，pp.304-308，2003.和F.Tufvesson，O.Edfors，M.Faulkner，Time andfrequency synchronization for OFDM using PN-Sequence preambles，IEEE VTC′99，1999，pp2203-220.7中提到的定时同步及载波同步方法)也不再适用于该系统。然而，在灵活子载波系统中，数据帧的循环特性不受子载波不同结构影响，另一方面，用作时隙帧头的训练帧传输的是已知数据块及其循环前缀，因此，可以利用数据帧的循环特性和训练帧的已知特性完成同步。中国发明专利《基于二维短时滑动自相关的联合同步方法及其接收端》(申请号：200810116759.0)提出了一种利用发送信号的循环特性进行联合同步的方法。考虑到灵活子载波系统帧结构的循环特性，本发明提出在这种方法的基础上，完成粗帧同步及定时、前载波同步。另外，考虑到上述方法在精度与范围上的局限性，根据灵活子载波系统帧结构提供的训练帧信息，本发明进一步提出了精细帧同步及后载波同步的方法。

由于灵活子载波系统中，没有使用训练序列填充数据帧之间的保护间隔，同时，也没有使用导频，因此，通常所用的使用训练序列或导频的信道估计方法均无法使用。另一方面，中国发明专利《用于OFDM系统的数据指导信道估计方法及其实现装置》(申请号：200810111937.0)中提出一种利用部分判决数据进行信道估计的方法，具有更容易抵抗噪声干扰、进行信道估计更为准确、部分判决能有助抑制噪声的优点。这种方法不需要利用导频或已知训练序列，因此，本发明在这种方法的基础上，进行一些改进，应用于本解调系统之中。

发明内容

本发明根据灵活子载波调制系统要求，提出相应的解调方法和装置，实现对接收端的数字基带信号进行解调，得到信道估计结果和OFDM解调数据以用于解映射和后续步骤。

本发明的技术方案提出一种灵活子载波调制系统的解调方法，包括以下步骤：

S101、对接收端得到的数字基带信号，利用二维短时滑动自相关的方法，完成联合的粗帧同步、定时频率同步以及前载波频率同步，得到粗略帧同步位置以及经过初步同步的信号；

S102、对所述得到的粗略帧同步位置及经过初步同步的信号，进行联合的细帧同步、后载波频率同步，以及定时相位偏差补偿，得到经过同步参数校正后的信号；

S103、利用所述经过同步参数校正后的信号，进行帧模式识别，得到信号帧结构信息；

S104、利用所述经过同步参数校正后信号中的接收训练帧，进行初始信道估计，得到初始信道估计结果；

S105、利用所述经过同步参数校正后的信号及所述信号帧结构信息，对每个数据帧，进行数据指导信道估计，得到信道冲激响应的估计结果，以及OFDM解调数据。

上述的解调方法中，所述步骤S102的联合细帧同步、后载波频率同步具体包括以下步骤：

S102A、根据所述得到的粗略帧同步位置，利用帧结构或利用接收序列与本地训练序列的相关结果，确定接收训练帧位置，得到接收训练帧帧体；

S102B、利用所述接收训练帧帧体，计算接收训练帧帧体的离散傅里叶变换结果，得到用于调制训练帧子载波的频域训练序列的估计结果；

S102C、利用所述频域训练序列的估计结果，估计剩余的载波频偏、剩余定时相位偏差以及帧同步偏差，得到载波频偏估计结果、定时相偏估计结果和帧同步偏差估计结果；

S102D、利用所述载波频偏估计结果、定时相偏估计结果和帧同步偏差估计结果，进行载波频偏补偿、定时相偏补偿，并更新帧同步位置，得到经过同步参数校正后的信号。

上述的解调方法中，所述步骤S104利用完成同步后的训练帧获得初始信道估计结果，具体包括以下步骤：

S104A、利用经过同步参数校正后信号中的接收训练帧帧体数据，进行离散傅里叶变换，得到接收训练帧帧体的离散傅里叶变换结果；

S104B、利用所述离散傅里叶变换结果及本地训练帧频域填充内容，得到信道频率响应估计值；

S104C、对所述信道频率响应估计值进行离散傅里叶逆变换，得到信道冲激响应估计值：

S104D、对所述信道冲激响应估计值进行处理，得到初始信道估计结果。

上述的解调方法中，所述步骤S105对每个数据帧进行数据指导信道估计得到信道冲激响应的估计结果以及均衡后的OFDM解调数据，具体包括以下步骤：

S105A、根据初始信道估计结果，利用部分或全部恢复的频域数据符号进行当前信号帧信道估计，获得信道频率响应的估计值；

S105B、利用所述信道频率响应的估计值，根据信号帧结构信息，更新相应位置初始信道估计的信道频率响应估计值；

S105C、对更新后的信道频率响应估计值进行离散傅立叶逆变换，并对所得结果进行滤波，得到信道冲激响应估计，即数据指导信道估计结果；

S105D、对所述数据指导信道估计结果进行后处理，得到当前帧本次迭代的信道估计结果，将其作为初始信道估计结果，返回步骤S105A处理下一帧数据；若需要进行迭代，则将此信道估计结果作为下一次迭代的初始信道估计结果，返回步骤S105A对本帧数据进行下一次迭代。

本发明的技术方案还提出一种灵活子载波调制系统的解调装置，包括：

联合的粗帧同步单元，用于对接收端得到的数字基带信号，利用二维短时滑动自相关的方法，完成联合的粗帧同步、定时频率同步以及前载波频率同步，得到粗略帧同步位置以及经过初步同步的信号；

联合的细帧同步单元，用于对上述已获得粗略帧同步位置及经过初步同步的信号，进行联合的细帧同步、后载波频率同步、以及定时相位偏差补偿，得到经过同步参数校正后的信号；

初始信道估计单元，用于利用经过同步参数校正后信号中的接收训练帧，进行初始信道估计，得到初始信道估计结果；

帧模式识别单元，用于利用虚拟子载波和有效子载波能量差别，获得信号帧结构信息；

信道估计单元，用于利用经过同步参数校正后的信号和上述信号帧结构信息，对每个数据帧，进行数据指导信道估计，得到信道冲激响应的估计结果，以及OFDM解调数据。

上述的解调装置中，所述联合的细帧同步单元包括：

离散傅里叶变换子单元，用于计算时隙帧头的训练帧的离散傅里叶变换；

后载波频偏估计子单元，用于估计子载波整数倍的载波频偏；

定时相偏估计子单元，用于估计残留的定时相位偏差。

精细帧同步子单元，用于利用训练帧的数据完成精细帧同步；

同步校正/补偿子单元，用于利用估计的载波频偏、定时相偏，校正载波频偏、定时相偏。

利用本发明提出的解调方法和解调装置，可对灵活子载波调制系统接收端得到数字基带信号进行有效解调，完成解调过程中需要的同步和信道估计任务，获得较好的解调数据和信道估计结果，方便在解调系统之后进行解映射和后续步骤。

附图说明

图1是本发明所适用的调制系统框图；

图2是本发明灵活子载波解调方法实施例一流程图；

图3是本发明解调方法实施例二的传输系统时隙帧结构；

图4是存在100kHz载波频偏时，有效子载波个数为1700时，本发明实施例二的接收序列进行二维短时滑动自相关后，在时间维度上的相关峰幅度曲线；

图5是存在100kHz载波频偏时，有效子载波个数为800时，本发明实施例二的接收序列进行二维短时滑动自相关后，在时间维度上的相关峰幅度曲线；

图6是在信噪比为10dB的AWGN信道下，存在100kHz的载波频偏时，本发明实施例二中所述定时频偏估计方法的鉴频曲线；

图7是在信噪比为10dB的广电八信道下，存在60ppm的定时频偏时，本发明实施例二中所述分数倍载波频偏估计方法的鉴频曲线；

图8是在信噪比为10dB的广电八信道下，存在60ppm的定时频偏，有效子载波个数为1700时，本发明实施例二中所述后载波频偏估计方法的鉴频曲线；

图9是在信噪比为10dB的广电八信道下，存在60ppm的定时频偏时，有效子载波个数为1700时，本发明实施例二中所述后载波频偏估计方法的鉴频曲线；

图10是本发明实施例三的信道估计方法流程图；

图11是本发明灵活子载波调制系统的解调装置实施例图；

图12是本发明解调装置实施例中联合的细帧同步单元框图。

具体实施方式

以下实施例用于说明本发明，但不用来限制本发明的范围。

本发明根据灵活子载波调制系统的帧结构和调制方式，提出相应的解调方法和装置，实现对接收端得到的数字基带信号进行解调，得到信道冲激响应的估计结果以及OFDM解调数据以用于解映射和后续步骤。

实施例1

本发明实施例提供了一种灵活子载波解调系统实现方法及实现装置。此解调方法适用的灵活子载波调制系统工作流程如图1所示，首先，将待传输数据进行OFDM调制，其有效子载波个数为K，总子载波个数为M，虚拟子载波的个数为M-K，并用OFDM数据帧体的循环前缀填充保护间隔，形成CP-OFDM数据帧，其中，有效子载波的个数和位置由信息调整模块配置，完成变带宽或调频功能；其次，根据CP-OFDM数据帧，利用训练序列生成CP-OFDM训练帧，训练序列用于调制CP-OFDM数据帧体，其有效子载波的个数为L，总子载波的个数为N，虚拟子载波的个数为L-N；再次，将CP-OFDM训练帧作为时隙帧头，将CP-OFDM数据帧或按照CP-OFDM数据帧的生成方法生成的多个CP-OFDM数据帧作为有效数据部分，将时隙帧头和有效数据部分组成一个时隙帧；最后，根据待传输数据内容，根据上述方式，生成新的时隙帧。

针对上述调制系统，本发明实施例提出的解调系统流程图如图2所示，具体包括以下步骤：

S101、对接收端得到的数字基带信号，利用二维短时滑动自相关的方法，完成联合的粗帧同步、定时频率同步以及前载波频率同步，得到粗略帧同步位置以及经过初步同步的信号。本步骤利用CP带来的循环特性完成。

S102、对上述已获得粗略帧同步位置及经过初步同步的信号，进行联合的细帧同步、后载波频率同步以及定时相位偏差的补偿，得到经过同步参数校正后的信号。由于步骤S101中，使用CP的循环特性完成的粗帧同步及前载波频率同步通常不够精确，也没有补偿定时相位偏差，因此，需要进行进一步的精细帧同步、后载波频率同步以及定时相偏补偿。本步骤利用接收训练帧完成，具体包括以下步骤：

S102A、根据上述粗略帧同步位置，利用帧结构或利用接收序列与本地训练序列的相关结果，确定接收训练帧位置，得到接收训练帧帧体；

当训练帧长度与数据帧不同时，利用步骤S101中的二维相关峰位置，确定接收训练帧的位置；当训练帧长度与数据帧相同时，利用本地训练帧与接收序列进行互相关，利用相关峰位置可确定接收训练帧位置。

S102B、利用上述接收训练帧帧体，计算接收训练帧帧体的离散傅里叶变换结果，得到用于调制训练帧子载波的频域训练序列的估计结果；

S102C、利用上述频域训练序列的估计结果，估计剩余的载波频偏、剩余定时相位偏差以及帧同步偏差，得到载波频偏估计结果、定时相偏估计结果和帧同步偏差估计结果；

S102D、利用上述载波频偏估计结果、定时相偏估计结果和帧同步偏差估计结果，进行载波频偏补偿、定时相偏补偿，并更新帧同步位置，得到经过同步参数校正后的信号。

S103、利用经过同步参数校正后的信号进行帧模式识别，得到信号帧结构信息。

S104、利用经过同步参数校正后信号中的接收训练帧，进行初始信道估计，得到初始信道估计结果。具体包括以下步骤：

S104A、利用经过同步参数校正后信号中的接收训练帧帧体数据，进行离散傅里叶变换，得到接收训练帧帧体的离散傅里叶变换结果；

S104B、利用上述离散傅里叶变换结果及本地训练帧频域填充内容，得到信道频率响应估计值；

S104C、对上述信道频率响应估计值进行离散傅里叶逆变换，得到信道冲激响应估计值；

S104D、对上述信道冲激响应估计值进行处理，得到初始信道估计结果。

S105、利用经过同步参数校正后的信号和上述信号帧结构信息，对每个数据帧，进行数据指导信道估计，得到信道冲激响应的估计结果，以及OFDM解调数据。具体包括以下步骤：

S105A、根据初始信道估计结果，利用部分或全部恢复的频域数据符号进行当前信号帧信道估计，获得信道频率响应的估计值；

S105B、利用所述信道频率响应的估计值，根据信号帧结构信息，更新相应位置初始信道估计的信道频率响应估计值；

S105C、对更新后的信道频率响应估计进行离散傅立叶逆变换，并对所得结果进行滤波，得到信道冲激响应估计，即数据指导信道估计结果；

S105D、对数据指导信道估计结果进行后处理，得到当前帧本次迭代的信道估计结果，将其作为初始信道估计结果，返回步骤S105A处理下一帧数据；若需要进行迭代，则将此信道估计结果作为下一次迭代的初始信道估计结果，返回步骤S105A对本帧数据进行下一次迭代。

实施例二

本发明方法实施例二的调制系统采用的时隙帧结构如图3所示。信号帧由2048符号的OFDM数据体及其256符号的循环前缀组成。OFDM数据体中总子载波数量为2048，其中，有效子载波连续分布，填充待传输数据，数量随所需带宽变化，其余子载波为虚拟子载波。信号帧中不含导频等任何已知信息。时隙帧头填充的训练帧由2048符号的OFDM已知数据体及其256符号的循环前缀组成。训练帧的总子载波数量为2048，选择长度为2047的PN序列补零后得到2048长度的PN序列；每个子载波位置对应一个2048长度的PN序列位置，若子载波为有效子载波，则填充对应PN序列样值，若子载波为虚拟子载波，则填充零；有效子载波连续分布，且子载波数量随所需带宽变化。符号速率假设为0.9Msymbol/s。假设接收机数字基带解调端工作在2倍采样速率。

灵活子载波系统由于带宽可灵活改变，因此不能在时域填充PN序列，导致普通的同步方法不可行。然而，由于使用了时域循环前缀填充保护间隔，就使每个数据帧和训练帧均具有一定的循环特性，而且有效子载波个数和位置的变化对数据帧的时域循环特性没有影响，因此，可以利用数据的循环特性完成同步过程。

另外，由于子载波个数和位置都会发生改变，必须进行模式识别，判断当前系统的子载波个数及位置信息，同时要选择一种同步和信道估计算法，使同步和信道估计的结果不依赖于子载波个数及位置信息，或可根据子载波模式进行调整。

基于以上分析，本发明提供一种解调方法实施例二用于上述传输系统的实施方式，具体包括以下步骤：

S101、对接收端得到的数字基带信号，利用二维短时滑动自相关的方法，完成联合的粗帧同步、定时频率同步以及前载波频率同步，得到粗略帧同步位置以及经过初步同步的信号。具体实施方式可参见中国发明专利《基于二维短时滑动自相关的同步方法及其接收端》(申请号：200810116759.0)。

利用二维短时滑动自相关的结果，可以找到接收信号中某个数据帧的末尾位置，同时利用接收信号与本地训练帧数据的互相关结果，可以确定接收训练帧的位置，在其他时隙帧结构条件下，如数据帧和训练帧长度不同时，也可利用帧结构信息确定接收训练帧的位置。由前述可知，有效子载波个数的变化，对数据帧的循环特性没有影响，因此对粗帧同步的效果没有影响。图4所示为载波频偏为100kHz时，有效子载波个数为1700时，时间维度上得到的二维短时滑动自相关结果的幅度。图5所示为载波频偏为100kHz时，有效子载波个数为800时，时间维度上得到的二维短时滑动自相关结果的幅度。由于循环特性及二维短时滑动相关峰不随有效子载波个数变化，因此以下对本实施例步骤S101中的前载波频率同步定时频率同步的性能分析均使用有效子载波为1700的情况。

利用专利《基于二维短时滑动自相关的同步方法》所述定时频偏的估计方法，可以得到定时频偏的估计结果。图6所示为在信噪比为10dB的AWGN信道下，当载波频偏为100kHz时，实施例二的定时频偏估计的鉴频曲线。

载波频偏估计主要利用了专利《基于二维短时滑动自相关的同步方法及其接收端》所述载波频偏的精细估计方法，可以得到载波频偏的精细估计结果，其估计范围为[-πN，π/N)，本实施例中N＝2048，因此估计范围为[-54.8Hz，54.8Hz)。图7所示为在信噪比为10dB的广电8信道下，存在60ppm的定时频偏时，实施例二的载波频偏估计的鉴频曲线。

S102、对上述已获得粗略帧同步位置及经过初步同步的信号，进行联合的细帧同步、后载波频率同步以及定时相位偏差的补偿，得到经过同步参数校正后的信号。本步骤利用接收训练帧完成，包括以下步骤：

S102A、根据上述粗略帧同步位置，利用帧结构或利用接收序列与本地训练序列的相关结果，确定接收训练帧位置，得到接收训练帧帧体；本实施例中，训练帧长度与数据帧相同，因此，利用粗帧同步位置及本地训练帧与接收信号的互相关，可得到相关峰，根据相关峰位置可以确定接收训练帧的粗略位置，得到接收训练帧帧体数据

如果接收信号是高倍采样信号，则应先进行一次下采样，恢复到一倍采样率。

S102B、利用上述接收训练帧帧体，计算接收训练帧帧体的离散傅里叶变换结果，得到用于调制训练帧子载波的频域训练序列的估计结果。对接收训练帧帧体计算离散傅立叶变换，可获得频域训练序列的估计结果

即

${\left\{{\hat{R}}_{i,k}\right\}}_{k=0}^{N-1}=\mathrm{FFT}\left({\left\{r_{i,n}\right\}}_{n=0}^{N-1}\right).$

S102C、利用上述频域训练序列的估计结果

估计剩余的载波频偏、剩余定时相位偏差以及帧同步偏差，得到载波频偏估计结果、定时相偏估计结果和帧同步偏差估计结果。  具体步骤如下：

S102C1、利用上述频域训练序列的估计结果

估计剩余的载波频偏，得到载波频偏估计结果。

存在整数倍载波频偏时，接收训练帧频域数据是原频域数据的循环移位，另外，由于训练帧频域填充的训练序列是已知的PN序列根据所需带宽的截断，因此，可利用本地训练序列和频域训练序列估计结果计算得到整数倍载波频偏的估计结果。优选实施例具体步骤如下：

a.计算本地训练序列和接收频域训练序列估计结果的互相关，获得互相关结果μ(l)。

$\mathrm{\μ}\left(l\right)=\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}\hat{R}\left(k\right)*{\left\{C^{*}(k-l)\right\}}_N,$ 0≤l≤N-1。

其中，{C^*(k-l)}_N是本地序列

共轭转置的循环移位，带宽不同时，

本地PN序列根据带宽进行的截断。为接收频域训练序列估计结果。N为接收训练序列帧体长度，本实施例中，N为2048。

b.利用上述相关结果，找到相关结果的幅度峰值l_opt。

$l_{\mathrm{opt}}=\arg \underset{l}{\max }\left|\mathrm{\μ}\left(l\right)\right|.$

c.利用上述峰值l_opt，得到整数倍载波频偏估计结果

其中，为整数倍载波频偏的估计结果，即载波频偏为

个子载波间隔。则对应的整数倍载波频偏为：

$\widehat{\mathrm{\ω}}=\frac{2\mathrm{\π}\hat{l}}{N}.$

m为比例因子，其取值与接收端过采样率有关。本实施例中，由于接收端过采样2倍，所以m取1/2。这种载波频偏估计方法的归一化估计范围为[-π/2，π/2)，本实施例中，符号速率为0.9Msymbol/s，因此估计范围即[-225kHz，225kHz)，估计精度为一个子载波间隔的m倍，本实施例中为54.8Hz。

在信噪比为10dB的广电8信道下，当定时频偏为60ppm时，图8所示为有效子载波为1700时上述后载波估计方法的鉴频曲线。图9所示为有效子载波为800时上述后载波估计方法的鉴频曲线。

S102C2、利用上述频域训练序列的估计结果估计剩余的定时相位偏差，得到定时相偏估计结果。

对存在定时相偏的系统，设Δt_y为定时相偏，若不考虑接收信号噪声以及定时频率的影响，则接收到信号采样后的频域值可表示为： $R_{i,k}=C_{i,k}{e}^{-j2\mathrm{\πk}{\mathrm{\Δt}}_y/\left({\mathrm{NT}}_s\right)}.$ 因此，可利用本地训练序列和频域训练序列估计结果的相干自相关进行定时相偏的估计。优选实施例具体步骤为：

a.利用接收训练帧频域数据的估计结果

和本地接收训练帧填充结果，计算频域相干结果：

$Z\left(k\right)=\hat{R}\left(k\right)C^{*}\left(k\right);$

b.利用上述相干结果计算自相关：

$S\left(l\right)={\mathrm{\Σ}}_{k=0}^{K-1}{Z}^{*}(k-l)Z\left(k\right);$

c.由自相关峰相角可得估计结果：

$\mathrm{\Δ}{\hat{t}}_y=\arg \left[S\left(l\right)\right]/l;$

S102C3、利用上述频域训练序列的估计结果

估计剩余帧同步偏差，得到帧同步偏差估计结果。优选实施例具体步骤如下：

由于步骤S101中使用二维短时滑动相关实现的帧同步存在一定误差，因此需要更为精细的帧同步方法。本实施例利用频域训练序列估计结果，得到更精确的帧同步结果，更新帧同步位置。具体实现方法为：

a.计算上述接收频域训练序列估计结果

和本地频域训练序列共轭乘积的离散傅里叶逆变换

$D_{i,n}=\mathrm{IFFT}\left({\hat{R}}_{i,k}{C}_{i,k}^{*}\right)$

b.根据上述离散傅里叶逆变换

求得帧同步偏差估计值

$\widehat{\mathrm{\Ω}}=\arg \underset{n}{\max }\left\{\left|D_{i,n}\right|\right\}$

上述步骤S102C1、S102C2、S102C3的先后顺序可互换。

S102D、利用上述载波频偏估计结果、定时相偏估计结果和帧同步偏差估计结果，进行载波频偏补偿、定时相偏补偿，并更新帧同步位置，得到经过同步参数校正后的信号。具体方法为：

利用由步骤S102C1得到的载波频偏估计结果，利用数字变频技术补偿载波频率偏差，完成后载波频率同步；利用步骤S102C2得到的定时相位偏差估计结果，补偿定时相位偏差；利用步骤S102C3得到的帧同步偏差估计结果，更新帧同步位置，完成精细帧同步。

S103、利用经过同步参数校正后的信号进行帧模式识别，得到信号帧结构信息。由于有效子载波个数可变，发送数据的带宽可以发生变化。因此在接收数据时，接收机需要判断数据的实际带宽大小，也即判断数据帧模式。这一部分可以利用有效子载波与虚拟子载波的不同能量来实现。由于有效子载波上调制的是有效数据，而虚拟子载波上调制的是零符号，因此，虚拟子载波所携带的能量要远低于有效子载波能量。因此，可以通过能量窗滑动的方法获得有效子载波位置信息，从而得到实际带宽信息。

优选实施例具体步骤为：

a.获得完成帧同步、载波同步、定时同步后的一个数据帧，做傅里叶变换，得到其频域序列

b.设置一个阈值p_th能量累加长度L，其中L<N/2。

c.从上述频域序列开头起，累加L个符号的能量，获得能量的累加结果：

$P_{\mathrm{sum}}=\underset{k=l}{\overset{l+L}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\hat{Y}}_{i,k}$

d.当能量累加结果大于p_th认为是有效子载波开始的位置。根据有效子载波的位置和数量信息，可以判断实际带宽的大小，从而得到数据帧结构信息，实现模数识别。

以上算法中，阈值p_th由发送数据方差决定。可利用扫描多个数据帧的结果获得更精确的有效子载波位置信息，从而更精确的判断数据帧模式。

S104、利用经过同步参数校正后信号中的接收训练帧，进行初始信道估计，得到初始信道估计结果。

具体实现方法为：

S104A、利用经过同步参数校正后信号中的接收训练帧帧体数据

进行离散傅里叶变换，得到接收训练帧帧体的离散傅里叶变换结果

S104B、利用上述离散傅里叶变换结果及本地接收训练帧频域填充内容

可得信道频率响应估计值

其中：

$\hat{H}\left(k\right)=\left\{\begin{array}{cc}\tilde{R}\left(k\right)/C\left(k\right),& C\left(k\right)\&NotEqual;0\\ 0,& C\left(k\right)=0\end{array}\right..$

S104C、对上述信道频率响应估计值

进行离散傅里叶逆变换，得到信道冲激响应估计值：

${\left\{{\hat{h}}_{i,n}\right\}}_{n=0}^{N-1}=\mathrm{IFFT}\left({\left\{{\tilde{H}}_{i,k}\right\}}_{k=0}^{N-1}\right),$

并估计的噪声门限h_th；

S104D、对上述信道冲激响应估计值进行处理，得到初始信道估计结果。将信道冲激响应估计值

中超过信道长度项置为零。另外，将信道冲激响应估计值中模值小于噪声门限h_th的置为零，得到初始信道估计结果。

S105、利用经过同步参数校正后的信号和上述信号帧结构信息，对每个数据帧，进行数据指导信道估计，得到信道冲激响应的估计结果，以及OFDM解调数据。实施方式可参见专利《用于OFDM系统的数据指导信道估计方法及其实现装置》，中国发明专利申请号200810111937.0。应用于本实施例中时，具体实施方式可简述如下：

S105A、根据初始信道估计结果，利用部分或全部恢复的频域数据符号进行当前信号帧信道估计，获得信道频率响应的估计值；

为了解调发送的频域数据符号，需要根据接收信号构建是与发送数据块

和信道冲激响应

的循环卷积

在本实施例中，因为每个信号帧的保护间隔利用其循环前缀填充，可以直接从接收信号中得到接收循环卷积根据

结合已知信道估计结果，即信道冲激响应

或信道频率响应

经过频域均衡，可以解调得到频域数据块的估计结果

其中 ${\hat{X}}_i\left(k\right)={\hat{Y}}_i\left(k\right)/{\hat{H}}_i\left(k\right),$

是的离散傅立叶变换，为零时，对应的设为零。

由于噪声和信道估计误差，频域数据块的估计结果中包含估计误差。为了抑制估计误差，利用部分判决技术(见中国发明专利《用于TDS-OFDM系统的信道估计方法》，申请号：200710175301.8)恢复部分或全部频域数据符号。利用恢复的频域数据符号和接收数据块，可计算得到信道频率响应的估计值，具体方法可参见中国发明专利《用于OFDM系统的数据指导信道估计方法及其实现装置》(申请号：200810111937.0)。

S105B、利用所述信道频率响应的估计值，根据信号帧结构信息，更新相应位置初始信道估计的信道频率响应估计值。

信号帧结构信息将提供有效子载波位置变化信息。对应于本实施例，由于有效子载波位置未曾变化，只需将上述数据指导信道估计结果作为新的初始信道频域相应。

S105C、对更新后的信道频率响应估计值进行离散傅立叶逆变换，并对所得结果进行滤波，得到信道冲激响应估计，即数据指导信道估计结果；

S105D、对数据指导信道估计结果进行后处理，得到当前帧本次迭代的信道估计结果，将其作为初始信道估计结果，返回步骤S105A处理下一帧数据；若需要进行迭代，则将此信道估计结果作为下一次迭代的初始信道估计结果，返回步骤S105A对本帧数据进行下一次迭代。

对信道估计结果的后处理可包括：对信道估计相应进行时域滤波，保证信道冲激相应长度有限；设置幅度门限，将信道冲激响应结果中低于门限的位置设置为零；进行时域获频域的平滑；进行能量归一化等操作。

实施例三

本发明方法实施例三的调制系统采用的时隙帧结构如下：信号帧由2048符号的OFDM数据体及其256符号的循环前缀组成。OFDM数据体中总子载波数量为2048，其中，有效子载波分为一部分或多部分连续分布，填充待传输数据，其中心位置可随时间变化，总数保持不变，其余子载波为虚拟子载波。通过有效子载波中心位置的变化，实现跳频。信号帧中不含导频等任何已知信息。时隙帧头填充的训练帧由2048符号的OFDM已知数据体及其256符号的循环前缀组成。由于跳频系统所占实际带宽超过总带宽，因此跳频调制系统可采用有效子载波个数较多的接收训练帧，使其所占带宽等于系统带宽。因此，使训练帧的总载波数量为2048，选择长度为2047的PN序列补零后得到2048长度的PN序列；每个子载波位置对应一个2048长度的PN序列位置。假设符号速率为0.9Msymbol/s。接收序列为使用2倍符号速率对接收信号采样得到的序列。

本发明提供的解调方法实施例三用于上述传输系统的实施方式，各步骤与上述实施例一相同，具体包括：

S101、对接收端得到的数字基带信号，利用二维短时滑动自相关的方法，完成联合的粗帧同步、定时频率同步以及前载波频率同步，得到粗略帧同步位置以及经过初步同步的信号。本步骤具体实施方式可参见中国发明专利《基于二维短时滑动自相关的同步方法及其接收端》(申请号：200810116759.0)，与实施例二相类似。

S102、对上述已获得粗略帧同步位置及经过初步同步的信号，进行联合的细帧同步、后载波频率同步以及定时相位偏差的补偿，得到经过同步参数校正后的信号。本步骤利用接收训练帧完成，实现流程与实施例二类似。

S103、利用经过同步参数校正后的信号进行帧模式识别，得到信号帧结构信息。在本实施例中，由于有效子载波中心位置将随跳频图样变化，因此需要对每一个数据帧，确定其有效子载波的位置和数量。具体实现方式与实施例一相似。

S104、利用经过同步参数校正后信号中的接收训练帧，进行初始信道估计，得到初始信道估计结果。

在本实施例中，训练帧所占带宽等于系统带宽，利用此接收训练帧获得初始信道估计。

优选实施例具体步骤为：

S104A、利用经过同步参数校正后信号中的接收训练帧帧体数据

进行离散傅里叶变换，得到接收训练帧帧体的离散傅里叶变换结果

S104B、利用上述离散傅里叶变换结果及本地接收训练帧频域填充内容

可得信道频率响应估计值

其中：

$\tilde{H}\left(k\right)=\tilde{R}\left(k\right)/C\left(k\right).$

S104C、对上述信道频率响应估计值进行离散傅里叶逆变换，得到信道冲激响应估计值：

${\left\{{\hat{h}}_{i,n}\right\}}_{n=0}^{N-1}=\mathrm{IFFT}\left({\left\{{\tilde{H}}_{i,k}\right\}}_{k=0}^{N-1}\right),$

并估计

的噪声门限h_th；

S104D、对上述信道冲激响应估计值进行处理，得到初始信道估计结果。将信道冲激响应估计值

中超过信道长度项置为零。另外，将信道冲激响应估计值中模值小于噪声门限hth的置为零，得到初始信道估计结果。

S105、利用经过同步参数校正后的信号和上述信号帧结构信息，对每个数据帧，进行数据指导信道估计，得到信道冲激响应的估计结果，以及OFDM解调数据。由于跳频系统中，有效子载波中心位置按照跳频图样随时间变化，因此，从较长时间上来看，数据所占总带宽为实际带宽，实际带宽比瞬时带宽所占频带更宽，信道估计部分需要估计信道频域冲激响应在实际带宽范围内所有子载波上的分量，需要随时间对其进行更新。如图10所示，本步骤S105的优选实施例具体步骤如下：

S105A、根据初始信道估计结果，利用部分或全部恢复的频域数据符号进行当前信号帧信道估计，获得信道频率响应的估计值；

S105B、利用所述信道频率响应的估计值，根据信号帧结构信息，更新相应位置初始信道估计的信道频率响应估计值。

由于有效子载波中心位置将发生变化，有效子载波对应的信道频率响应位置会改变，因此，对每一个数据帧，得到的信道频率响应估计值对应与该数据帧有效子载波位置，并非其实际占用带宽内所有子载波位置。因此，根据步骤S103提供的信号帧结构信息，可确定上述信道频率响应估计值对应的有效子载波位置，并对该位置的初始信道估计的信道频率响应进行更新。

S105C、对更新后的信道频率响应估计值进行离散傅立叶逆变换，并对所得结果进行滤波，得到信道冲激响应估计，即数据指导信道估计结果；

S105D、对数据指导信道估计结果进行后处理，得到当前帧本次迭代的信道估计结果，将其作为初始信道估计结果，返回步骤S105A处理下一帧数据；若需要进行迭代，则将此信道估计结果作为下一次迭代的初始信道估计结果，返回步骤S105A对本帧数据进行下一次迭代。

数据指导信道估计基本实现方法及判决可参见中国发明专利《用于OFDM系统的数据指导信道估计方法及其实现装置》(申请号：200810111937.0)。应用于本实施例中时，具体实施方式与实施例二相同。

图11中为本发明基于以上解调方法提出的灵活子载波解调装置的信号流程及关键步骤图。如图中所示，本发明提出的解调装置20包括：

联合的粗帧同步单元21，用于对接收端得到的数字基带信号，利用二维短时滑动自相关的方法，完成联合的粗帧同步，定时频率同步以及前载波频率同步，得到粗略帧同步位置以及经过初步同步的信号。此模块具体实现方式可参见中国发明专利《基于二维短时滑动自相关的同步方法及其接收端》(申请号：200810116759.0)。

联合的细帧同步单元22，用于对上述已获得粗略帧同步位置及经过初步同步的信号，进行联合的细帧同步，后载波频率同步，以及定时相位偏差补偿，得到经过同步参数校正后的信号，实现方法如图12所示，主要包括：离散傅里叶变换子单元221，用于计算接收训练帧的离散傅里叶变换；整数倍载波频偏估计子单元222，用于估计整数倍的载波频偏；精细帧同步子单元223，用于利用接收训练帧的数据完成精细帧同步；同步校正/补偿子单元224，用于根据估计结果校正载波频偏和定时相偏。

初始信道估计单元23，用于利用经过同步参数校正后信号中的接收训练帧，进行初始信道估计，得到初始信道估计结果。

信道估计单元24，用于利用经过同步参数校正后的信号和上述信号帧结构信息，对每个数据帧，进行数据指导信道估计，得到信道冲激响应的估计结果，以及OFDM解调数据。

帧模式识别单元25，用于利用虚拟子载波和有效子载波能量差别，获得有效子载波位置信息。

以上为本发明的最佳实施方式，依据本发明公开的内容，本领域的普通技术人员能够显而易见地想到一些雷同、替代方案，均应落入本发明保护的范围。

Claims (4)

1.一种灵活子载波调制系统的解调方法，其特征在于，包括以下步骤：

S101、对接收端得到的数字基带信号，利用二维短时滑动自相关的方法，完成联合的粗帧同步、定时频率同步以及前载波频率同步，得到粗略帧同步位置以及经过初步同步的信号；

S102、对所述得到的粗略帧同步位置及经过初步同步的信号，进行联合的细帧同步、后载波频率同步，以及定时相位偏差补偿，得到经过同步参数校正后的信号；

S103、利用所述经过同步参数校正后的信号，进行帧模式识别，得到信号帧结构信息；

S104、利用所述经过同步参数校正后信号中的接收训练帧，进行初始信道估计，得到初始信道估计结果；

S105、利用所述经过同步参数校正后的信号及所述信号帧结构信息，对每个数据帧，进行数据指导信道估计，得到信道冲激响应的估计结果，以及OFDM解调数据；其中，

所述步骤S102的联合的细帧同步、后载波频率同步，以及定时相位偏差补偿具体包括以下步骤：

S102A、根据所述得到的粗略帧同步位置，利用帧结构或利用接收序列与本地训练序列的相关结果，确定接收训练帧位置，得到接收训练帧帧体；

S102B、利用所述接收训练帧帧体，计算接收训练帧帧体的离散傅里叶变换结果，得到用于调制训练帧子载波的频域训练序列的估计结果；

S102C、利用所述频域训练序列的估计结果，估计剩余的载波频偏、剩余定时相位偏差以及帧同步偏差，得到载波频偏估计结果、定时相偏估计结果和帧同步偏差估计结果；

S102D、利用所述载波频偏估计结果、定时相偏估计结果和帧同步偏差估计结果，进行载波频偏补偿、定时相偏补偿，并更新帧同步位置，得到经过同步参数校正后的信号。

2.根据权利要求1所述的解调方法，其特征在于，所述步骤S104利用完成同步后的训练帧获得初始信道估计结果，具体包括以下步骤：

S104A、利用经过同步参数校正后信号中的接收训练帧帧体数据，进行离散傅里叶变换，得到接收训练帧帧体的离散傅里叶变换结果；

S104B、利用所述离散傅里叶变换结果及本地训练帧频域填充内容，得到信道频率响应估计值；

S104C、对所述信道频率响应估计值进行离散傅里叶逆变换，得到信道冲激响应估计值：

S104D、对所述信道冲激响应估计值进行处理，得到初始信道估计结果。

3.根据权利要求1所述的解调方法，其特征在于，所述步骤S105对每个数据帧进行数据指导信道估计得到信道冲激响应的估计结果以及均衡后的OFDM解调数据，具体包括以下步骤：

S105A、根据初始信道估计结果，利用部分或全部恢复的频域数据符号进行当前信号帧信道估计，获得信道频率响应的估计值；

S105B、利用所述信道频率响应的估计值，根据信号帧结构信息，更新相应位置初始信道估计的信道频率响应估计值；

S105C、对更新后的信道频率响应估计值进行离散傅立叶逆变换，并对所得结果进行滤波，得到信道冲激响应估计，即数据指导信道估计结果；

S105D、对所述数据指导信道估计结果进行后处理，得到当前帧本次迭代的信道估计结果，将其作为初始信道估计结果，返回步骤S105A处理下一帧数据；若需要进行迭代，则将此信道估计结果作为下一次迭代的初始信道估计结果，返回步骤S105A对本帧数据进行下一次迭代。

4.一种灵活子载波调制系统的解调装置，其特征在于，该装置包括：

联合的粗帧同步单元，用于对接收端得到的数字基带信号，利用二维短时滑动自相关的方法，完成联合的粗帧同步、定时频率同步以及前载波频率同步，得到粗略帧同步位置以及经过初步同步的信号；

联合的细帧同步单元，用于对上述已获得粗略帧同步位置及经过初步同步的信号，进行联合的细帧同步、后载波频率同步、以及定时相位偏差补偿，得到经过同步参数校正后的信号；

初始信道估计单元，用于利用经过同步参数校正后信号中的接收训练帧，进行初始信道估计，得到初始信道估计结果；

帧模式识别单元，用于利用虚拟子载波和有效子载波能量差别，获得信号帧结构信息；

信道估计单元，用于利用经过同步参数校正后的信号和上述信号帧结构信息，对每个数据帧，进行数据指导信道估计，得到信道冲激响应的估计结果，以及OFDM解调数据；其中，

所述联合的细帧同步单元包括：

离散傅里叶变换子单元，用于计算时隙帧头的训练帧的离散傅里叶变换；

后载波频偏估计子单元，用于估计子载波整数倍的载波频偏；

定时相偏估计子单元，用于估计残留的定时相位偏差。

精细帧同步子单元，用于利用训练帧的数据完成精细帧同步；

同步校正/补偿子单元，用于利用估计的载波频偏、定时相偏，校正载波频偏、定时相偏。

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