CN101374134A - 一种适用于时域同步正交频分复用接收机的精确频偏估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种适用于时域同步正交频分复用(TDS－OFDM)接收机的精确频偏估计方法，属于数字信息传输技术领域。其特征在于，该方法采用连续两个信号帧的帧头中的PN序列与本地PN序列进行相关运算，然后再求它们的平均相位差，再除以两个PN序列的时间间隔来实现精确的频偏估计，以及最终校正频偏。本发明具有计算复杂度低，估计精度高等特点，其性能明显优于现有的其他方法。

Description

一种适用于时域同步正交频分复用接收机的精确频偏估计方法

技术领域

本发明属于数字信息传输技术领域，具体涉及一种适用于时域同步正交频分复用(Time Domain Synchronous，TDS-OFDM)接收机的精确频偏估计方法。

背景技术

在时域同步正交频分复用(TDS-OFDM)系统中，由于多普勒频移和收发两端载波误差的影响，接收信号会产生一定的频率偏移，然而对于正交频分复用(OFDM)系统来说，频率偏移将破坏OFDM信号子载波间的正交性，从而引入子载波间干扰(ICI)，一个小的频偏就会导致很大的信噪比下降，这就要求我们必须进行精确的频偏估计并校正。

本发明的引证文件一是清华大学的发明专利申请《时域同步正交频分复用接收机的载波恢复方法及其系统》(专利公开号：CN1677911A)，该发明采用TDS-OFDM信号中，由PN序列循环扩展的帧头在时域完成载波频率同步的方法，该方法包括三个步骤：第一步，在开机初始状态时，进行粗频率估计(CFE)；第二步，在未完全获得定时信息时，进行非相干频率估计(NAFC)；第三步，在完全获得定时信息时，进行相干频率估计(CAFC)。

本发明的引证文件二是北京航空航天大学的发明专利申请《种地面数字电视系统中的载波同步产生方法及其装置》也提出一种载波频率误差估计方案(专利公开号：CN101110901A)。这种利用PN序列完成载波频率同步的方法是在帧同步之后，在接收端本地产生与接收帧头相对应的PN序列，根据帧头中的前后两个子序列的相关结果进行频偏估计。

这两种算法的共同缺点是频率估计误差较大，例如引证文件一，即使在信噪比高达25dB的条件下，估计的归一化频率误差的方差仍然高达10^-9的数量级。而我国DMB地面数字广播标准的符号速率为7.56MHz，这意味着该方法的绝对频率误差可能高达几百赫兹。而我国DMB地面数字广播标准规定的子载波间隔只有2KHz，因此在实际应用中可能造成严重的载波间干扰。

为了克服以上缺点，本发明提出了一种更为精确的频偏估计方法。

发明内容

鉴于上述现有技术中存在的技术缺陷，本发明提出了一种适用于时域同步正交频分复用接收机的精确频偏估计方法，利用连续两个信号帧的帧头中的PN序列与本地PN序列进行相关运算，求出两者的平均相位差，然后利用该平均相位差除以两个PN序列的时间间隔来实现精确的频偏估计，并最终校正频偏。

本发明提出了一种适用于时域同步正交频分复用接收机的精确频偏估计方法，在完全获得帧同步信息之后进行的，该方法依次含有以下步骤：

(1)将接收到的连续两帧的帧头PN序列r(k)和r(k+L)与本地产生的前后两帧的PN序列c(k)和c′(k+L)的实部相关得到相关结果z(k)和z(k+L)：

$z\left(k\right)=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}r\left(k\right)\mathrm{Re}\left(c\left(k\right)\right)=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}(\frac{\sqrt{2}}{2}{\left|c\left(k\right)\right|}^2\·e^{j(\mathrm{\ΩkT}+\mathrm{\θ}+\mathrm{\π}/4)}+n\left(k\right)\mathrm{Re}\left(c\left(k\right)\right))$

r(k)＝c(k)·e^j(ΩkT+θ)+n(k)   1≤k≤K

$z(k+L)=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}r(k+L)\mathrm{Re}(c\′(k+L))=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}(\frac{\sqrt{2}}{2}{|c\′(k+L)|}^2\·e^{j[\mathrm{\Ω}(k+L)T+\mathrm{\θ}+\mathrm{\π}/4]}+n(k+L)\mathrm{Re}(c\′(k+L)))$

r(k+L)＝c′(k+L)·e^{j[Ω(k+L)T+θ]}+n(k+L)   1≤k≤K

其中Ω为归一化频偏，θ为载波初始相偏，n(k)为信道高斯白噪声，K为PN序列的长度，L为帧长，T为PN序列的码片间隔，c(k)和c′(k+L)分别对应连续两个信号帧的具有相同实部和虚部的复PN序列。r(k)和r(k+L)为接收到的连续两帧的帧头PN序列；z(k)和z(k+L)是相关的结果；

(2)把z(k)取共轭，得到z(k)^*；

(3)把步骤(2)中的共轭输出与z(k+L)相乘，得到

R(L)＝z(k+L)·z(k)^*

其中R(L)是相乘的结果；(4)将R(L)的辐角乘上1/2πL，得到这两帧的频偏估计，用

表示，其中，T为PN序列的码片间隔，

为归一化频偏的估计值：

${\widehat{\mathrm{\Ω}}}_{L}T=\frac{1}{2\mathrm{\πL}}\arg \left(R\left(L\right)\right)$

其中arg()表示取辐角操作。

上述方案中也可以将接收帧头与本地PN序列对位相乘，然后将前一帧的结果取共轭与后一帧对位相乘，再累加，然后取R(L)的辐角，最后再除以2π与帧长的乘积得到这两帧的频偏估计即：

$z\′\left(k\right)=r\left(k\right)\mathrm{Re}\left(c\left(k\right)\right)=\frac{\sqrt{2}}{2}{\left|c\left(k\right)\right|}^2\·e^{j(\mathrm{\ΩkT}+\mathrm{\θ}+\mathrm{\π}/4)}+n\left(k\right)\mathrm{Re}\left(c\left(k\right)\right)$

$z\′(k+L)=r(k+L)\mathrm{Re}(c\′(k+L))=\frac{\sqrt{2}}{2}{|c\′(k+L)|}^2\·e^{j[\mathrm{\Ω}(k+L)T+\mathrm{\θ}+\mathrm{\π}/4]}+n(k+L)\mathrm{Re}(c\′(k+L))$

$R\left(L\right)=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}z\′(k+L)\·z\′\left(k\right)*$

${\widehat{\mathrm{\Ω}}}_{L}T=\frac{1}{2\mathrm{\πL}}\arg \left(R\left(L\right)\right)$

其中Ω为归一化频偏，θ为载波初始相偏，n(k)为信道高斯白噪声，K为PN序列的长度，L为帧长，T为PN序列的码片间隔，

为归一化频偏的估计值，c(k)和c′(k+L)分别对应连续两个信号帧的具有相同实部和虚部的复PN序列。r(k)和r(k+L)为接收到的连续两帧的帧头PN序列；z′(k)和z′(k+L)是相乘的结果；R(L)是相关的结果。

也可以对估计值作一些简单的滤波，比如多个估计值做平均来提高精度。

(5)用估计值对TDS-OFDM信号进行频偏校正。

本方案的估计范围： $\left|L{\widehat{\mathrm{\Ω}}}_{L}T\right|\≤\mathrm{\π}$

也就是： $\left|\frac{{\widehat{\mathrm{\Ω}}}_L}{\mathrm{\π}}\right|\≤\frac{1}{\mathrm{LT}}=\frac{f}{L}\⇒2\left|\widehat{\mathrm{\Δf}}\right|\≤\frac{f}{L}\⇒\left|\widehat{\mathrm{\Δf}}\right|\≤\frac{f}{2L}$

以DMB-T帧结构的模式一为例，f＝7.56MHz，L＝4200，有 $\left|\widehat{\mathrm{\Δf}}\right|\≤900\mathrm{Hz},$ 因此，在初始频率误差较大的情况下，本方案需结合其它粗频率估计方案使用。

与现有技术相比，本发明提出的适用于时域同步正交频分复用接收机的精确频偏估计方法计算复杂度较低，能够更为精确地计算出频偏估计值，减低了绝对频率误差，从而减少了载波间的干扰。

附图说明

图1为DMB-T系统数据帧结构；

图2为DMB-T信号帧的帧结构；

图3为本发明的精确频偏估计方法；

图4为本发明方法进行频偏估计的均值曲线；

图5为本发明在不同信噪比下(awgn信道)频偏估计的方差曲线；

图6为本发明在不同信噪比下(多径信道DVB-T P1信道模型)频偏估计的方差曲线。

具体实施方式

下面将结合附图和实施例对本发明作进一步的详细说明。

如图1所示的DMB-T系统数据帧结构，它是一种四层结构。其中，数据帧结构的基本单元为信号帧，信号帧由帧头和帧体两部分组成。超帧定义为一组信号帧。分帧定义为一组超帧。帧结构的顶层称为日帧(Calendar Day Frame，CDF)。信号结构是周期的，并与自然时间保持同步。

图2所示为DMB-T信号帧的帧结构

信号帧由帧头和帧体两部分组成，为适应不同应用，定义了三种可选帧头模式以及相应的信号帧结构。三种帧头模式所对应的信号帧的帧体长度和超帧的长度都保持不变。对于图2a)的帧结构，每225个信号帧组成一个超帧(225×4200×1/7.56μs＝125ms)；对于图2b)，每216个信号帧组成一个超帧(216×4375×1/7.56μs＝125ms)；对于图2c)，每200个信号帧组成一个超帧(200×4725×1/7.56μs＝125ms)。模式a和模式c采用循环扩展的m序列，不同帧之间的PN序列初始相位不同，模式b采用固定的PN序列。不论何种模式都可以采用本发明所提供的频率估计和校正方案。

图3所示为本发明提供的精确频偏估计方法的具体步骤

假设接收端接收到的连续两帧的帧头PN序列为

r(k)＝c(k)·e^j(ΩkT+θ)+n(k)和r(k+L)＝c′(k+L)·e^{j[Ω(k+L)T+θ]}+n(k+L)

其中1≤k≤K，K为PN序列的长度，c(k)和c′(k+L)分别为前后两帧所对应的本地PN序列，他们有相同的实部和虚部，n(k)为加性高斯白噪声，Ω归一化频偏，θ为载波初始相偏，L为帧长，T为PN序列码片间隔。

分别将接收到的连续两帧的帧头PN序列与对应的本地PN序列实部相关，得到

$z\left(k\right)=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}(\frac{\sqrt{2}}{2}{\left|c\left(k\right)\right|}^2\·e^{j(\mathrm{\ΩkT}+\mathrm{\θ}+\mathrm{\π}/4)}+n\left(k\right)\mathrm{Re}\left(c\left(k\right)\right))$

和 $z(k+L)=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}(\frac{\sqrt{2}}{2}{|c\′(k+L)|}^2\·e^{j[\mathrm{\Ω}(k+L)T+\mathrm{\θ}+\mathrm{\π}/4]}+n(k+L)\mathrm{Re}(c\′(k+L)))$

再对前一帧的相关结果取共轭，得到z(k)^*。之后将z(k)^*与z(k+L)相乘得到

$R\left(L\right)=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\frac{1}{2}{\left|c\left(k\right)\right|}^2\·{|c\′(k+L)|}^2\·e^{\mathrm{j\ΩLT}}=\frac{1}{2}K{\left|c\left(k\right)\right|}^4\·e^{\mathrm{j\ΩLT}}$

(其中未考虑噪声项)。取R(L)的辐角，并乘上1/2πL，即得到频偏的估计值

${\widehat{\mathrm{\Ω}}}_{L}T=\frac{1}{2\mathrm{\πL}}\arg \left(R\left(L\right)\right)$

其中

为归一化频偏的估计值。

为了对提出的频偏估计方法进行评价，我们进行了计算机仿真。

我们选用的一些典型值：PN序列长度K取255，帧长L为4200，PN序列码片间隔为255。

图4所示为信噪比SNR＝15dB情况下，采用本发明所提供的方法进行频偏估计的均值曲线。为了比较在不同信噪比条件下，该频偏估计方法的性能，给出了频偏分别为-800、0、800Hz时，使用该方法得到的方差曲线，如图5(awgn信道)、图6(多径信道)所示。可以看出，在awgn信道条件下，该方法具有非常精确的估计性能，在7.56MHz系统数据速率的情况下，绝对频率误差标准差不超过1Hz。即使在多径信道，信道信噪比为0dB的条件下，归一化频偏估计方差也在10^-12以下，精度完全可以满足系统的要求。

Claims (4)

1.一种适用于时域同步正交频分复用接收机的精确频偏估计方法，在完全获得帧同步信息之后进行，该方法依次含有以下步骤：

步骤(1)：将接收到的连续两帧的帧头PN序列r(k)和r(k+L)与本地产生的前后两帧的PN序列c(k)和c′(k+L)的实部相关得到相关结果z(k)和z(k+L)：

$z\left(k\right)=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}r\left(k\right)\mathrm{Re}\left(c\left(k\right)\right)=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}(\frac{\sqrt{2}}{2}{\left|c\left(k\right)\right|}^2\·e^{j(\mathrm{\ΩkT}+\mathrm{\θ}+\mathrm{\π}/4)}+n\left(k\right)\mathrm{Re}\left(c\left(k\right)\right))$

r(k)＝c(k)·e^j(ΩkT+θ)+n(k) 1≤k≤K

$z(k+L)=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}r(k+L)\mathrm{Re}(c\′(k+L))=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}(\frac{\sqrt{2}}{2}{|c\′(k+L)|}^2\·e^{j[\mathrm{\Ω}(k+L)T+\mathrm{\θ}+\mathrm{\π}/4]}+n(k+L)\mathrm{Re}(c\′(k+L)))$

r(k+L)＝c′(k+L)·e^{j[Ω(k+L)T+θ]}+n(k+L) 1≤k≤K

其中Ω为归一化频偏，θ为载波初始相偏，n(k)为信道高斯白噪声，K为PN序列的长度，L为帧长，T为PN序列的码片间隔，c(k)和c′(k+L)分别对应连续两个信号帧的具有相同实部和虚部的复PN序列。r(k)和r(k+L)为接收到的连续两帧的帧头PN序列；z(k)和z(k+L)是相关的结果；

步骤(2)：把z(k)取共轭，得到z(k)^*；

步骤(3)：把步骤2中的共轭输出与z(k+L)相乘，得到

R(L)＝z(k+L)·z(k)^*

其中R(L)为相乘结果；

步骤(4)：将R(L)的辐角乘上1/2πL，得到这两帧的频偏估计，用

表示，其中，T为PN序列的码片间隔，

为归一化频偏的估计值：

${\widehat{\mathrm{\Ω}}}_{L}T=\frac{1}{2\mathrm{\πL}}\arg \left(R\left(L\right)\right)$

其中arg()表示取辐角操作；

步骤(5)：用所述频偏估计值对TDS-OFDM信号进行频偏校正时，频偏估计值的估计范围是：

$\left|L{\widehat{\mathrm{\Ω}}}_{L}T\right|\≤\mathrm{\π}$

并有：

$\left|\frac{{\widehat{\mathrm{\Ω}}}_L}{\mathrm{\π}}\right|\≤\frac{1}{\mathrm{LT}}=\frac{f}{L}\⇒2\left|\widehat{\mathrm{\Δf}}\right|\≤\frac{f}{L}\⇒\left|\widehat{\mathrm{\Δf}}\right|\≤\frac{f}{2L}.$

2.一种适用于时域同步正交频分复用接收机的精确频偏估计方法，将接收帧头与本地PN序列对位相乘，然后将前一帧的结果取共轭与后一帧对位相乘，再累加，然后取R(L)的辐角，最后再除以2π与帧长的乘积得到这两帧的频偏估计

即：

$z\′\left(k\right)=r\left(k\right)\mathrm{Re}\left(c\left(k\right)\right)=\frac{\sqrt{2}}{2}{\left|c\left(k\right)\right|}^2\·e^{j(\mathrm{\ΩkT}+\mathrm{\θ}+\mathrm{\π}/4)}+n\left(k\right)\mathrm{Re}\left(c\left(k\right)\right);$

$z\′(k+L)=r(k+L)\mathrm{Re}(c\′(k+L))=\frac{\sqrt{2}}{2}{|c\′(k+L)|}^2\·e^{j[\mathrm{\Ω}(k+L)T+\mathrm{\θ}+\mathrm{\π}/4]}+n(k+L)\mathrm{Re}(c\′(k+L));$

$R\left(L\right)=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}z\′(k+L)\·z\′\left(k\right)*;$

${\widehat{\mathrm{\Ω}}}_{L}T=\frac{1}{2\mathrm{\πL}}\arg \left(R\left(L\right)\right).$

其中Ω为归一化频偏，θ为载波初始相偏，n(k)为信道高斯白噪声，K为PN序列的长度，L为帧长，T为PN序列的码片间隔，

为归一化频偏的估计值，c(k)和c′(k+L)分别对应连续两个信号帧的具有相同实部和虚部的复PN序列。r(k)和r(k+L)为接收到的连续两帧的帧头PN序列；z′(k)和z′(k+L)是相乘的结果；R(L)是相关的结果。

3.如权利要求1或2所述的适用于时域同步正交频分复用接收机的精确频偏估计方法，其特征在于，所述频偏估计值取多个频偏估计值的平均值。

4.如权利要求1所述的适用于时域同步正交频分复用接收机的精确频偏估计方法，其特征在于，在DMB-T帧结构的模式中，f＝7.56MHz，L＝4200，有 $\left|\widehat{\mathrm{\Δf}}\right|\≤900\mathrm{Hz},$ 在初始频率误差较大的情况下，需结合其它粗频率估计方案使用。

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