CN105450573A - 频偏检测方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种频偏检测方法及装置，其中，方法包括获取第一复帧的末尾信号帧的第一时域响应和第二复帧的起始信号帧的第二时域响应；根据所述第一时域响应和所述第二时域响应，确定逐点共轭乘累加结果；根据所述逐点共轭乘累加结果，确定载波频偏；其中，所述第一复帧与第二复帧为相邻的复帧，所述复帧包括1个复帧同步信道和M个信号帧，所述信号帧包括第一频域二值伪随机PNMC序列、第二PNMC序列和帧体，所述第一PNMC序列与所述第二PNMC序列相邻，所述M为自然数。通过本发明提供的一种频偏检测方法及装置，能够提高对载波同步的精度，提高对载波的频偏的计算的准确性，提高了系统的稳定性。

Description

频偏检测方法及装置

技术领域

本发明涉及网络通信技术领域，尤其涉及一种频偏检测方法及装置。

背景技术

正交频分复用(OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing,简称OFDM)技术具有高传输速率、射频干扰免疫、高频谱效率以及较低的多路径失真等优点，是物理层的关键技术之一，因此，被广泛使用在高速率无线通信网络中，OFDM技术被地面数字电视广播、无线局域网、第三代合作伙伴计划(3rdGenerationPartnershipProject，简称3GPP)长期演进计划等领域所使用。

OFDM技术基于其子载波的正交性，采用离散傅里叶变换(DiscreteFourierTransform，简称DFT)在发射机端将不同的数据调制到不同的子载波上，利用离散傅里叶逆变换(InverseDiscreteFourierTransform，简称IDFT)生成时域数据来传输。而发射端一般用矩形窗来生成波形，使得频域上的数据变成以子载波频率为中心频点的众多辛格函数(Sinc函数)的叠加，当子载波满足间隔为OFDM符号周期的倒数的整数倍时，在子载波频点处，其它子载波的干扰为0，使得可以克服载波间干扰(InterCarrierInterference，简称ICI)，正确完成数据传输。OFDM系统的频谱如图1所示。接收端将接收到的时域数据利用DFT变换完成在子载波频点采样，在理想情况下DFT变换后得到的数据将没有ICI，而只有数据经过信道时受到的干扰。但是，在实际的系统中，不可避免的会存在本地振荡器频率不稳、收发机时钟不同步、多普勒效应等现象，这都会造成一定的频偏，使得接收机采样得到的数据受到了ICI，从而降低了系统的传输性能。

数字电视国家强制性技术标准(DigitalTelevisionTerrestrialMultimediaBroadcasting,简称DTMB)采用了时域同步正交频分复用技术(TimeDomainSynchronous-OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing,，简称TDS-OFDM)，与传统的OFDM技术利用循环前缀来保证子载波的正交性、减少符号间干扰的方法不同，TDS-OFDM是采用已知的序列作为OFDM的前缀来完成和信道估计。数字电视媒体广播高级版本(DigitalTelevisionTerrestrialMultimediaBroadcastingAdvanced,简称DTMB-A)在DTMB的技术上对帧结构、星座映射等部分进行功能的扩展，DTMB-A的复帧结构如图2所示，其复帧有复帧同步信道、控制信道和数据信道三部分构成，复帧同步信道长度为2048，其中有长度均为512的循环前缀和循环后缀。控制信道和数据信道则由信号帧构成，信号帧结构如图3所示，每个信号帧由帧头和帧体构成，帧头由两个长度为L的频域二值伪随机序列(Pseudo-NoiseMultiCarrier，简称PNMC)构成，其作为帧体的保护间隔，用来进行同步和信道估计。PNMC序列是一个长度为L的频域二值的伪随机噪声序列(Pseudo-noiseSequence，简称PN)经过傅里叶变换后得到的时域数据。在DTMB-A的接收机中，传统的载波同步方法为利用复帧同步信道进行载波粗同步，这可以实现较大范围的频偏估计，使得频偏被纠正到较小的范围。但是由于复帧同步信道在每个复帧中只出现一次，而在控制帧和信号帧传输的过程中，可能还会存在较大的频偏抖动，因而需要在复帧内也进行频偏估计和修正。

传统的方法利用信号帧帧头的两个PNMC序列的互相关进行频偏粗估计，其估计范围为±0.5/(T_sL)，其中T_s为基准符号周期，L为PNMC序列的长度。利用相邻信号帧的第二个PNMC序列进行频偏精估计，其估计的范围为±0.5/(T_s(N+2L))，其中N为帧体的长度。在32768的帧体模式在，精同步的频偏估计的范围很小，频偏粗估又有一定的精度，而在32768的模式下子载波的间隔更小，对载波同步的精度要求更高，频偏的粗估计和精估计还是对系统的频偏估计的不准确，需要提高系统的稳定性。

发明内容

针对现有技术中的缺陷，本发明提供一种频偏检测方法及装置，能够提高对载波同步的精度，提高对载波的频偏的计算的准确性，提高了系统的稳定性。

第一方面，本发明提供一种频偏检测方法，方法包括：

获取第一复帧的末尾信号帧的第一时域响应和第二复帧的起始信号帧的第二时域响应；

根据所述第一时域响应和所述第二时域响应，确定逐点共轭乘累加结果；

根据所述逐点共轭乘累加结果，确定载波频偏；

其中，所述第一复帧与第二复帧为相邻的复帧，所述复帧包括1个复帧同步信道和M个信号帧，所述信号帧包括第一频域二值伪随机PNMC序列、第二PNMC序列和帧体，所述第一PNMC序列与所述第二PNMC序列相邻，所述M为自然数。

进一步地，所述获取第一复帧的末尾信号帧的第一时域响应和第二复帧的起始信号帧的第二时域响应之前，还包括：

针对每一复帧，获取该复帧内的同一信号帧的频偏粗估计值，在所述频偏粗估计值满足预设第一范围时，获取该复帧中的相邻信号帧的频偏精估计值，在所述频偏精估计值满足预设第二范围时；

执行所述获取第一复帧的末尾信号帧的第一时域响应和第二复帧的起始信号帧的第二时域响应的步骤。

进一步地，所述获取该复帧内的同一信号帧的频偏粗估计值，在所述频偏粗估计值满足预设第一范围时，获取该复帧中的相邻信号帧的频偏精估计值，在所述频偏精估计值满足预设第二范围，具体为：

对该复帧内的同一信号帧中的相邻两个PNMC序列采用逐点共轭乘累加，确定所述频偏粗估计值，在所述频偏粗估计值满足预设第一范围时，对所述该复帧中的相邻信号帧的各自第二个PNMC序列采用逐点共轭乘累加，确定所述频偏精估计值，在所述频偏精估计值满足预设第二范围时，执行所述获取第一复帧的末尾信号帧的第一时域响应和第二复帧的起始信号帧的第二时域响应的步骤。

进一步地，所述获取第一复帧的末尾信号帧的第一时域响应和第二复帧的起始信号帧的第二时域响应，具体为：

获取发射器中本地的伪随机噪声PN序列；

对所述第一复帧的末尾信号帧的第二PNMC序列进行傅里叶变换DFT变换；

将所述本地的PN序列与所述DFT变换后的结果采用逐点共轭乘；

对所述逐点共轭乘结果进行傅里叶逆变换IDFT，获得第一时域响应；

和，

对所述第二复帧的起始信号帧的第二PNMC序列进行DFT变换；

将所述本地的PN序列与所述DFT变换后的结果采用逐点共轭乘；

对所述逐点共轭乘结果进行IDFT变换，获得第二时域响应。

进一步地，所述DFT和所述IDFT变换的长度为所述信号帧PNMC序列的长度L。

进一步地，所述根据所述第一时域响应和所述第二时域响应，确定逐点共轭乘累加结果，具体为：

对所述第一时域响应取模，获得所述模值中的最大值，确定所述最大值左侧两个点和所述最大值右侧两个点；

对所述第二时域响应取模，获得所述模值中的最大值，确定所述最大值左侧两个点和所述最大值右侧两个点；

对所述第一时域中的最大值、所述最大值左侧两个点、所述最大值右侧两个点和所述第二时域中的最大值、所述最大值左侧两个点、所述最大值右侧两个点采用逐点共轭乘累加，获得逐点共轭乘累加结果。

进一步地，所述根据所述逐点共轭乘累加结果，确定载波频偏，具体为：

根据所述逐点共轭乘累加结果，确定所述逐点共轭乘累加结果的相位；

根据所述逐点共轭乘累加结果的相位计算残余频偏；

根据所述残余频偏计算载波频偏。

进一步地，根据所述逐点共轭乘累加结果的相位计算残余频偏，包括：

采用第一公式计算残余频偏；

f_残余＝f_sθ/(2π(3L+N+2048))

其中，f_s为符号速率，θ为逐点共轭乘累加结果的相位，L为PNMC序列的长度，N为帧体的长度。

进一步地，根据所述残余频偏计算载波频偏，包括：

采用第二公式计算载波频偏；

其中，n为自然数，m为自然数，f₁＝f_s/(3L+N+2048)，f₂＝f_s/(2L+N)，f₁为利用第一复帧的末尾信号帧和第二复帧的起始信号帧进行频偏检测的检测范围，f₂为普通信号帧检测频偏精估计的范围。

第二方面，本发明提供一种频偏检测装置，包括：

时域响应单元，用于获取第一复帧的末尾信号帧的第一时域响应和第二复帧的起始信号帧的第二时域响应；

逐点共轭乘累加结果单元，用于根据所述第一时域响应和所述第二时域响应，确定逐点共轭乘累加结果；

载波频偏单元，用于根据所述逐点共轭乘累加结果，确定载波频偏；

其中，所述第一复帧与第二复帧为相邻的复帧，所述复帧包括1个复帧同步信道和M个信号帧，所述信号帧包括第一频域二值伪随机PNMC序列、第二PNMC序列和帧体，所述第一PNMC序列与所述第二PNMC序列相邻，所述M为自然数。有上述的技术方案可知，通过本发明提供的频偏检测方法及装置，其中，方法包括：获取第一复帧的末尾信号帧的第一时域响应和第二复帧的起始信号帧的第二时域响应；根据所述第一时域响应和所述第二时域响应，确定逐点共轭乘累加结果；根据所述逐点共轭乘累加结果，确定载波频偏；其中，所述第一复帧与第二复帧为相邻的复帧，所述复帧包括1个复帧同步信道和M个信号帧，所述信号帧包括第一频域二值伪随机PNMC序列、第二PNMC序列和帧体，所述第一PNMC序列与所述第二PNMC序列相邻，所述M为自然数，通过本发明提供的一种频偏检测方法及装置，能够提高对载波同步的精度，提高对载波的频偏的计算的准确性，提高了系统的稳定性。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明实施例提供的一种OFDM系统的频谱示意图；

图2为本发明实施例提供的一种DTMB-A复帧结构示意图；

图3为本发明实施例提供的另一种复帧结构示意图；

图4为本发明实施例提供的一种频偏检测方法流程示意图；

图5为本发明实施例提供的另一种频偏检测方法流程示意图；

图6为本发明实施例提供的一种频偏检测方法原理结构示意图；

图7为本发明实施例提供的一种对同一复帧中的同一信号帧进行频偏粗估计的方法的结构示意图；

图8为本发明实施例提供的一种频偏检测装置的结构示意图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整的描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他的实施例，都属于本发明保护的范围。

发射机发射信号，发射的信号通常为一系列的复帧组成，一个复帧具有一个复帧同步信道和多个信号帧，为了区分相邻的复帧，这里定义为第一复帧和第二复帧，同时这里的第一复帧与第二复帧是相邻的两个复帧，同时为了时域响应的不同定义第一时域响应和第二时域响应，这里“第一”和“第二”只是做出区别。

图4为本发明实施例提供的一种频偏检测方法流程示意图，如图4所示，本实施例的频偏检测方法如下所述。

401、获取第一复帧的末尾信号帧的第一时域响应和第二复帧的起始信号帧的第二时域响应。

应理解的是，复帧一般通常由三部分组成分别为复帧同步信道，控制信道和数据信道构成，复帧包括1个复帧同步信道和M个信号帧，M为自然数。在一个复帧结构中有且仅有一个复帧同步的信道，信号帧可以是多个。

控制信道和数据信道都是以信号帧的形式出现的，也就是说，控制信道由信号帧组成，可以为一个信号帧也可以为多个信号帧，在这里不限定信号帧的具体数目。

数据信道也是由信号帧组成，数据信道可以为一个信号帧，也可以是多个信号帧，在这里并不限定数据信道由多少个具体的信号帧构成。

应理解的是，第一复帧与第二复帧为相邻的复帧，信号帧包括第一PNMC序列、第二PNMC序列和帧体，第一PNMC序列与第二PNMC序列相邻，M为自然数，任意一个信号帧都应该包括两个PNMC序列和帧体。

对第一复帧的末尾的信号帧的第二PNMC序列求取时域响应，因为在做逐点共轭乘累加的时候采用时域上的点进行运算，同时在传输的过程中采用的是时域传输的。

对第二复帧的起始的信号帧的第二PNMC序列求取时域响应，因为在做逐点共轭乘累加的时候采用时域上的点进行运算，同时在传输的过程中采用的是时域传输的。

应理解的是，这两个PNMC序列之间隔着一个同步信道，其复帧同步信道为包括一个PNMC序列和一个2048点的数据构成，信号帧由两个PNMC序列长度为L构成帧头，同时帧体长度为N的OFDM数据，信号帧的结构参数如表1所示。

表1

402、根据所述第一时域响应和所述第二时域响应，确定逐点共轭乘累加结果。

应理解的是，根据第一时域响应的峰值和第二时域的峰值进行逐点共轭乘累加，计算逐点共轭乘累加结果。

举例来说，对第一时域响应上会有多个峰值，这里获取的为最大的峰值，获取最大峰值，通过对第一时域求模值，获得模值的最大值，则最大值对应的为第一时域上的峰值最大的点；同理，对第二时域响应上会有多个峰值，这里获取的为最大的峰值，获取最大峰值，通过对第二时域求模值，获得模值的最大值，则最大值对应的为第一时域上的峰值最大的点。

对第一时域响应和第二时域响应进行逐点共轭乘累加，获得逐点共轭乘累加结果。

403、根据所述逐点共轭乘累加结果，确定载波频偏。

应理解的是，对求得的逐点共轭乘累加结果计算其结果的相位，根据所述逐点共轭乘累加结果的相位采用第一公式，确定残余频偏，根据所述残余频偏采用第二公式计算载波频偏。

其中，第一公式为：

f_残余＝f_sθ/(2π(3L+N+2048))

其中，f_s为符号速率，θ为逐点共轭乘累加结果的相位，L为PNMC序列的长度，N为帧体的长度。

其中，第二公式为：

其中，n为自然数，m为自然数，f₁＝f_s/(3L+N+2048)，f₂＝f_s/(2L+N)，f₁为利用第一复帧的末尾信号帧和第二复帧的起始信号帧进行频偏检测的检测范围，f₂为普通信号帧检测频偏精估计的范围。

通过本实施例的频偏检测方法，采用相邻复帧中的末尾信号帧的第二PNMC和起始信号帧的第二PNMC来计算载波的频偏能够有效提高频偏的精度，提高系统的稳定性。

图5为本发明实施例提供的另一种频偏检测方法流程示意图，如图5所示，本实施例的频偏检测方法如下所述。

501、针对每一复帧，获取该复帧内的同一信号帧的频偏粗估计值，在所述频偏粗估计值满足预设第一范围时，获取该复帧中的相邻信号帧的频偏精估计值，在所述频偏精估计值满足预设第二范围时。

应理解的是，对该复帧内的同一信号帧中的相邻两个PNMC序列采用逐点共轭乘累加，确定所述频偏粗估计值，在所述频偏粗估计值满足预设第一范围时，则认为载波在粗估计的范围内，没有偏差。

对所述该复帧中的相邻信号帧的各自第二个PNMC序列采用逐点共轭乘累加，确定所述频偏精估计值，在所述频偏精估计值满足预设第二范围时，则认为载波在精估计的范围内没有偏差。

在载波的频偏粗估计和精估计都认为没有载波的频偏时，执行步骤502。

应理解的是，第一范围为频偏的粗估计值的范围，载波的频偏的粗估计值满足第一范围时，则认为载波在粗估计范围内没有频偏。

第二范围为频偏的精估计值的范围，载波的频偏的精估计值满足第二范围时，则认为载波在精估计的范围内没有频偏。

应注意的是，第二范围应该窄于第一范围，精估计是对粗估计的范围内更为进一步的估计，其估计的准确性要高于粗估计。

应理解的是，精估计对载波的频偏提出了更高的要求，精估计对范围要求比粗估计对范围要求的更窄。

图7为本发明实施例提供的一种对同一复帧中的同一信号帧进行频偏粗估计的方法的结构示意图，如图7所示，频偏粗估方法为将同一信号帧的两个PNMC序列逐点共轭乘累加，得到逐点共轭乘累加结果R(L)，粗估频偏为其中f_s为符号速率，L为PNMC序列的长度，其中z(k)为接收到的时域信号，其估算的结果为R(L)＝R⁺(2L+N)，R⁺为粗估的逐点共轭乘累加结果。DTMB-A中的粗估计的同步方法可以检测的频偏范围为±f_s/(2L)。

具体为，将接收信号进行延时L，将延时的信号求其共轭，将共轭后的信号与接收到的信号逐点相乘求累加，进而获得频偏的粗估计。

应理解的是，对复帧中的相邻信号帧的各自的第二个PNMC序列采用逐点共轭乘累加，确定频偏精估计值，当频偏的精估计值满足预设的第二范围时，则认为载波的频偏在精估计的范围内没有频偏。

对所述第一复帧中的相邻信号帧的各自的第二个PNMC序列进行频偏精估计，一个复帧信号中包括M个信号帧，对任意相邻的两个信号帧中的各自的第二个PNMC序列进行共轭乘累加，进行估算，获得其频偏的精估计。精估频偏为R^*为精估计的逐点共轭乘累加结果，DTMB-A中的精同步方法可以检测的频偏范围为±f_s/(2(2L+N))。

502、获取第一复帧的末尾信号帧的第一时域响应和第二复帧的起始信号帧的第二时域响应。

应理解的是，获取发射器中本地的PN序列；

对所述第一复帧的末尾信号帧的第二PNMC序列进行傅里叶变换DFT变换；

将所述本地的PN序列与所述DFT变换后的结果采用逐点共轭乘；

对所述逐点共轭乘结果进行傅里叶逆变换IDFT，获得第一时域响应；

和，

对所述第二复帧的起始信号帧的第二PNMC序列进行DFT变换；

将所述本地的PN序列与所述DFT变换后的结果采用逐点共轭乘；

对所述逐点共轭乘结果进行IDFT变换，获得第二时域响应。

应说明的是这里采用的傅里叶变换和傅里叶逆变换，在这里不限定具体的实施方式，可以是快速的傅里叶变换和快速傅里叶逆变换，这里不做出限定，这里只要可以实现对PNMC序列进过变换从频域信号变换为时域的信号。

DFT和IDFT变换的长度为信号帧PNMC序列的长度L。

这里步骤502与步骤401一样，在这里不再赘述，详见步骤401。

503、根据所述第一时域响应和所述第二时域响应，确定逐点共轭乘累加结果。

应理解的是，对所述第一时域响应取模，获得所述模值中的最大值，确定所述最大值左侧两个点和所述最大值右侧两个点。

对所述第二时域响应取模，获得所述模值中的最大值，确定所述最大值左侧两个点和所述最大值右侧两个点。

对所述第一时域中的最大值、所述最大值左侧两个点、所述最大值右侧两个点和所述第二时域中的最大值、所述最大值左侧两个点、所述最大值右侧两个点采用逐点共轭乘累加，获得逐点共轭乘累加结果。

这里步骤503与步骤402一样，在这里不再赘述，详见步骤402。

504、根据所述逐点共轭乘累加结果，确定载波频偏。

步骤504与步骤403的操作一样，为了获取载波的频偏，在这里不再赘述，详见步骤403。

通过本实施例提供的载波频偏的检测方法，可以有效提高频偏的精度，同时可以提高系统的稳定性。

图6为本发明实施例提供的一种频偏检测方法原理结构示意图，如图6所示，频偏检测的原理如下所述。

该原理图包括频偏粗估计和精估计模块500，符号延时模块502，DFT模块501和503，逐点相乘模块504和505，IDFT模块506和507，频偏估计模块508和509。其中，符号延时模块502延时的长度为Z^-(N+2L)，N为帧体的长度，L为PNMC序列的长度。传统的载波精同步方法，在帧体为32768的模式下传统方法精同步可能失效。模块500对输入数据进行频偏的粗估计和精估计。根据DTMB-A的基准符号速率为7.56MHz，可以得到传统频率同步方法在不同帧结构模式下频偏估计的范围，如表2所示。

表2

由于频偏粗估计有一定的精度要求，假设频偏的精度为5％来看，三种帧头长度对应的频偏的估计精度为740Hz，370Hz，190Hz,而在帧体长度为32768的模式上，它们对应的精估的频率范围为114Hz，112Hz，109Hz，这就可能导致偏移的频率不能在粗估方法下能估计到的精度内，而又使得精估时乘累加结果的相位近似为0，使得频偏粗估和精估后系统仍然存在较大频偏，造成载波同步失效。精估时乘累加结果为实数的条件是频偏为

模块501、504、506将当前信号帧的第二个PNMC信号进行DFT变换，并将变换得到的频域符号与本地的PN序列逐点相乘，再将相乘结果进行IDFT变换得到信道的时域响应h₁(k)。模块502对输入数据延迟2L+N个时钟周期，使得到当前信号帧的后一个信号帧的第二个PNMC信号，模块503、505、507则该PNMC信号进行同模块501、504、506的操作，以获得信道的时域响应h₂(k)。

模块508将两个时域序列h₁(k)和h₂(k)的模值的最大值及其左右各两个点共5个点逐点共轭乘累加。模块509则求取乘累加的结果的相位θ并根据该相位求得残余频偏为f_残余＝f_sθ/(2π(3L+N+2048))。若精同步已经指示无频偏而模块509求得的残余频偏不为0，那么可知系统还存在频偏根据模块509求得的残余频偏，可以估计出系统的载波频偏fc为

其中，n为自然数，m为自然数，f₁＝f_s/(3L+N+2048)，f₂＝f_s/(2L+N)，f₁为复帧同步信道前后两个信号帧的频偏范围，f₂为普通信号帧检测频偏的范围。

通过本实施例的频偏精估计原理能够有效的提高系统的稳定性，提升频偏的精度。

图8为本发明实施例提供的一种频偏检测装置的结构示意图，如图8所示，本实施例的频偏检测装置包括时域响应单元81、逐点共轭乘累加结果单元82和载波频偏单元83。

时域响应单元81，用于计算第一复帧的末尾信号帧的第一时域响应和计算第二复帧的起始信号帧的第二时域响应；

逐点共轭乘累加结果单元82，用于根据所述第一时域响应和所述第二时域响应，计算逐点共轭乘累加结果；

载波频偏单元83，用于根据所述逐点共轭乘累加结果计算所述逐点共轭乘累加结果的相位，确定载波频偏；

其中，所述第一复帧与第二复帧为相邻的复帧，所述复帧包括1个复帧同步信道和M个信号帧，所述信号帧包括第一PNMC序列、第二PNMC序列和帧体，所述第一PNMC序列与所述第二PNMC序列相邻，所述M为自然数。

通过本实施例提供的频偏检测装置，能提高频偏检测的精度，提升系统的稳定性。

本领域普通技术人员可以理解：实现上述方法实施例的全部或者部分步骤可以通过程序指令相关的硬件来完成，前述的程序可以存储在计算机可读取的存储介质中，该程序在执行时，执行包括上述方法实施例的步骤；而前述的存储介质包括：ROM、RAM、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质中。

以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但是，本发明的保护范围不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替代，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。

Claims (10)

1.一种频偏检测方法，其特征在于，包括：

获取第一复帧的末尾信号帧的第一时域响应和第二复帧的起始信号帧的第二时域响应；

根据所述第一时域响应和所述第二时域响应，确定逐点共轭乘累加结果；

根据所述逐点共轭乘累加结果，确定载波频偏；

其中，所述第一复帧与第二复帧为相邻的复帧，所述复帧包括1个复帧同步信道和M个信号帧，所述信号帧包括第一频域二值伪随机PNMC序列、第二PNMC序列和帧体，所述第一PNMC序列与所述第二PNMC序列相邻，所述M为自然数。

2.根据权利要求1所述的频偏检测方法，其特征在于，所述获取第一复帧的末尾信号帧的第一时域响应和第二复帧的起始信号帧的第二时域响应之前，还包括：

针对每一复帧，获取该复帧内的同一信号帧的频偏粗估计值，在所述频偏粗估计值满足预设第一范围时，获取该复帧中的相邻信号帧的频偏精估计值，在所述频偏精估计值满足预设第二范围时；

执行所述获取第一复帧的末尾信号帧的第一时域响应和第二复帧的起始信号帧的第二时域响应的步骤。

3.根据权利要求2所述的频偏检测方法，其特征在于，

所述获取该复帧内的同一信号帧的频偏粗估计值，在所述频偏粗估计值满足预设第一范围时，获取该复帧中的相邻信号帧的频偏精估计值，在所述频偏精估计值满足预设第二范围，具体为：

对该复帧内的同一信号帧中的相邻两个PNMC序列采用逐点共轭乘累加，确定所述频偏粗估计值，在所述频偏粗估计值满足预设第一范围时，对所述该复帧中的相邻信号帧的各自第二个PNMC序列采用逐点共轭乘累加，确定所述频偏精估计值，在所述频偏精估计值满足预设第二范围时，执行所述获取第一复帧的末尾信号帧的第一时域响应和第二复帧的起始信号帧的第二时域响应的步骤。

4.根据权利要求1所述的频偏检测方法，其特征在于，所述获取第一复帧的末尾信号帧的第一时域响应和第二复帧的起始信号帧的第二时域响应，具体为：

获取发射器中本地的伪随机噪声PN序列；

对所述第一复帧的末尾信号帧的第二PNMC序列进行傅里叶变换DFT变换；

将所述本地的PN序列与所述DFT变换后的结果采用逐点共轭乘；

对所述逐点共轭乘结果进行傅里叶逆变换IDFT，获得第一时域响应；

和，

对所述第二复帧的起始信号帧的第二PNMC序列进行DFT变换；

将所述本地的PN序列与所述DFT变换后的结果采用逐点共轭乘；

对所述逐点共轭乘结果进行IDFT变换，获得第二时域响应。

5.根据权利要求4所述的频偏检测方法，其特征在于，

所述DFT和所述IDFT变换的长度为所述信号帧PNMC序列的长度L。

6.根据权利要求1所述的频偏检测方法，其特征在于，所述根据所述第一时域响应和所述第二时域响应，确定逐点共轭乘累加结果，具体为：

对所述第一时域响应取模，获得所述模值中的最大值，确定所述最大值左侧两个点和所述最大值右侧两个点；

对所述第二时域响应取模，获得所述模值中的最大值，确定所述最大值左侧两个点和所述最大值右侧两个点；

对所述第一时域中的最大值、所述最大值左侧两个点、所述最大值右侧两个点和所述第二时域中的最大值、所述最大值左侧两个点、所述最大值右侧两个点采用逐点共轭乘累加，获得逐点共轭乘累加结果。

7.根据权利要求1所述的频偏检测方法，其特征在于，所述根据所述逐点共轭乘累加结果，确定载波频偏，具体为：

根据所述逐点共轭乘累加结果，确定所述逐点共轭乘累加结果的相位；

根据所述逐点共轭乘累加结果的相位计算残余频偏；

根据所述残余频偏计算载波频偏。

8.根据权利要求7述的频偏检测方法，其特征在于，根据所述逐点共轭乘累加结果的相位计算残余频偏，包括：

采用第一公式计算残余频偏；

f_残余＝f_sθ/(2π(3L+N+2048))

其中，f_s为符号速率，θ为逐点共轭乘累加结果的相位，L为PNMC序列的长度，N为帧体的长度。

9.根据权利要求7述的频偏检测方法，其特征在于，根据所述残余频偏计算载波频偏，包括：

采用第二公式计算载波频偏；

其中，n为自然数，m为自然数，f₁＝f_s/(3L+N+2048)，f₂＝f_s/(2L+N)，f₁为利用第一复帧的末尾信号帧和第二复帧的起始信号帧进行频偏检测的检测范围，f₂为普通信号帧检测频偏精估计的范围。

10.一种频偏检测装置，其特征在于，包括：

时域响应单元，用于获取第一复帧的末尾信号帧的第一时域响应和第二复帧的起始信号帧的第二时域响应；

逐点共轭乘累加结果单元，用于根据所述第一时域响应和所述第二时域响应，确定逐点共轭乘累加结果；

载波频偏单元，用于根据所述逐点共轭乘累加结果，确定载波频偏；

其中，所述第一复帧与第二复帧为相邻的复帧，所述复帧包括1个复帧同步信道和M个信号帧，所述信号帧包括第一频域二值伪随机PNMC序列、第二PNMC序列和帧体，所述第一PNMC序列与所述第二PNMC序列相邻，所述M为自然数。