CN101286972A - 一种载波恢复方法及其系统 - Google Patents

Abstract

本发明披露了一种载波的恢复方法和系统，包括：接收信号送入频率校正器，经选择电路分离出帧头数据给频率偏移估计单元以进行频率的偏移估计，对频率偏移估计单元的模块进行选择及导通是由接收机控制器所控制，之后经过低通滤波器和微控振荡器，把偏移量传送给频率校正器加以校正，其特征在于：所述频率偏移估计单元包括利用PN序列自相关特性进行载波频偏估计模块和利用连续两帧的PN序列进行载波频偏估计模块。该方法和系统具有低复杂度，更好的解决了三种帧头模式下的频率偏移问题。

Description

一种载波恢复方法及其系统

技术领域

本发明涉及一种载波恢复方法及其系统，尤其是一种数字电视信号传输的载波恢复方法及其系统。

背景技术

在同步传输的数字通信和广播系统中，由于多普勒频移和本地载波误差的影响，导致接收中频信号或基带信号的相位与对应的发送信号之间存在相位差，这种相位差与频率差有关。频率偏差量大，相位差也大；频率偏差小，相位差也小。相位差对采用相干解调的通信系统会产生恶劣影响，使系统性能下降。

中国数字电视地面标准(GB 20600-2006)数据帧结构是一种四层结构，包括日帧、分帧、超帧和信号帧。数据帧结构的基本单元为信号帧，信号帧由帧头和帧体两部分组成。帧头和帧体信号的基带符号率相同(7.56Msps)。帧头部分由PN序列构成，帧头长度有三种选项。信号帧根据帧头的不同，如图6所示有三种结构，分别为PN420的帧头模式1、PN511的帧头模式2和PN945的帧头模式3。

在名称为《时域同步正交频分复用接收机的载波恢复方法及其系统》的中国专利申请200410003486.0中，载波频谱估计分为三阶段：

a)接收机进行粗频率估计(CFE)；

b)在未完全获得定时信息情况下，进行非相干(AFC)；

c)在完全获得定时信息情况下，进行相干AFC估计。

但存在的问题是，由于方案中(a)(b)精度不够高，导致c)电路设计复杂度较高。

在邹辉、葛建华等著的《电视技术》2007一书中，记载了一种TDS-OFDM系统的载波恢复算法，该方法利用PN序列的时域循环特性进行预频偏调整，然后用变步长扫频进行大频偏的估计，定时同步之后再利用PN的时域循环特性进行细偏估计。该方法适用于帧头模式1和帧头模式3，对于帧头模式2由于扫频精度不够，不足以区分相关峰值的位置(特别在0dB echo环境下)；同时，硬件电路实现复杂。

鉴于现有技术中存在的问题，需要一种新的载波恢复方法和系统，能更好的解决载波的频率偏移估计及偏移补偿问题。

发明内容

本发明的目的在于提出一种低复杂度并基于时域频率估计的载波恢复方法及系统，以便更好的解决三种不同帧头模式下的频率偏移估计及补偿问题。

根据本发明的第一方面，提供了一种载波恢复方法，包括判断频率偏移大小，进行载波的频率估计，以及依据得到的频率估计进行频率偏移补偿的步骤，其特征在于，所述频率估计的步骤包括如下步骤：

a)利用PN序列自相关特性进行载波频偏估计；

b)利用连续两帧的PN序列进行载波频偏估计。

优选地，所述的频率估计后的频率偏移补偿使用一阶跟踪环路实现。

优选地，还包括初步判断频率偏移的步骤，当频率偏移小时，直接进行频率估计和频率偏移补偿。

优选地，还包括在所述利用PN序列自相关特性载波频偏估计的步骤之前对不同区间的频率扫描寻找本地相关最大值的区间，并且所述利用PN序列自相关特性载波频偏估计的步骤和利用连续两帧的PN序列进行载波频偏估计的步骤在相关最大值的区间进行。

根据本发明的第二方面，提供了一种载波恢复系统，包括：频率校正器；选择电路，接收来自频率校正器的信号，分离出帧头数据；频率偏移估计单元，对帧头数据进行频率的偏移估计；接收机控制器，对频率偏移估计单元的模块进行选择及导通；低通滤波器和微控振荡器，把偏移估计量传送给频率校正器加以校正，其特征在于：

所述频率偏移估计单元包括利用PN序列自相关特性进行载波频偏估计模块和利用连续两帧的PN序列进行载波频偏估计模块。

优选地，所述频率偏移估计单元还包括利用平方去调制信息进行载波频偏估计模块。

优选地，所述利用平方去调制信息进行载波频偏估计模块包括判断平方去调制信息进行载波频偏估计的结果是否收敛，在收敛后将接收数据与本地序列相关，在相关结果未能出现明显峰值的情况下改变平方去调制信息进行载波频偏估计中的相关参数，重复执行平方去调制信息进行载波频偏估计的子模块。

根据本发明，提供了中国数字电视地面标准(GB 20600-2006)接收机的一种载波恢复方法及其系统具有快速载波同步能力；硬件电路设计简单，成本较低；估计范围大，精度高。

附图说明

下面将参照附图对本发明的具体实施方案进行更详细的说明，其中：

图1是本发明的载波恢复系统的结构图；

图2是本发明的平方调制信息进行载波频偏估计模块结构图；

图3是本发明的PN序列自相关特性进行载波频偏估计模块结构图；

图4是本发明的连续两帧PN序列进行载波频偏估计模块结构图；

图5是本发明的利用PN自相关特性频偏方案检测曲线图；以及

图6是不同帧头模式的信号帧的结构图。

具体实施方式

为了实现硬件电路设计简单、成本较低但估值范围大、精度又高的快速载波同步，本发明提供了一种载波恢复方法。即，在载波的频率偏移估计中利用PN序列自相关特性和连续两帧PN序列进行载波频偏估计。接下来将以中国数字电视地面标准(GB 20600-2006)接收机的载波恢复为例，具体说明该方法及其系统。

图1示出本发明的载波恢复系统的结构图。如图1所示，系统顺序包括频率校正器、选择电路、频率偏移估计单元、接收机控制器、低通滤波器和微控振荡器。其中，频率偏移估计单元包括模块1、模块2和模块3。模块1为利用平方去调制信息进行载波频偏估计的模块，模块2为利用PN序列自相关特性进行载波频偏估计的模块，模块3为利用连续两帧PN序列进行载波频偏估计的模块。

当接收信号后，送入频率校正器，然后送入选择电路分离出帧头数据；依据信号情况初步判断它的频率偏移情况，然后由接收机控制器选择频率偏移估计单元的不同模块进行频率的估计；把估计的结果送入低通滤波器进行累加，并经过微控振荡器把偏移量送给频率校正器加以校正；整个过程循环进行，直到信号的频率偏移得到补偿。该过程中，频率偏移估计单元的三个频偏估计模块的选择是根据频率偏移的大小加以选择的。

下文将对频率偏移估计单元的模块1、模块2和模块3分别作详细描述。

模块1利用平方去调制信息进行载波频偏估计。它通常用于接收机初始阶段。它依次包括以下步骤：

i)把接收到的帧头数据平方后再进行相关运算，延时长度为l₁，关系式如下：

$R\left(l_1\right)=\underset{k=1}{\overset{K_1}{\mathrm{\Σ}}}{\left(r\left(k\right)r^{\′}(k-l_1)\right)}^2---\left(1\right)$

ii)将R(l₁)的虚部进行一定的衰减经滤波输出。

其中l₁的初始长度为8。

当接收数据帧头为模式1时，K₁＝255；

当接收数据帧头为模式2时，K₁＝511；

当接收数据帧头为模式3时，K₁＝511。

图2示出图1中模块1的部分，即本发明利用平方调制信息进行载波频偏估计模块结构图。PN序列通过平方，延时l₁取共轭，再由成法器与原平方后的序列相乘之后，通过累加，取虚部并衰减，然后通过滤波器。

在高斯信道下，接收数据表示为：

$r\left(k\right)=c\left(k\right)e^{j2\mathrm{\π}{\mathrm{\Δ}}_f\mathrm{kT}}+n\left(k\right)$

$r(k-l_1)=c(k-l_1)e^{j2\mathrm{\π}{\mathrm{\Δ}}_f(k-l_1)T}+n(k-l_1)$

(1)式可化简为：

$R\left(l_1\right)=\underset{k=1}{\overset{K_1}{\mathrm{\Σ}}}{\left(r\left(k\right)r^{\′}(k-l_1)\right)}^2$

$=\underset{k=1}{\overset{K_1}{\mathrm{\Σ}}}{\left((c\left(k\right)e^{j2\mathrm{\π}{\mathrm{\Δ}}_f\mathrm{kT}}+n\left(k\right))(c^{\′}(k-l_1)e^{-j2\mathrm{\π}{\mathrm{\Δ}}_f(k-l_1)T}+n^{\′}(k-l_1))\right)}^2---\left(2\right)$

$=e^{j4\mathrm{\π}{\mathrm{\Δ}}_f{l}_{1}T}\underset{k=1}{\overset{K_1}{\mathrm{\Σ}}}1+o\left(l\right)$

从(2)不难得出在高斯信道下该算法是无偏的。

在多径信道下，接收数据可表示为：

$r\left(m\right)=e^{j2\mathrm{\π}{\mathrm{\Δ}}_f\left(m\right)T}\underset{k=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}h\left(k\right)c(m-k)+n\left(m\right)$

$r(m-l_1)=e^{j2\mathrm{\π}{\mathrm{\Δ}}_f(m-l_1)T}\underset{k=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}h\left(k\right)c(m-l_1-k)+n(m-l_1)$

$R\left(l_1\right)=\underset{m=1}{\overset{K_1}{\mathrm{\Σ}}}{\left(r\left(m\right)r^{\′}(m-l_1)\right)}^2$

$=\underset{m=1}{\overset{K_1}{\mathrm{\Σ}}}{\left((e^{j2\mathrm{\π}{\mathrm{\Δ}}_f\mathrm{mT}}\underset{k=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}h\left(k\right)c(m-k)+n\left(m\right)){(e^{j2\mathrm{\π}{\mathrm{\Δ}}_f(m-l_1)T}\underset{k=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}h\left(k\right)c(m-l_1-k)+n(m-l_1))}^{\′}\right)}^2---\left(3\right)$

$=e^{j4\mathrm{\π}{\mathrm{\Δ}}_f{l}_{1}T}\underset{m=1}{\overset{K_1}{\mathrm{\Σ}}}{(\underset{r=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}h\left(r\right)c(m-r)\underset{s=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}^{\′}\left(s\right)c^{\′}((m-l_1)-s)+o\left(l_1\right))}^2$

根据(3)式R(l₁)的结果为c′(k)c(k-l)c(k-p)c′(k-l-q)的组合，其中有效项为p＝q＝0。

帧头数据是特殊的PN序列，当p≠q≠0时，并不能保证如下关系式成立：

$\left|\underset{k=1}{\overset{k_1}{\mathrm{\Σ}}}{c}^{\′}\left(k\right)c(k-l)c(k-p)c^{\′}(k-l-q)\right|=\left|\underset{k=1}{\overset{k_1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|c\left(k\right)c(k-l)\right|}^2\right|$

相反，经过分析，有如下结论：

对于任一组l，p在一个PN周期长度内都有唯一的q满足如下关系：

c′(k)c(k-l)c(k-p)c′(k-l-q)＝1      (4)

R(l₁)的结果与信道特性有关，如果有l，p，q(p≠q≠0)满足(4)式，则会严重影响关系式(1)的估计结果。

为避免这种情况的发生，需要采取进一步措施来避免载波频偏估计较大偏差的出现。在一个优选实施方案中，经过很短的时间，利用平方去调制信息进行载波频偏估计算法会收敛，在其收敛后指定时间内，如果接收数据与本地序列相关不能出现明显峰值，则调整参数l₁，返回步骤2。如果出现明显峰值，则进入下一环节，利用PN序列自相关特性进行载波频偏估计。

L₁调整的步长例如为2。

对于接收帧头数据而言，与本地序列相关不能出现峰值是因为残留的载波频偏较大，造成较大的残留载波频偏是因为受信道特性的影响，所以通过改变步骤2中的l₁，可以避免关系式(4)的出现。

利用平方去调制信息进行载波频偏估计范围为：

$[-\frac{f_s}{{4l}_1},\frac{f_s}{{4l}_1}),$ f_s为基带速率。

根据关系式(2)和关系式(3)，不难发现R(l₁)虚部在算法频偏估计范围内是正弦函数，其符号与残留频偏方向一致，因此直接利用虚部进行衰减经滤波后传出。

利用平方去调制信息进行载波频偏估计受式(4)的影响，但是残留载波频偏较小，接收的帧头数据与本地序列相关也能出现峰值。这种情况下载波频偏算法也进入下一环节，利用PN序列自相关特性进行载波频偏估计。

模块2利用PN序列自相关特性进行载波频偏估计。它包括如下步骤：

(i)把本地产生的帧头数据c(k)与其对应的接收数据r(k)相乘，并对连续的K个值进行累加，关系式如下：

$z\left(k\right)=\underset{k=1}{\overset{K_2}{\mathrm{\Σ}}}r\left(k\right)c^{\′}\left(k\right)$

(ii)将z(k)延时l₂取共轭与z(k)相乘，得到R(l₂)，关系式如下：

R(l₂)＝z(k)z′(k-l₂)(5)

(iii)将R(l₂)的虚部进行一定的衰减经滤波输出。

(iv)当获取准确的定时信息之后，对算法进行锁定检测。

其中l₂长度为30，

当接收数据帧头为模式1时，K＝255；

当接收数据帧头为模式2时，K＝565；

当接收数据帧头为模式3时，K＝511。

图3示出图1中模块2的部分，即本发明利用PN序列自相关特性进行载波频偏估计模块结构图。本地的PN序列取共轭后与PN序列由乘法器相乘，延时l₂并累加后取共轭送入乘法器，与原乘法器送出的序列累加之后再由乘法器相乘，取虚部并衰减，然后通过滤波器。

对于帧头模式1而言，PN序列是由8阶m序列扩展而成，周期为255。在一个完整周期内m序列自相关结果相移为0时为255，否则为-1。

对于帧头模式2和帧头模式3的自相关特性也有类似结果。

利用PN序列相关特性进行载波频偏估计在高斯信道下为无偏估计，在多径信道下分析如下：

$z\left(k\right)=\underset{k=1}{\overset{K_2}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j2\mathrm{\π}{\mathrm{\Δ}}_f\mathrm{kT}}{c}^{\′}\left(k\right)\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}h\left(m\right)c(k-m)+o\left(k\right)$

$=\underset{k=1}{\overset{K_2}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j2\mathrm{\π}{\mathrm{\Δ}}_f\mathrm{kT}}(c^{\′}\left(k\right)h\left(0\right)c\left(k\right)+\stackrel{M-1}{\underset{\begin{array}{c}m=0\\ m\≠0\end{array}}{\mathrm{\Σ}}}h\left(m\right)c^{\′}\left(k\right)c(k-m))+o\left(k\right)$

$R\left(l_2\right)=z\left(k\right)z^{\′}(k-l_2)$

$=\left(\underset{k=1}{\overset{K_2}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j2\mathrm{\π}{\mathrm{\Δ}}_f\mathrm{kT}}(c^{\′}\left(k\right)h\left(0\right)c\left(k\right)+\underset{m\≠0}{\overset{M-1}{\underset{m=0}{\mathrm{\Σ}}}}h\left(m\right)c^{\′}\left(k\right)c(k-m))\right)g$

${\left(\underset{k=1}{\overset{K_2}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j2\mathrm{\π}{\mathrm{\Δ}}_f(k-l_2)T}(c^{\′}(k-l_2)h\left(0\right)c(k-1)+\underset{m\≠0}{\overset{M-1}{\underset{m=0}{\mathrm{\Σ}}}}h\left(m\right)c^{\′}(k-l_2)c(k-l_2-m))\right)}^{\′}+o\left(l_2\right)$

假如频偏Δf＝0时，

a)对于帧头模式1而言：K＝255为其PN序列的完整周期，在一定条件下(指c’(k)c(k-m)两项都存在)

$R\left(l_2\right){|\underset{k=1}{\overset{K_2}{\mathrm{\Σ}}}h\left(0\right)+\underset{m\≠0}{\overset{M-1}{\underset{m=0}{\mathrm{\Σ}}}}h\left(m\right)(-1)|}^2+o\left(l_2\right)$

b)对于帧头模式3而言，K＝511；其结果与(1)相同；

c)对于帧头模式2而言，其PN序列不是完整的，

$R\left(l_2\right)$

$=(\underset{k=1}{\overset{K_2}{\mathrm{\Σ}}}h\left(0\right)+\underset{m\≠0}{\overset{M-1}{\underset{m=0}{\mathrm{\Σ}}}}\underset{k=1}{\overset{K_2}{\mathrm{\Σ}}}h\left(m\right)c^{\′}\left(k\right)c(k-m))g$

${\left(\underset{k=1}{\overset{K_2}{\mathrm{\Σ}}}h\left(0\right)+\underset{m\≠0}{\overset{M-1}{\underset{m=0}{\mathrm{\Σ}}}}\underset{k=1}{\overset{K_2}{\mathrm{\Σ}}}h\left(m\right)c^{\′}(k-l_2)c(k-l_2-m)\right)}^{\′}+o\left(l_2\right)$

在M较大的情况下，

$R\left(l_2\right)\≈{\left|\underset{k=1}{\overset{K_2}{\mathrm{\Σ}}}h\left(0\right)\right|}^2+o\left(l_2\right)$

利用PN序列相关特性进行载波频偏估计算法的估计范围为如下：

对帧头模式1和帧头模式3接收数据而言，范围为[-28，28)KHz；

对帧头模式2接收数据而言，范围为[-12，12)KHz。

根据前面的分析，不难发现R(l₂)虚部在算法频偏估计范围内其符号方向与残留频偏方向一致，因此直接利用虚部进行缩放经滤波后传出。

利用PN序列相关特性进行载波频偏估计算法受采样时钟频偏影响大，只有当采样时钟频偏较小时即获取准确的定时信息，才进行该算法的锁定检测。

图5示出本发明利用PN相关特性频偏方法检测曲线图。如图5所示，并以DVB-T信道为例，给出R(l₂)虚部与频偏值关系曲线。其中图(a)为帧头模式1的曲线，图(b)为帧头模式2的曲线，图中横坐标表示频偏归一化值(相对于2KHz而言)。不同曲线对应不同的相关长度l₂。从图上可知：对于帧头模式1而言，检测曲线是无偏估计，对于帧头模式2而言，检测曲线在零点接近0。

模块3利用连续两帧中的PN序列进行载波频偏估计，包括如下步骤：

(i)计算出当前帧头PN序列相位与上一帧帧头PN序列相位差l₃；

(ii)将接收帧头数据r(k)延时一帧加相位差l₃的时间，与当前接收数据r(k)做相关运算，得到R(l₃)，关系式如下：

$R\left(l_1\right)=\underset{k=1}{\overset{K_3}{\mathrm{\Σ}}}r\left(k\right)r^{\′}(k-N_s-l_3)$

(iii)将R(l₃)的虚部进行一定的衰减经滤波输出。

Ns为每一帧的数据个数，

对于帧头模式1数据，Ns数值为4200，K₃数值为180；

对于帧头模式2数据，Ns数值为4375；K₃数值为580；

对于帧头模式3数据，Ns数值为4725；K₃数值为700。

图4示出图1中模块3的部分，即本发明利用连续两帧PN序列进行载波频偏估计模块结构图。PN序列延时(l₃+Ns)后取共轭再与原PN序列由乘法器相乘，累加之后取虚部并衰减，然后通过滤波器。

利用连续两帧中的PN序列进行载波频偏估计的算法在高斯信道下和多经信道下均为无偏估计。

利用连续两帧中的PN序列进行载波频偏估计的算法估计范围如下：

对于帧头模式1接收数据，估计范围为[-0.9，0.9)KHz；

对于帧头模式2接收数据，范围为[-0.864，0.864)KHz；

对于帧头模式3接收数据，范围为[-0.8，0.8)KHz。

不同状态下的工作过程说明

接下来，从整体上再详细描述一下该系统的工作过程，分别从接收机开始工作和接收机换台时两种情况加以说明。

接收机开始工作时：

1.从接收数据分离出帧头数据。

2.利用模块1进行载波频偏估计，同时进行锁定检测，估计出的频偏值经跟踪环路对接收数据进行载波频偏补偿。

3.当模块1锁定之后，在指定时间内接收数据与本地PN序列相关出现明显峰值则利用模块2，否则改变模块1的相关长度l₁，再重复利用模块1；模块1锁定后，残留载波频偏保证在例如[-10，10]KHz之内。

4.利用模块2进行载波频偏估计，估计出的频偏值经跟踪环路对接收数据进行载波频偏补偿。当获取准确的定时信息时，进行锁定检测；模块2锁定后，残留载波频偏保证在例如[-0.8，0.8]KHz之内。

5.利用模块3进行载波频偏估计，同时进行锁定检测，估计出的频偏值经跟踪环路对接收数据进行载波频偏补偿；模块3锁定后，残留载波频偏基本上接近于0。

接收机换台时：

此时残留的载波频偏较小[-8，8]KHz之内，接收数据与本地PN序列相关能得到明显峰值，载波恢复方法如下：

1.利用模块2进行载波频偏估计，估计出的频偏值经跟踪环路对接收数据进行载波频偏补偿，当获取准确的定时信息时，进行锁定检测；模块2锁定后，残留载波频偏保证在[-0.8，0.8]KHz之内。

2.利用模块3进行载波频偏估计，同时进行锁定检测，估计出的频偏值经跟踪环路对接收数据进行载波频偏补偿；模块3锁定后，残留载波频偏基本上接近于0。

需要说明的是：

1)对于方案中参数K₁，l₁，K₂，l₂，K₃并不是唯一的取值。

2)对于模块1，可替换的方案是进行扫频方案，通过对不同区间的频率扫描寻找本地相关最大值的区间，扫描步长控制如下：对于帧头模式1和接收数据，扫描步长应小于56KHz；对于帧头模式2，扫描步长小于24KHz。在最大值的区间内采用模块2和模块3完成载波恢复方案。

3)以上三个模块应用于开机工作，在残留的载波频偏较小的情况下(如换台等)，只需要启动模块2和模块3即可完成载波恢复方案。

以上对本发明的具体描述旨在说明具体实施方案的实现方式，不能理解为是对本发明的限制。本领域普通技术人员在本发明的教导下，可以在详述的实施方案的基础上做出各种变体，这些变体均应包含在本发明的构思之内。本发明所要求保护的范围仅由所述的权利要求书进行限制。

Claims (12)

1.一种载波恢复方法，包括判断频率偏移大小，进行载波的频率估计，以及依据得到的频率估计进行频率偏移补偿的步骤，其特征在于，所述频率估计的步骤包括如下步骤：

a)利用PN序列自相关特性进行载波频偏估计；

b)利用连续两帧的PN序列进行载波频偏估计。

2.根据权利要求1所述的载波恢复方法，其特征在于：所述的频率估计后的频率偏移补偿使用一阶跟踪环路实现。

3.根据权利要求1所述的载波恢复方法，其特征在于：包括初步判断频率偏移的步骤，当频率偏移小时，直接进行频率估计和频率偏移补偿。

4.根据权利要求1所述的载波恢复方法，其特征在于：包括在所述利用PN序列自相关特性载波频偏估计的步骤之前对不同区间的频率扫描寻找本地相关最大值的区间，并且所述利用PN序列自相关特性载波频偏估计的步骤和利用连续两帧的PN序列进行载波频偏估计的步骤在相关最大值的区间进行。

5.根据权利要求1所述的载波恢复方法，其特征在于：包括在所述利用PN序列自相关特性载波频偏估计的步骤之前，利用平方去调制信息进行载波频偏估计。

6.根据权利要求5所述的载波恢复方法，其特征在于：包括判断平方去调制信息进行载波频偏估计的结果是否收敛，在收敛后将接收数据与本地序列相关，在相关结果未能出现明显峰值的情况下改变平方去调制信息进行载波频偏估计中的相关参数，返回平方去调制信息进行载波频偏估计的步骤。

7.根据权利要求1至6任一项所述的载波恢复方法，其特征在于：所述的恢复方法用于数字电视的接收机。

8.一种载波恢复系统，包括：频率校正器；选择电路，接收来自频率校正器的信号，分离出帧头数据；频率偏移估计单元，对帧头数据进行频率的偏移估计；接收机控制器，对频率偏移估计单元的模块进行选择及导通；低通滤波器和微控振荡器，把偏移估计量传送给频率校正器加以校正，其特征在于：

所述频率偏移估计单元包括利用PN序列自相关特性进行载波频偏估计模块和利用连续两帧的PN序列进行载波频偏估计模块。

9.根据权利要求8所述的载波恢复系统，其特征在于：所述频率偏移估计单元还包括利用平方去调制信息进行载波频偏估计模块。

10.根据权利要求9所述的载波恢复系统，其特征在于：所述利用平方去调制信息进行载波频偏估计模块包括判断平方去调制信息进行载波频偏估计的结果是否收敛，在收敛后将接收数据与本地序列相关，在相关结果未能出现明显峰值的情况下改变平方去调制信息进行载波频偏估计中的相关参数，重复执行平方去调制信息进行载波频偏估计的子模块。

11.根据权利要求8所述的载波恢复系统，其特征在于：所述频率偏移估计单元还包括扫频模块。

12.根据权利要求8至11任一项所述的载波恢复系统，其特征在于：所述频率偏移估计单元的频率偏移使用一阶跟踪环路进行补偿。

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