CN101312445B - 一种接收机的小数频偏估计方法与装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种接收机的小数频偏估计方法与装置，用于对具有不同帧头序列模式并存在载波频率偏差的接收信号进行小数频偏估计，所述方法包括以下步骤：(1)将所有的帧头序列模式划分为相同的结构形式：N+L+N，并令ΔB为

其中F为系统的基带采样率；(2)接收存在载波频率偏差的接收信号，对所述接收信号进行同步捕获后获得接收信号的帧头序列模式，根据所述帧头序列模式选择对应的N、L；(3)根据选择的N、L对接收信号进行滑动自相关操作，获得滑动自相关操作的输出结果；(4)根据滑动自相关操作的输出结果，进行小数频偏的估计。本发明具有适用范围广、估计性能好的特点。

Description

一种接收机的小数频偏估计方法与装置 

技术领域

本发明属于地面数字电视广播技术领域，尤其涉及一种接收机的小数频偏估计方法与装置。 

背景技术

2006年08月，中国颁布了强制性国家标准GB 20600-2006《数字电视地面广播传输系统帧结构、信道编码和调制》，从而结束了多年的关于数字电视地面传输标准的技术争论，并且为随后的地面数字电视的产业化进程开启了一扇大门。文献中常常以DTMB(Digital Terrestrial/Television MultimediaBroadcasting)作为中国数字电视地面传输标准的简称。 

目前世界上除中国外主要存在三项数字电视地面传输标准。以美国为主的一些国家采用了ATSC(Advanced Television System Committee)标准，以欧洲为主的一些国家采用了DVB-T(Digital Video Broadcasting-Terrestrial)标准，而日本采用了ISDB-T(Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial)标准。其中，ATSC标准为单载波调制模式，而DVB-T标准和ISDB-T标准则采用了多载波OFDM(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing，正交频分复用)调制模式。 

相对于其它标准，DTMB标准拥有独有的特征，可以简单描述如下： 

1)DTMB标准同时支持单载波调制模式和多载波OFDM调制模式。 

2)DTMB标准不采用传统的基于CP(Cyclic Prefix，循环前缀)序列的OFDM调制技术，而是将传统的CP序列替换成了PN(Pseudo-randomNoise，伪随机序列)序列。 

3)DTMB标准采用了LDPC(Low-Density Parity-Check，低密度奇偶校验码)码作为信道编码方案。 

4)DTMB标准的帧头PN序列共有三种：PN420、PN595和PN945，分别表示帧头PN序列包括：420个数据符号、595个数据符号以及945个数据符号。 

5)DTMB标准的系统信息采用了扩频技术进行保护。 

当DTMB系统的接收机获得了初始的帧同步后，载波频偏的估计就成为一项十分重要的任务。传统的解决DTMB系统载波频偏估计问题的方法常常是利用发射端发射的双导频信号进行估计的方法，或者是利用预先存储在接收机的PN序列与发射信号中的PN序列进行互相关处理的方法等。但是，双导频信号作为DTMB标准的一个选项，未必一定会发射，则如果不发射，将导致载波频偏无法估计；另外，互相关法也存在着估计性能较差的缺点。此外，以往DTMB文献中提到的其它方法也存在着估计范围较小的缺点。 

DTMB系统接收机的载波频偏包含两部分：整数频偏和小数频偏，从而可以考虑的一种方法是，对小数频偏和整数频偏单独进行估计后，再获得DTMB系统接收机的载波频偏，但是，如何对DTMB系统接收机的小数频偏进行估计，还是目前未解决的问题。 

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种接收机的小数频偏估计方法与装置，对DTMB接收机的载波小数频偏进行估计。 

为了解决上述技术问题，本发明提供了一种接收机的小数频偏估计方法，用于对具有不同帧头序列模式并存在载波频率偏差的接收信号进行小数频偏估计，所述方法包括以下步骤： 

(1)将各种模式的帧头序列划分为相同的结构形式：N+L+N，并令ΔB为 

其中，所述帧头序列包括前同步序列、后同步序列和中间序列；N为所述帧头序列的前同步序列的符号数加上用作复制构成后同步序列的符号数；L为所述帧头序列的中间序列的符号数减去N；F为系统的基带采样率； 

(2)接收存在载波频率偏差的接收信号，对所述接收信号进行同步捕获后获得所述接收信号的帧头序列模式，根据所述帧头序列模式选择对应的N、L； 

(3)根据所述选择的N、L对接收信号进行滑动自相关操作，获得滑动自相关操作的输出结果； 

(4)根据所述滑动自相关操作的输出结果，进行小数频偏的估计。 

进一步来说，所述N为结构划分前的帧头序列的前同步序列的符号数与用作复制构成后同步序列的符号数之和，L为结构划分前的中间序列的符号数减去N后的符号数；所述帧头序列模式有三种，对于PN420帧头序列模式，L＝90个符号，N＝165个符号；对于PN595帧头序列模式，L＝3780个符号，N＝595个符号；对于PN945帧头序列模式，L＝77个符号，N＝434个符号。 

进一步来说，步骤(2)中所述接收信号为：r(k)＝s(k)·exp(j2πkδ/M)，k＝0，1，2，…； 

其中，s(k)表示发射信号，令M为M＝N+L；δ为载波频偏的归一化值。 

进一步来说，在步骤(3)中所述获得滑动自相关操作的输出结果，包括：令 

其中，r(n)表示接收到的信号样本，conj(·)表示取共轭函数，R(n)为一个序列，表示滑动自相关操作的输出结果。 

进一步来说，步骤(4)进一步包括：首先对滑动自相关输出结果R(n)序列取绝对值，获得R(n)序列的幅度序列|R(n)|； 

其次，寻找到|R(n)|序列的最大值，记为max(|R(n)|)，并且记该幅度最大值对应的索引值为n_max，进而获得R(n_max)； 

令R(n_max)的相位θ为 

θ＝2πδ(N+L)/M 

由于M＝N+L，从而 

θ＝2πδ 

由于相位的周期性，从而 

θ＝2πδ_f

最后，将 

与ΔB相乘，获得估计出的小数频偏δ_f·ΔB；δ为载波频偏的归一化值。 

进一步来说，所述基带采样率F为7.56MHz，对于PN420帧头序列模式，ΔB＝7.56·10³/255＝29.647KHz；对于PN595帧头序列模式，ΔB＝7.56·10³/4375＝1.728KHz；对于PN945帧头序列模式，ΔB＝7.56·10³/511＝14.79452KHz。 

进一步来说，所述基带采样率F为7.56MHz，对于PN420帧头序列模式，ΔB＝7.56·10³/255＝29.647KHz；对于PN595帧头序列模式，ΔB＝7.56·10³/4375＝1.728KHz；对于PN945帧头序列模式，ΔB＝7.56·10³/511＝14.79452KHz。 

进一步来说，步骤(1)中还包括：将发射机和接收机之间存在的载波频率偏差记为Δf；将载波频偏Δf进行归一化处理，即δ＝Δf/ΔB，从而δ＝δ_I+δ_f，δ_I表示整数，δ_f表示小数，δ_I·ΔB表示整数频偏，δ_f·ΔB表示小数频偏。 

为了解决上述技术问题，本发明还提供了一种接收机的小数频偏估计装置，用于对具有不同帧头序列模式并存在载波频率偏差的接收信号进行小数频偏估计，所述小数频偏估计装置包括：帧头序列模式划分及参数确定模块、同步捕获模块、结构参数选择模块、滑动自相关模块、小数频偏估计模块； 

所述帧头序列模式划分及参数确定模块，用于将各种模式的帧头序列划分为相同的结构形式：N+L+N，并令ΔB为 

其中，所述帧头序列包括前同步序列、后同步序列和中间序列；N为所述帧头序列的前同步序列的符号数加上用作复制构成后同步序列的符号数；L为所述帧头序列的中间序列的符号数减去N；F为系统的基带采样率； 

所述同步捕获模块，用于接收存在载波频率偏差的接收信号，并对所述接收信号进行同步捕获后获得所述接收信号的帧头序列模式； 

所述结构参数选择模块，分别与所述帧头序列模式划分及参数确定模块 及所述同步捕获模块相连，用于根据所述同步捕获模块所获得的帧头序列模式选择对应的N、L； 

所述滑动自相关模块，与所述结构参数选择模块相连，用于根据所述选择的N、L对接收信号进行滑动自相关操作，获得滑动自相关操作的输出结果； 

所述小数频偏估计模块，与所述滑动自相关模块相连，用于根据所述滑动自相关操作的输出结果，进行小数频偏的估计。 

进一步来说，所述帧头序列模式划分及参数确定模块，进一步用于将三种帧头序列模式划分为相同的结构形式，对于PN420帧头序列模式，L＝90个符号，N＝165个符号；对于PN595帧头序列模式，L＝3780个符号，N＝595个符号；对于PN945帧头序列模式，L＝77个符号，N＝434个符号。 

进一步来说，所述同步捕获模块，进一步用于接收以下接收信号：r(k)＝s(k)·exp(j2πkδ/M)，k＝0，1，2，…； 

其中，s(k)表示发射信号，令M为M＝N+L；δ为载波频偏的归一化值。 

进一步来说，所述滑动自相关模块，进一步用于获得以下的滑动自相关操作的输出结果：令 

其中，r(n)表示接收到的信号样本，conj(·)表示取共轭函数，R(n)为一个序列，表示滑动自相关操作的输出结果。 

进一步来说，所述小数频偏估计模块，进一步用于：首先对滑动自相关输出结果R(n)序列取绝对值，获得R(n)序列的幅度序列|R(n)|； 

其次，寻找到|R(n)|序列的最大值，记为max(|R(n)|)，并且记该幅度最大值对应的索引值为n_max，进而获得R(n_max)； 

令R(n_max)的相位θ为 

θ＝2πδ(N+L)/M 

由于M＝N+L，从而 

θ＝2πδ 

由于相位的周期性，从而 

θ＝2πδ_f

最后，将 

与ΔB相乘，获得估计出的小数频偏δ_f·ΔB；δ为载波频偏的归一化值。 

进一步来说，所述帧头序列模式划分及参数确定模块，进一步用于根据所述基带采样率F为7.56MHz对ΔB进行确定，对于PN420帧头序列模式，ΔB＝7.56·10³/255＝29.647KHz；对于PN595帧头序列模式，ΔB＝7.56·10³/4375＝1.728KHz；对于PN945帧头序列模式，ΔB＝7.56·10³/511＝14.79452KHz。 

进一步来说，所述帧头序列模式划分及参数确定模块，进一步用于根据所述基带采样率F为7.56MHz对ΔB进行确定，对于PN420帧头序列模式，ΔB＝7.56·10³/255＝29.647KHz；对于PN595帧头序列模式，ΔB＝7.56·10³/4375＝1.728KHz；对于PN945帧头序列模式，ΔB＝7.56·10³/511＝14.79452KHz。 

进一步来说，所述帧头序列模式划分及参数确定模块，进一步用于将发射机和接收机之间存在的载波频率偏差记为Δf；将载波频偏Δf进行归一化处理，即δ＝Δf/ΔB，从而δ＝δ_I+δ_f，δ_I表示整数，δ_f表示小数，δ_I·ΔB表示整数频偏，δ_f·ΔB表示小数频偏。 

本发明针对DTMB接收机的载波频偏估计问题，提出了一种新的针对DTMB系统接收机的小数频偏估计方法与装置，首先对不同模式的帧头序列进行相同的结构形式划分，并设定了新的ΔB的确定方式，使ΔB可以根据不同的帧头模式选取不同的值，从而可以采用相同的方法估计DTMB系统的小数频偏。本发明的方法可以同时适用于单载波调制模式和多载波调制模式，并具有适用范围广、估计性能好的特点，同时也可实现较大的估计范围，克服了现有技术的缺陷。事实上，该方法可以应用于所有与DTMB系统相类似的传输系统。 

附图说明

图1为DTMB系统的基于复帧的四层帧结构示意图。 

图2为DTMB标准的PN420的结构示意图。 

图3为DTMB标准的PN945的结构示意图。 

图4为DTMB标准的PN420的结构变化形式示意图。 

图5为DTMB标准的PN945的结构变化形式示意图。 

图6为三种帧头模式对应的帧结构拥有相同的结构变化形式示意图。 

图7为本发明的小数频偏估计方法流程图。 

图8为本发明的接收机的小数频偏估计装置结构示意图。 

具体实施方式

本发明的主要思想是通过将PN420、PN945及PN595三种帧头序列的结构形式进行类似的划分，使三种帧头序列具有相同的结构形式，并根据重新划分后的结构形式，对接收信号进行滑动自相关操作，获得滑动自相关操作的输出结果，再根据滑动自相关操作的输出结果，进行小数频偏的估计。 

本发明并设置了进行上述处理的装置。 

下面结合附图对本发明的优选实施例进行详细说明。 

参照图1所示，为DTMB系统的基于复帧的四层帧结构示意图，给出了DTMB系统的基于复帧的四层帧结构。由图1可知，信号帧是最基本的传输单元，包括帧头和帧体。帧头填充PN序列，帧体可以是单载波模式的数据，也可以是多载波模式的数据。在多载波模式下，IFFT(Inverse FastFourier Transform，快速傅里叶逆变换)的大小为3780点。 

其中，帧头PN序列的长度有三种：420个数据符号、595个数据符号以及945个数据符号，从而对应地存在三种信号帧长度。帧头序列的结构将在以下进行介绍。DTMB系统的基带采样率为7.56MSPS(Mega-Samples-Per-Second，每秒采样百万次)。因此，对应的三种PN帧头序列的时间长度分别是420/7.56＝55.56微秒、595/7.56＝78.703微秒以及945/7.56＝125微秒。并且，帧体的时间长度均为500微秒。从而，对应的每个信号帧的时间长度分别是555.56微秒、578.703微秒和625微秒。在信号帧之上是超帧，每个超帧的时间长度统一为125ms。对应地，一个超帧分别 包含225、216和200个信号帧。超帧之上为分帧，时间长度为一分钟。一个分帧包含480个超帧。再往上为日帧，对应一天的24小时。一个日帧包含1440个分帧。 

三种PN帧头序列的构造方法并不一致。下面结合图2及图3对PN420序列的结构及PN945序列的结构进行详细说明。 

参照图2所示，为DTMB标准的PN420的结构示意图，给出了帧头PN420序列的结构示意。该序列中间为PN255序列，为一个8阶的m序列，经“0”到+1值及“1”到-1值的映射变换为非归零的二进制符号。PN420序列包含一个前同步序列(长度为82个符号)、一个PN255序列和一个后同步序列(长度为83个符号)。前同步序列是PN255序列的循环前缀序列，后同步序列是PN255序列的循环后缀序列。PN255序列采用线性反馈移位寄存器(Linear Feedback Shift Register，LFSR)生成，不同的LFSR的初始相位将生成不同的PN255序列。 

参照图3所示，为DTMB标准的PN945的结构示意图，给出了帧头PN945序列的结构示意。PN945的结构与PN420的结构类似，都有前同步序列和后同步序列。PN945序列的中间序列为一个PN511序列，采用一个9阶的m序列生成，再经“0”到+1值和“1”到-1值的映射变换为非归零的二进制符号序列。PN945序列的具体取值也是可变的，与LFSR的初始相位有关。并且，为了降低相邻的PN420序列或者PN945序列之间的相关性，DTMB标准专门通过计算机仿真将初始相位精心排列了一下。 

由以上叙述可知，PN420和PN945的构造方法一样，但PN595的构造方法却与PN420和PN945的构造方法大不相同。PN595序列是采用10阶最大长度伪随机二进制序列截短而成，是长度为1023的m序列的前595个码片。并且，生成该1023长度的m序列的LFSR的初始相位也是固定的，为0000000001，即每个信号帧采用的PN595序列是相同的。伪随机序列的前595个码片，经“0”到+1值和“1”到-1值的映射变换为非归零的二进制符号序列，即为PN595帧头序列。 

将图2和图3的帧头序列结构的表现形式稍作变化，见图4和图5。图4为DTMB标准的帧头PN420的结构变化形式示意图，图4中的上部分即 为图2所示的PN255序列的结构示意图，由图4中虚线标注的地方可以看出，将图4上部分所示的PN255序列的前同步序列的82个符号，和用作复制构成后同步序列的83个符号部分，看作是新的PN255的CP，长度为165个符号；而将PN255序列的除去所述用作复制构成后同步序列的83个符号部分之后的部分，及所述后同步序列的83个符号一起看作是新的PN255序列，长度为255个符号；这样，就得到了图4下部分所示的新的结构划分方式。 

图5为DTMB标准的帧头PN945的结构变化形式示意图。图5中的上部分即为图3所示的PN511序列的结构示意图，由图5中虚线标注的地方可以看出，将图5中上部分所示的PN511序列的前同步序列的217个符号，和用作复制构成后同步序列的217个符号部分，看作是新PN511的CP，长度为434个符号，而将图5中上部分所示的PN511序列的除去所述用作复制构成后同步序列的217个符号部分之后的部分，及所述后同步序列的217个符号一起看作是新的PN511序列，长度为511个符号；这样，就得到了图5下部分所示的新的结构划分方式。 

从图4和图5可以看出，以上PN420序列和PN945序列都可以看作是“CP+PN序列”的形式，分别是图4的“CP+新PN255序列”形式和图5的“CP+新PN511序列”形式。而这种划分并没有实际改变PN420序列和PN945序列的真正的结构。 

从而，三种帧头序列在DTMB系统的帧结构中都拥有了相同的形式。 

参照图6所示，为三种帧头结构拥有相同的结构变化形式示意图。由图6可知，三种帧头结构具有相同的变化形式，即为N+L+N的结构形式，即每隔一段时间(L)，就有同样的PN序列出现。而对于N和L的具体取值，本发明不加以限定。 

做为本发明的一个实施例，其中N具体数值为划分前的帧头序列的前同步序列的符号数，加上用作复制构成后同步序列的符号数；L具体数值为结构划分前的中间序列的符号数，减去N。例如，对于PN420帧头模式来说，L＝90个符号，N＝165个符号；对于PN595帧头模式来说，L＝3780个符号，N＝595个符号；对于PN945帧头模式来说，L＝77个符号，N＝434 个符号。 

参照图7所示，为本发明的接收机的小数频偏估计方法流程图。所述方法包括以下步骤： 

步骤701：在接收端将所有的帧头序列模式划分为相同的结构形式：N+L+N，并令ΔB为 其中F为系统的基带采样率； 

步骤702：接收机接收存在载波频率偏差的接收信号，对所述接收信号进行同步捕获后获知所述接收信号的具体的帧头序列模式，根据所述帧头序列模式选择对应的N、L； 

步骤703：根据所述选择的N、L对接收信号进行滑动自相关操作，获得滑动自相关操作的输出结果； 

步骤704：根据对接收信号进行滑动自相关操作的输出结果，进行小数频偏的估计。 

下面对上述流程的实现详细进行叙述。 

发射机和接收机之间存在的载波频率偏差，可以记为Δf Hz。一般可以将载波频偏Δf进行归一化处理，即δ＝Δf/ΔB，其中ΔB的定义见后；从而δ＝δ_I+δ_f，δ_I表示整数(0，+-数)，δ_f表示小数，δ_I·ΔB表示整数频偏，δ_f·ΔB表示小数频偏。因此，只要估计出小数δ_f(小于等于1)，就可以获得小数频偏δ_f·ΔB。本发明只考虑估计小数频率偏差。 

由于DTMB系统的基带采样率F为7.56MHz，定义 

$\mathrm{\ΔB}=\frac{F}{N+L}\mathrm{Hz}$

从而，对于PN420帧头模式来说，ΔB＝7.56·10³/255＝29.647KHz；对于PN595帧头模式来说，ΔB＝7.56·10³/4375＝1.728KHz；对于PN945帧头模式来说，ΔB＝7.56·10³/511＝14.79452KHz。 

在估计载波频偏之前，DTMB接收机首先要执行同步捕获过程。完成同步捕获过程后，就可以获得相应的同步信息，包括获得发射端发射的帧头PN序列为何种形式(PN420、PN595或者PN945之一)。 

存在载波频率偏差的简化的接收信号可以表示为： 

r(k)＝s(k)·exp(j2πkδ/M)，k＝0，1，2，… 

其中，s(k)表示发射信号，我们置M为M＝N+L； 

然后，接收信号经过一个滑动自相关器，进行滑动自相关操作。 

滑动自相关器的功能描述如下： 

$R\left(n\right)=\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{conj}\left(r(n+i)\right)r(N+L+n+i);$

其中，r(n)表示接收到的信号样本，conj(·)表示取共轭函数，R(n)为一个序列，表示自相关操作的输出结果，N和L根据不同帧头模式进行取值，见上所述。 

其次，根据滑动自相关操作的输出结果，进行小数频偏的计算，即可以获得估计出的小数频偏结果。 

小数频偏的计算由小数频偏计算模块完成，小数频偏计算模块的具体处理步骤描述如下： 

首先对自相关输出结果R(n)序列取绝对值，获得R(n)序列的幅度序列|R(n)|。其次，寻找到|R(n)|序列的最大值，记为max(|R(n)|)，并且记该幅度最大值对应的索引值为n_max，进而获得R(n_max)。第三，取R(n_max)的相位，记为θ。一般说来，相位θ具有如下形式 

θ＝2πδ(N+L)/M 

由于已经置M为M＝N+L，从而 

θ＝2πδ 

进一步，由于相位的周期性(肯定以2π为周期) 

θ＝2πδ_f

最后，将 

与ΔB相乘，即获得估计出的小数频偏δ_f·ΔB。 

由于同步捕获阶段已经获知了发射端发射的具体的PN帧头模式，因此可以直接选用对应的N、L和ΔB等参数。 

参照图8所示，为本发明的接收机的小数频偏估计装置结构示意图。所述小数频偏估计装置包括：帧头序列模式划分及参数确定模块80、同步捕 获模块81、结构参数选择模块82、滑动自相关模块83、小数频偏估计模块84； 

所述帧头序列模式划分及参数确定模块80，用于将所有的帧头序列模式划分为相同的结构形式：N+L+N，并令ΔB为 

其中F为系统的基带采样率； 

所述同步捕获模块81，用于接收存在载波频率偏差的接收信号，并对所述接收信号进行同步捕获后获得所述接收信号的帧头序列模式； 

所述结构参数选择模块82，分别与所述帧头序列模式划分及参数确定模块80及所述同步捕获模块81相连，用于根据所述同步捕获模块81所获得的帧头序列模式选择对应的N、L； 

所述滑动自相关模块83，与所述结构参数选择模块82相连，用于根据所述选择的N、L对接收信号进行滑动自相关操作，获得滑动自相关操作的输出结果； 

所述小数频偏估计模块84，与所述滑动自相关模块83相连，用于根据所述滑动自相关操作的输出结果，进行小数频偏的估计。 

下面对各个模块进行详细说明。 

具体来说，所述帧头序列模式划分及参数确定模块80，进一步用于将三种帧头序列模式划分为相同的结构形式，对于PN420帧头序列模式，L＝90个符号，N＝165个符号；对于PN595帧头序列模式，L＝3780个符号，N＝595个符号；对于PN945帧头序列模式，L＝77个符号，N＝434个符号； 

同时，所述帧头序列模式划分及参数确定模块80，进一步用于根据所述基带采样率F为7.56MHz对ΔB进行确定，对于PN420帧头序列模式，ΔB＝7.56·10³/255＝29.647KHz；对于PN595帧头序列模式，ΔB＝7.56·10³/4375＝1.728KHz；对于PN945帧头序列模式，ΔB＝7.56·10³/511＝14.79452KHz； 

所述帧头序列模式划分及参数确定模块80，进一步用于将发射机和接收机之间存在的载波频率偏差记为Δf；将载波频偏Δf进行归一化处理，即δ＝Δf/ΔB，从而δ＝δ_I+δ_f，δ_I表示整数，δ_f表示小数，δ_I·ΔB表示整数频偏，δ_f·ΔB表示小数频偏。 

所述同步捕获模块81，进一步用于接收以下接收信号：r(k)＝s(k)·exp(j2πkδ/M)，k＝0，1，2，…； 

其中，s(k)表示发射信号，令M为M＝N+L。 

所述滑动自相关模块83，进一步用于获得以下的滑动自相关操作的输出结果：令 

其中，r(n)表示接收到的信号样本，conj(·)表示取共轭函数，R(n)为一个序列，表示滑动自相关操作的输出结果。 

所述小数频偏估计模块84，进一步用于：首先对滑动自相关输出结果R(n)序列取绝对值，获得R(n)序列的幅度序列|R(n)|； 

其次，寻找到|R(n)|序列的最大值，记为max(|R(n)|)，并且记该幅度最大值对应的索引值为n_max，进而获得R(n_max)； 

令R(n_max)的相位θ为 

θ＝2πδ(N+L)/M 

由于M＝N+L，从而 

θ＝2πδ 

由于相位的周期性，从而 

θ＝2πδ_f

最后，将 

与ΔB相乘，获得估计出的小数频偏δ_f·ΔB。 

本发明通过对不同模式的帧头序列进行相同的结构形式划分，并根据划分后的结构形式设定了新的ΔB的确定方式，使ΔB可以根据不同的帧头模式选取不同的值，从而可以采用相同的方法估计DTMB系统的小数频偏。本发明的方法可以同时适用于单载波调制模式和多载波调制模式，并具有适用范围广、估计性能好的特点，可实现较大的估计范围，并可以应用于所有与DTMB系统相类似的传输系统。 

最后所应说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制，本领域的普通技术人员对本发明的技术方案进行的修改或者等同替换，均涵盖在本发明的权利要求范围当中。 

Claims (16)

1.一种接收机的小数频偏估计方法，用于对具有不同帧头序列模式并存在载波频率偏差的接收信号进行小数频偏估计，其特征在于，所述方法包括以下步骤：

(1)将各种模式的帧头序列划分为相同的结构形式：N+L+N，并令ΔB为

其中，所述帧头序列包括前同步序列、后同步序列和中间序列；N为所述帧头序列的前同步序列的符号数加上用作复制构成后同步序列的符号数；L为所述帧头序列的中间序列的符号数减去N；F为系统的基带采样率；

(2)接收存在载波频率偏差的接收信号，对所述接收信号进行同步捕获后获得所述接收信号的帧头序列模式，根据所述帧头序列模式选择对应的N、L；

(3)根据所述选择的N、L对接收信号进行滑动自相关操作，获得滑动自相关操作的输出结果；

(4)根据所述滑动自相关操作的输出结果，进行小数频偏的估计。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述N为结构划分前的帧头序列的前同步序列的符号数与用作复制构成后同步序列的符号数之和，L为结构划分前的中间序列的符号数减去N后的符号数；所述帧头序列模式有三种，对于PN420帧头序列模式，L＝90个符号，N＝165个符号；对于PN595帧头序列模式，L＝3780个符号，N＝595个符号；对于PN945帧头序列模式，L＝77个符号，N＝434个符号。

3.如权利要求1或2所述的方法，其特征在于，步骤(2)中所述接收信号为：r(k)＝s(k)·exp(j2πkδ/M)，k＝0，1，2，…；

其中，s(k)表示发射信号，令M为M＝N+L；δ为载波频偏的归一化值。

4.如权利要求3所述的方法，其特征在于，在步骤(3)中所述获得滑动自相关操作的输出结果，包括：令

其中，r(n)表示接收到的信号样本，conj(·)表示取共轭函数，R(n)为一个序列，表示滑动自相关操作的输出结果。

5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，步骤(4)进一步包括：首先对滑动自相关输出结果R(n)序列取绝对值，获得R(n)序列的幅度序列|R(n)|；

其次，寻找到|R(n)|序列的最大值，记为max(|R(n)|)，并且记该幅度最大值对应的索引值为n_max，进而获得R(n_max)；

令R(n_max)的相位θ为

θ＝2πδ(N+L)/M

由于M＝N+L，从而

θ＝2πδ

由于相位的周期性，从而

θ＝2πδ_f

最后，将与ΔB相乘，获得估计出的小数频偏δ_f·ΔB；δ为载波频偏的归一化值。

6.如权利要求1、2、4或5任意一项所述的方法，其特征在于，所述基带采样率F为7.56MHz，对于PN420帧头序列模式，ΔB＝7.56·10³/255＝29.647KHz；对于PN595帧头序列模式，ΔB＝7.56·10³/4375＝1.728KHz；对于PN945帧头序列模式，ΔB＝7.56·10³/511＝14.79452KHz。

7.如权利要求3所述的方法，其特征在于，所述基带采样率F为7.56MHz，对于PN420帧头序列模式，ΔB＝7.56·10³/255＝29.647KHz；对于PN595帧头序列模式，ΔB＝7.56·10³/4375＝1.728KHz；对于PN945帧头序列模式，ΔB＝7.56·10³/511＝14.79452KHz。

8.如权利要求6所述的方法，其特征在于，步骤(1)中还包括：将发射机和接收机之间存在的载波频率偏差记为Δf；将载波频偏Δf进行归一化处理，即δ＝Δf/ΔB，从而δ＝δ_I+δ_f，δ_I表示整数，δ_f表示小数，δ_I·ΔB表示整数频偏，δ_f·ΔB表示小数频偏。

9.一种接收机的小数频偏估计装置，用于对具有不同帧头序列模式并存在载波频率偏差的接收信号进行小数频偏估计，其特征在于，所述小数频偏估计装置包括：帧头序列模式划分及参数确定模块、同步捕获模块、结构参数选择模块、滑动自相关模块、小数频偏估计模块；

所述帧头序列模式划分及参数确定模块，用于将各种模式的帧头序列划分为相同的结构形式：N+L+N，并令ΔB为

其中，所述帧头序列包括前同步序列、后同步序列和中间序列；N为所述帧头序列的前同步序列的符号数加上用作复制构成后同步序列的符号数；L为所述帧头序列的中间序列的符号数减去N；F为系统的基带采样率；

所述同步捕获模块，用于接收存在载波频率偏差的接收信号，并对所述接收信号进行同步捕获后获得所述接收信号的帧头序列模式；

所述结构参数选择模块，分别与所述帧头序列模式划分及参数确定模块及所述同步捕获模块相连，用于根据所述同步捕获模块所获得的帧头序列模式选择对应的N、L；

所述滑动自相关模块，与所述结构参数选择模块相连，用于根据所述选择的N、L对接收信号进行滑动自相关操作，获得滑动自相关操作的输出结果；

所述小数频偏估计模块，与所述滑动自相关模块相连，用于根据所述滑动自相关操作的输出结果，进行小数频偏的估计。

10.如权利要求9所述的装置，其特征在于，所述帧头序列模式划分及参数确定模块，进一步用于将三种帧头序列模式划分为相同的结构形式，对于PN420帧头序列模式，L＝90个符号，N＝165个符号；对于PN595帧头序列模式，L＝3780个符号，N＝595个符号；对于PN945帧头序列模式，L＝77个符号，N＝434个符号。

11.如权利要求9或10所述的装置，其特征在于，所述同步捕获模块，进一步用于接收以下接收信号：r(k)＝s(k)·exp(j2πkδ/M)，k＝0，1，2，…；

其中，s(k)表示发射信号，令M为M＝N+L；δ为载波频偏的归一化值。

12.如权利要求11所述的装置，其特征在于，所述滑动自相关模块，进一步用于获得以下的滑动自相关操作的输出结果：令

$R\left(n\right)=\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{conj}\left(r(n+i)\right)r(N+L+n+i);$

其中，r(n)表示接收到的信号样本，conj(·)表示取共轭函数，R(n)为一个序列，表示滑动自相关操作的输出结果。

13.如权利要求12所述的装置，其特征在于，所述小数频偏估计模块，进一步用于：首先对滑动自相关输出结果R(n)序列取绝对值，获得R(n)序列的幅度序列|R(n)|；

其次，寻找到|R(n)|序列的最大值，记为max(|R(n)|)，并且记该幅度最大值对应的索引值为n_max，进而获得R(n_max)；

令R(n_max)的相位θ为

θ＝2πδ(N+L)/M

由于M＝N+L，从而

θ＝2πδ

由于相位的周期性，从而

θ＝2πδ_f

最后，将

与ΔB相乘，获得估计出的小数频偏δ_f·ΔB；δ为载波频偏的归一化值。

14.如权利要求9、10、12或13任意一项所述的装置，其特征在于，所述帧头序列模式划分及参数确定模块，进一步用于根据所述基带采样率F为7.56MHz对ΔB进行确定，对于PN420帧头序列模式，ΔB＝7.56·10³/255＝29.647KHz；对于PN595帧头序列模式，ΔB＝7.56·10³/4375＝1.728KHz；对于PN945帧头序列模式，ΔB＝7.56·10³/511＝14.79452KHz。

15.如权利要求11所述的装置，其特征在于，所述帧头序列模式划分及参数确定模块，进一步用于根据所述基带采样率F为7.56MHz对ΔB进行确定，对于PN420帧头序列模式，ΔB＝7.56·10³/255＝29.647KHz；对于PN595帧头序列模式，ΔB＝7.56·10³/4375＝1.728KHz；对于PN945帧头序列模式，ΔB＝7.56·10³/511＝14.79452KHz。

16.如权利要求14所述的装置，其特征在于，所述帧头序列模式划分及参数确定模块，进一步用于将发射机和接收机之间存在的载波频率偏差记为Δf；将载波频偏Δf进行归一化处理，即δ＝Δf/ΔB，从而δ＝δ_I+δ_f，δ_I表示整数，δ_f表示小数，δ_I·ΔB表示整数频偏，δ_f·ΔB表示小数频偏。

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