CN100539486C - 时域同步正交频分复用接收机的载波恢复方法及其系统 - Google Patents

Abstract

TDS-OFDM数字电视接收机载波恢复方法，属于数字信息传输技术领域。该载波频率估计分为三个阶段完成：a)接收机先进行粗频率估计(Coarse Frequency Estimation，CFE)，使频偏校正到一个较小范围；b)在未完全获得定时信息情况下，进行非相干AFC(Auto Frequency Estimation，AFC)；c)在完全获得定时信息情况下，即接收机进入锁定状态时，进行相干AFC估计。得到的频率估计，使用一个一阶跟踪环路完成数据的载波频率校正。本发明已在清华DMB-T系统的FPGA、ASIC版本接收机中得到实现，实际试播和测试证明其性能明显优于现有的其它系统。

Description

时域同步正交频分复用接收机的载波恢复方法及其系统

技术领域

本发明属于数字信息传输技术领域，特别涉及一种时域同步正交频分复用(Time DomainSynchronous OFDM，TDS-OFDM)数字电视接收机的载波恢复方法。

背景技术

在同步传输的数字通信或广播系统中，由于多普勒频移和本地载波误差的影响，接收信号会产生缓慢的频率漂移，从而使接收信号出现相位漂移，对采用相干解调的通信系统会产生恶劣影响，使系统性能下降。尤其对由许多正交的子载波组成的OFDM信号来说，子信道带宽比整个带宽小得多，载波频偏引入载波间干扰(ICI)将破坏OFDM信号不同子载波间的正交性，一个小的频偏都会导致很大的信噪比降低，从而要求我们必须精确地估计并校正频偏。

由于地面电视广播是连续的数据流，所以载波恢复算法通常采用反馈结构，以获得较好的跟踪性能。要保证在恶劣的环境下能可靠的恢复载波，美国8-VSB系统在距下边带边界处加入了一个小的导频信号。载波恢复方法目前多采用对该导频信号先自动频率跟踪，再窄带锁相进行相位跟踪，与传统的模拟锁相环方法类似。要使得频率恢复接近于理想，付出的代价是增加0.3dB的信号功率。其在6MHz带宽内的归一化的传送频谱如图1。

欧洲COFDM传输系统在时域加入特殊的结构一循环前缀，并在频域插入连续导频和分散导频信号，连续导频在每个COFDM符号中的位置都是固定的，在8k模式中插入了177个连续导频，在2k模式中插入了45个连续导频。分散导频的位置在不同的COFDM符号中有所不同，但以四个COFDM符号为周期循环，如图2所示，其中白色圆圈代表数据子载波，灰色圆圈代表分散导频子载波，黑色圆圈代表TPS导频子载波，斜线圆圈代表连续导频子载波。欧洲COFDM采用典型OFDM频率估计方法，为了保证较大的捕获范围和优化跟踪性能，分为粗同步和细同步估计。一般以子载波间隔为单位，将载波频偏分成整数部分和小数部分。先进行粗同步，即整数倍频率同步，将最初的几倍的子载波间隔频偏降低至不到子载波间隔的一半，然后进行细同步估计，即小数倍细频率同步，来校正剩余的小数倍频偏。频偏校正通常采用一个带有频率检测器的跟踪环来实现，频偏估计主要通过下面两种方式：

1.基于COFDM信号中的循环前缀在时域进行

2.基于COFDM中的分散导频和连续导频在频域进行

第一种算法利用OFDM信号的固有重复结构，算法复杂度较低。但在实际中，多径信道引入的ISI已经破坏了这种重复结构，所以估计性能受到影响。第二种算法可以提供较好的估计结果，但由于插入导频降低了信息速率，因此插入的导频数目相对于数据来说一定要少。另外OFDM受频偏影响会引起ICI，如果存在ICI的话，一定会破坏频率估计的性能。而且该这种算法一般在获得正确的定时的信息后才能够使用，因而其同步时间较长。

清华大学提出的地面数字多媒体电视广播(Digital MultimediaTV Broadcasting-Terrestrial，DMB-T)方案的目的是提供一种数字信息传输方法，采用了时域同步正交频分复用(Time Domain Synchronous OFDM，TDS-OFDM)调制技术，关于DMB-T、TDS-OFDM的相关情况详见授权号为00123597.4名为“地面数字多媒体电视广播系统”、授权号为01115520.5名为“时域同步正交频分复用调制方法”，以及授权号为01124144.6名为“正交频分复用调制系统中保护间隔的填充方法”等清华大学申请的中国发明专利。

TDS-OFDM也是多载波系统，为了克服以上缺点，本发明采用在TDS-OFDM信号中由PN序列循环扩展的帧同步在时域完成载波同步。

DMB-T系统的结构具有分层的帧结构，其物理信道帧结构如图3所示。帧群定义为一群信号帧，其第一帧定义为帧群头(控制帧)。超帧定义为一组帧群。帧结构的顶层称为日帧(Calendar Day Frame，CDF)。物理信道是周期的，并且和绝对时间同步。信号帧是DMB-T系统帧结构的基本单元。一个信号帧由帧同步和帧体两部分组成(见图3)。帧同步和帧体的基带符号率相同，规定为7.56MSps。帧同步由PN序列循环扩展生成，PN序列作为同步，可变保护间隔(填充PN序列、循环前缀或零值)，长度不超过IDFT块长度的1/4。PN序列定义为一个8阶m序列，其特征多项式定义为x8+x6+x5+x+1，初始条件模板将确定所生成m序列的相位。对于一个特定的信号帧，它的信号帧号决定PN序列的初始条件。经“0”到“+1”值及“1”到“-1”值的映射后，PN序列变换为非归零的二进制信号。

一个帧体的基带信号是一个正交频分复用(OFDM)块。一个OFDM块进一步分成一个保护间隔和一个离散复里叶逆变换(IDFT)块。对于TDS-OFDM来说，PN同步序列既作为帧同步，又作为OFDM的保护间隔，而帧体作为DFT块，如图3所示。由于PN序列与DFT块的正交时分复用，而且PN序列对于接收端来说是已知序列，因此，PN序列和DFT块在接收端是可以被分开的。

发明内容

提出了一种低复杂度、基于时域频率估计的载波恢复算法及系统。频率估计分为三个步骤完成：a)接收机在开机初始状态时，与发射机很可能存在较大频率偏差，先进行粗频率估计(Coarse Frequency Estimation，CFE)，使频偏校正到一个较小范围；b)在未完全获得定时信息情况下，进行非相干AFC(Auto Frequency Estimation，AFC)；c)在完全获得定时信息情况下，即接收机进入锁定状态时，进行相干AFC估计。得到的频率估计使用一个一阶跟踪环路完成数据的载波频率校正。

本发明所述的TDS-OFDM接收机载波恢复方法，其特征在于，它是在数字电路上实现的，它依次含有以下步骤：

(1)把经过频率校正得到的TDS-OFDM即时域同步正交频分复用信号帧分解为PN码帧同步和DFT数据；

(2)根据接收机的同步状态，依次使用下述方法进行频率估计：

a)当开机初始状态时，选择粗频率估计，即CFE，它依次含有以下步骤：

a₁)把接收到的PN序列r(k)取平方并将平方结果延时后取共轭，延时长度为l₁，得到下式(r(k-l₁)^*)²；

a₂)把共轭输出与r(k)的平方输出相乘后进行累加，得到R(l₁)，累加的长度为PN序列的长度K：

$R\left(l_1\right)=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{(r\left(k\right)\·r{(k-l_1)}^{*})}^2$

a₃)把R(l₁)的模乘上1/(2l₁)即得到当前信号帧的粗频率估计，用

表示，其中，T为PN序列周期，

为归一化频偏的估计值，再经滤波输出：

${\widehat{\mathrm{\Ω}}}_{\mathrm{CFE}}T=\frac{1}{2l_1}\arg \left(R\left(l_1\right)\right)$

其中arg()表示取模操作；

b)当未完全获得定时信息时，选择非相干自动频率控制估计，用NAFC表示，它依次含有以下步骤：

b₁)把接收到的PN序列r(k)取平方并将平方结果延时后取共轭，延时长度为l₂，得到下述表达式(r(k-l₂)^*)²；

b₂)共轭输出与r(k)的平方输出相乘后进行累加，得到R(l₂)，累加的长度为PN序列的长度K：

$R\left(l_2\right)=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{(r\left(k\right)\·r{(k-l_2)}^{*})}^2$

b₃)把R(l₂)的模乘上1/(2l₂)即得到当前信号帧的NAFC频率估计，用

表示，其中，T为PN序列周期，

为归一化频偏的估计值，再滤波输出：

c)当完全获得定时信息时，即接收机进入锁定状态，选择相干自动频率控制估计，用CAFC表示，它依次含有以下步骤：

c₁)把本地产生的PN序列c(k)取共轭，并与接收到的PN序列r(k)相乘得到z(k)：

z(k)＝r(k)c(k)^*＝|c(k)|²·e^j(ΩkT+θ)+n(k)c(k)^*

r(k)＝c(k)·e^j(ΩkT+θ)+n(k)    1≤k≤K

其中Ω为归一化频偏，θ为载波初始相偏，n(k)为信道高斯白噪声，K为PN序列的长度；

c₂)把z(k)延时，再取共轭，延时长度为l₂，得到z(k-l₂)^*；

c₃)把步骤c₂)中的共轭输出与z(k)相乘后进行累加，得到R(l₂)，累加的长度为PN序列的长度K，得到

$R\left(l_2\right)=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}z\left(k\right)\·z{(k-l_2)}^{*}$

c₄)R(l₂)的模乘上1/l₂，得到当前信号帧的CAFC频率估计，用

表示，再滤波输出。

本发明所述的TDS-OFDM接收机载波恢复方法，其特征在于，它含有：

频率校正器，它是一个乘法器，它有一个TDS-OFDM信号输入端；

分离器，它是一个门选择开关，它的输入端与频率校正器的输出端相连，它有两个输出端：帧体数据输出端和PN序列输出端；

CFE估计器，即粗频率估计器，它含有一个依次串接的平方电路、延时电路和共轭运放电路以及一个依次串接的乘法电路、累加器和取模电路；其中，乘法电路的两个输入分别与平方电路和共轭运放电路的输出端相连；平方电路有一个接收PN序列输入端；延时电路的延时长度是l₁；累加器的累加长度是PN序列的长度K；取模电路的输入是累加器输出的复数信号，取模电路完成取模，并乘上系数1/(2l₁)，它的输出信号是当前信号帧的粗频率估计；

非相干估计器，即非相干自动频率控制的估计器，用NAFC估计器表示，它含有一个依次串接的平方电路、延时电路和共轭运放电路以及一个依次串接的乘法电路、累加器和取模电路；其中，平方电路有一个接收PN序列输入端；延时电路的延时长度是l2；乘法电路的两个输入分别与平方电路和共轭运放电路的输出端相连；累加器的累加长度是PN序列的长度K；取模电路的输入是累加器输出的复数信号，取模电路完成取模，并乘上系数1/(2l₂)，它的输出信号是当前信号帧的非相干频率估计；

相干估计器，即相干自动频率控制的估计器，用CAFC估计器表示，它是一个依次由第一共轭运放电路、第一乘法电路、延时电路、第二共轭运放电路、第二乘法电路、累加器和取模电路串连构成的电路，其中，第一共轭电路有一个本地产生的PN序列输入端；第一乘法电路有一个接收到的PN序列输入端；延时电路的延时长度是l₂；第二乘法电路的两个输入分别与第一乘法电路和第二共轭运放电路的输出端相连；累加器的输入端和第二乘法电路的输出端相连，累加长度是PN序列的长度K；取模电路的输入是累加器输出的复数信号，取模电路完成取模，并乘上系数1/l₂，它的输出信号是当前信号帧的相干自动频率控制频率估计；

三输出状态选择开关，它的输入端与接收机的状态信号输出端相连，它的三个状态选择输出端选择性地接通CFE估计器、非相干AFC估计器、相干AFC估计器三者中的一个输出端和一个低通滤波器的输入端；

低通滤波器，它有一个频率估计输入端；

数控振荡器，它的输入端与上述的滤波器的驱动信号输出端相连，它的输出端与上述频率校正器的第二个输入端相连。

该载波恢复算法在保证足够大捕获范围同时，获得较高估计精度。而计算复杂度小，频率捕获时间快，适合应用于全数字TDS-OFDM接收机。

本发明的特点：

TDS-OFDM也属于OFDM系统，本发明提出的载波恢复方案利用TDS-OFDM信号帧中的同步PN序列在时域得到频率估计，估计的方法根据接收机所处的同步状态，依次分粗频率估计(CFE)、非相干AFC和相干AFC估计三个阶段完成。计算机仿真和实际系统表明，提出的载波恢复在保证足够大捕获范围同时，获得较高估计精度，而计算复杂度小，频率捕获时间快，解决了地面电视广播传输中，尤其采用OFDM调制系统的载波恢复问题，实验室测试和场地试播都证明其性能明显优于现有的其它系统。

附图说明

图1为美国ATSC中导频在信道频谱中的位置。

图2为欧洲DVB-T中导频的空间位置。

图3为DMB-T传输协议的分级帧结构。

图4为相干频率估计(CAFC)方法。

图5为粗频率估计(CFE)方法。

图6为非相干频率估计(NAFC)方法。

图7为CFE估计均值和方差曲线。

图8为非相干AFC估计均值和方差曲线。

图9为相干AFC估计均值和方差曲线。

图10为CFE、不相干AFC和相干AFC的方差比较。

图11为频率校正反馈结构。

图12为本发明提出的载波恢复方法。

具体实施方式

地面无线电视接收机在在开机初始状态时，与发射机很可能存在较大频率偏差，为了保证频率估计有足够大捕获范围同时，获得较高估计精度。本发明所提出的载波频率估计分为三个阶段完成：a)接收机先进行粗频率估计(Coarse Frequency Estimation，CFE)，使频偏校正到一个较小范围；b)在未完全获得定时信息情况下，进行非相干AFC(Auto FrequencyEstimation，AFC)；c)在完全获得定时信息情况下，即接收机进入锁定状态时，进行相干AFC估计。得到的频率估计使用一个一阶跟踪环路完成数据的载波频率校正。下面将结合附图对本发明的理论分析和具体实施例进行详细描述。

我们先假设定时恢复理想，定时恢复后的数据信号是以符号周期T采样的，在AWGN信道下可以表示为

r(k)＝c(k)·e^j(ΩkT+θ)+n(k)         (1)

其中Ω为归一化频偏，θ为载波初始相偏。

已知本地的PN序列为{c(k)}，令z(k)＝r(k)c(k)^*则有

z(k)＝r(k)c(k)^*＝|c(k)|²·e^j(ΩkT+θ)+n(k)c(k)^*  1≤k≤K      (2)

因此，z(k)可以看成加入了高斯白噪声的的复正弦信号，频偏估计算法就是从一个连续序列的样值{z(k)}中推导出载波频偏。此时进行最大似然估计，需要(Ω，θ)的联合估计：

$(\widehat{\mathrm{\Ω}},\widehat{\mathrm{\θ}})=\arg \underset{\mathrm{\Ω},\mathrm{\θ}}{\max }\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{-\mathrm{j\θ}}{e}^{-\mathrm{jkT\Ω}}z\left(k\right)---\left(3\right)$

为了简化计算，将(Ω，θ)的两维变化为两个一维问题：

$\arg \underset{\mathrm{\Ω},\mathrm{\θ}}{\max }\mathrm{Re}\left\{\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{-\mathrm{j\θ}}{e}^{-\mathrm{jkT\Ω}}z\left(k\right)\right\}---\left(4\right)$

$=\arg \underset{\mathrm{\Ω},\mathrm{\θ}}{\max }\left|Y\left(\mathrm{\Ω}\right)\right|\mathrm{Re}\left\{e^{-j(\mathrm{\θ}-\arg \left\{Y\left(\mathrm{\Ω}\right)\right\})}z\left(k\right)\right\}$

其中

$Y\left(\mathrm{\Ω}\right)=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{-\mathrm{jkT\Ω}}z\left(k\right)---\left(5\right)$

这样对于频率估计只需|Y(Ω)|取得最大值：

$\widehat{\mathrm{\Ω}}=\arg \underset{\mathrm{\Ω}}{\max }\left|Y\left(\mathrm{\Ω}\right)\right|---\left(6\right)$

获得最大值的充分条件是|Y(Ω)|对于Ω的导数等于0。不幸的是，要得到该最大问题的准确解很困难，为了得到可硬件实现的算法，只能使用近似解。到目前为止，已经有很多学者提出了自己的近似解法，我们在分析现有算法基础上，提出适合DMB-T系统的自相关频率估计的算法：

$\begin{array}{cc}{\widehat{\mathrm{\Ω}}}_{\mathrm{AFC}}T=\frac{1}{l}\arg \left(R\left(l\right)\right)& l=l_2\end{array}---\left(7\right)$

$R\left(l\right)=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}z\left(k\right)\·z{(k-l)}^{*}---\left(8\right)$

式中R(l)为接收信号的自相关函数，l为相关需要的延迟，K为相关长度，一般取帧头中PN序列的长度。这就是我们提出的相干AFC算法，如图4所示。可以证明该相干AFC算法为无偏估计，其方差近似为：

$\mathrm{var}\left[\widehat{\mathrm{\Ω}}T\right]=\frac{1}{l^2}(\frac{l}{K^2}\frac{2}{(2\·\mathrm{SNR})}+\frac{1}{K}\frac{2}{{(2\·\mathrm{SNR})}^2})---\left(9\right)$

式中SNR表示信道信噪比。在SNR较高的区域，该相干AFC估计在l＝2K/3时逼近频率估计方差的Cramer-Rao界(CRB)。并且频率捕获范围为：

$\frac{\left|\widehat{\mathrm{\&Omega;}}T\right|}{2\mathrm{\&pi;}}<\frac{1}{2l_2}---\left(10\right)$

在开机初始状态时，接收机与发射机很可能存在较大频率偏差Δf，这时接收机是无法进行准确的定时同步的，所以定时同步算法一般要求Δf不能大于某一个门限。如果开始定时同步时Δf大于该门限，则必须先进行粗频率估计(CFE)，将频偏捕捉到该门限以内后再进行定时同步。由于CFE是在定时同步之前进行的，此时没有定时信息，所以CFE算法只能是无数据辅助方式的算法，可以使用(r(k)·r(k-l)^*)^P来代替式(8)中的z(k)·z(k-l)^*，其中P为调制元数。由于我们使用BPSK调制PN序列，P＝2。CFE算法由于采用了无数据辅助方法的缺点是捕捉范围变为原来的1/P，而且由于引入了P次方，估计方差变大。

在完成CFE阶段后，并不直接进行相干AFC阶段，而是先进入非相干AFC。非相干AFC与相干AFC的不同在于：相干AFC要使用定时信息，而非相干AFC不使用定时信息。先进行非相干AFC的原因是这样：完成CFE后，定时同步环路和细频率估计环路同时开启，此时定时环路还需要几帧的时间才能准确同步，即提供准确定时恢复。在这几帧内的定时不够准确，因此要使用不需时间信息的非相干AFC进行同步。在定时同步稳定后，再进入相干AFC环路。综上所述，CFE算法和非相干AFC估计算法可表示为：

CFE：

$\begin{array}{cc}{\widehat{\mathrm{\&Omega;}}}_{\mathrm{CFE}}T=\frac{1}{2l}\arg \left(R\left(l\right)\right)& l=l_1\end{array}---\left(11\right)$

$R\left(l\right)=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\&Sigma;}}}{(r\left(k\right)\&CenterDot;r{(k-l)}^{*})}^2---\left(12\right)$

非相干AFC：

$\begin{array}{cc}{\widehat{\mathrm{\&Omega;}}}_{\mathrm{NAFC}}T=\frac{1}{2l}\arg \left(R\left(l\right)\right)& l=l_2\end{array}---\left(13\right)$

$R\left(l\right)=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\&Sigma;}}}{(r\left(k\right)\&CenterDot;r{(k-l)}^{*})}^2---\left(14\right)$

其原理图分别如图5、图6所示。可以推导出它们的捕获范围是：

$\frac{\left|\widehat{\mathrm{\&Omega;}}T\right|}{2\mathrm{\&pi;}}<\frac{1}{4l}---\left(15\right)$

对于CFE，l＝l₁，而对于非相干AFC，l＝l₂。

式中l₁和l₂为相关所需的延迟0<l₁≤l₂≤K。CFE和非相干AFC算法不需要定时信息，由于帧头中PN序列是BPSK调制，所以用(r(k)·r(k-l)^*)²去除了调制信息。有了定时信息后，使用相干AFC，它没有对信号进行平方操作，所以跟踪性能更好。CFE的l₁比较小，从而保障CFE有较大的捕捉范围；而AFC的l₁较大，使得AFC有更好的跟踪性能。综合各种因素，l₁和l₂的典型值为l₁＝8，l₂＝85，下面仿真中就使用该典型值，相关长度K为帧头中PN序列的长度，典型值为K＝255。

为了对提出的频率估计算法进行评价，并验证理论推导，我们进行了计算机仿真。

首先给出CFE在SNR＝15，20，25dB情况下的估计均值和方差曲线，如图7所示。接着给出了非相干AFC在SNR＝15，20，25dB情况下的估计均值和方差曲线，如图8所示。最后给出相干AFC在SNR＝15，20，25dB情况下的估计均值和估计方差曲线，如图9所示。可以看出：在频偏小于44KHz时，相干AFC都能给出准确的频偏估计值，且方差随着SNR的增大而减小，在SNR>20dB时方差均小于10^-8，与理论分析吻合。由仿真结果，非相干AFC的频率估计范围为23KHz，而CFE为250KHz左右，满足系统设计要求。CFE可以在初同步时首先使用，将载波频偏降低到8KHz范围内。为了比较在不同SNR情况下，CFE、非相干AFC和相干AFC的性能，给出了频偏为0时各频率估计方法得到的方差曲线，并画出相应的CRB界曲线作为参考，如图10所示。图10表明，相干AFC频率的方差要明显优于CFE，比非相干AFC稍微改善一些，但在SNR较大区域，改善的有限。AFC算法在SNR>15dB后逼近CRB界。

得到频率估计后，为了获得平稳频率估值，需要使用一个反馈环路来跟踪信号频率。视频广播数据作为连续的数据流传送的，误差反馈结构很适于进行频率跟踪，并且可以在合理的复杂度下实现。提出的反馈环路模型如图11所示。

输入信号r(k)和一个估计得到的相位旋转因子

相乘，然后按照上述频率估计方法得到频率偏差估计，估计值经过环路滤波器后在累加器中累加，累加器相当于模拟PLL中VCO的积分器的数字化。最后使用NCO输出所需的相位旋转因子，完成环路闭环。由于该环路为频率环路，所以使用的滤波器只是一个K₁环路常数。通过K₁的取值来控制环路等效噪声带宽。经过理论推导，给出该频率环路的闭环传递函数

$H\left(z\right)=\frac{Z\left(\widehat{\mathrm{\&Omega;}}\left(k\right)\right)}{Z\left(\mathrm{\&Omega;}\left(k\right)\right)}=\frac{K_1}{z+K_1-1}---\left(16\right)$

由式(10)，可以得到频率环路归一化跟踪误差的方差近似为：

其中B_L是经信号帧频率归一化的单边等效环路噪声带宽。从式(17)很容易得到：跟踪误差的均方值和等效噪声带宽B_L成正比，而与相关长度K的平方、相关延迟l和和信噪比SNR的积成反比。所以在实现频率环时可采用不同的B_L参数：初始同步时使用较大的B_L，而在同步稳定后使用较小的B_L，相应引起频率抖动也比较小。

综合上述，本发明提出了基于时域频率估计的载波恢复算法，如图12所示。其频率估计分为三个步骤完成：

a)接收机在开机初始状态时，与发射机很可能存在较大频率偏差，先进行粗频率估计(CFE)，使频偏校正到一个较小范围；

b)在未完全获得定时信息情况下，进行非相干AFC(AFC)；

c)在完全获得定时信息情况下，即接收机进入锁定状态时，进行相干AFC估计。

得到的频率估计后使用一个一阶跟踪环路完成数据的载波频率校正。在计算机仿真的基础上，本发明在清华DMB-T系统的FPGA、ASIC版本接收机中得到实现，实际试播和测试取得了良好的效果。

上面结合附图对本发明的具体实施例进行了详细说明，但本发明并不限制于上述实施例，在不脱离本申请的权利要求的精神和范围情况下，本领域的技术人员可作出各种修改或改型。

Claims (2)

1、时域同步正交频分复用接收机载波恢复方法，其特征在于，它是在数字电路上实现的，它依次含有以下步骤：

(1)把经过频率校正得到的TDS-OFDM即时域同步正交频分复用信号帧分解为PN码帧同步和DFT数据；

(2)根据接收机的同步状态，依次使用下述方法进行频率估计：

a)当开机初始状态时，选择粗频率估计，即CFE，它依次含有以下步骤：

a₁)把接收到的PN序列r(k)取平方并将平方结果延时后取共轭，延时长度为l₁，得到下式(r(k-l₁)*)²；

a₂)把共轭输出与r(k)的平方输出相乘后进行累加，得到R(l₁)，累加的长度为PN序列的长度K：

$R\left(l_1\right)=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\&Sigma;}}}{(r\left(k\right)\&CenterDot;r{(k-l_1)}^{*})}^2$

a₃)把R(l₁)的模乘上1/(2l₁)即得到当前信号帧的粗频率估计，用

表示，其中，T为PN序列周期，

为归一化频偏的估计值，再经滤波输出：

${\widehat{\mathrm{\&Omega;}}}_{\mathrm{CFE}}T=\frac{1}{2l_1}\arg \left(R\left(l_1\right)\right)$

其中arg()表示取模操作；

b)当未完全获得定时信息时，选择非相干自动频率控制估计，用NAFC表示，它依次含有以下步骤：

b₁)把接收到的PN序列r(k)取平方并将平方结果延时后取共轭，延时长度为l₂，得到下述表达式(r(k-l₂)*)²；

b₂)共轭输出与r(k)的平方输出相乘后进行累加，得到R(l₂)，累加的长度为PN序列的长度K：

$R\left(l_2\right)=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\&Sigma;}}}{(r\left(k\right)\&CenterDot;r{(k-l_2)}^{*})}^2$

b₃)把R(l₂)的模乘上1/(2l₂)即得到当前信号帧的NAFC频率估计，用

表示，其中，T为PN序列周期，为归一化频偏的估计值，再滤波输出：

c)当完全获得定时信息时，即接收机进入锁定状态，选择相干自动频率控制估计，用CAFC表示，它依次含有以下步骤：

c₁)把本地产生的PN序列c(k)取共轭，并与接收到的PN序列r(k)相乘得到z(k)：

z(k)＝r(k)c(k)^*＝|c(k)|²·e^j(ΩkT+θ)+n(k)c(k)^*

r(k)＝c(k)·e^j(ΩkT+θ)+n(k)1≤k≤K

其中Ω为归一化频偏，θ为载波初始相偏，n(k)为信道高斯白噪声，K为PN序列的长度；

c₂)把z(k)延时，再取共轭，延时长度为l₂，得到z(k-l₂)^*；

c₃)把步骤c₂)中的共轭输出与z(k)相乘后进行累加，得到R(l₂)，累加的长度为PN序列的长度K，得到

$R\left(l_2\right)=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\&Sigma;}}}z\left(k\right)\&CenterDot;z{(k-l_2)}^{*}$

c₄)R(l₂)的模乘上1/l₂，得到当前信号帧的CAFC频率估计，用

表示，再滤波输出。

2、时域同步正交频分复用接收机载波恢复方法，其特征在于，它含有：

频率校正器，它是一个乘法器，它有一个TDS-OFDM信号输入端；

分离器，它是一个门选择开关，它的输入端与频率校正器的输出端相连，它有两个输出端：帧体数据输出端和PN序列输出端；

CFE估计器，即粗频率估计器，它含有一个依次串接的平方电路、延时电路和共轭运放电路以及一个依次串接的乘法电路、累加器和取模电路；其中，乘法电路的两个输入分别与平方电路和共轭运放电路的输出端相连；平方电路有一个接收PN序列输入端；延时电路的延时长度是l₁；累加器的累加长度是PN序列的长度K；取模电路的输入是累加器输出的复数信号，取模电路完成取模，并乘上系数1/(2l₁)，它的输出信号是当前信号帧的粗频率估计；

非相干估计器，即非相干自动频率控制的估计器，用NAFC估计器表示，它含有一个依次串接的平方电路、延时电路和共轭运放电路以及一个依次串接的乘法电路、累加器和取模电路；其中，平方电路有一个接收PN序列输入端；延时电路的延时长度是l₂；乘法电路的两个输入分别与平方电路和共轭运放电路的输出端相连；累加器的累加长度是PN序列的长度K；取模电路的输入是累加器输出的复数信号，取模电路完成取模，并乘上系数1/(2l₂)，它的输出信号是当前信号帧的非相干频率估计；

相干估计器，即相干自动频率控制的估计器，用CAFC估计器表示，它是一个依次由第一共轭运放电路、第一乘法电路、延时电路、第二共轭运放电路、第二乘法电路、累加器和取模电路串连构成的电路，其中，第一共轭电路有一个本地产生的PN序列输入端；第一乘法电路有一个接收到的PN序列输入端；延时电路的延时长度是l₂；第二乘法电路的两个输入分别与第一乘法电路和第二共轭运放电路的输出端相连；累加器的输入端和第二乘法电路的输出端相连，累加长度是PN序列的长度K；取模电路的输入是累加器输出的复数信号，取模电路完成取模，并乘上系数1/l₂，它的输出信号是当前信号帧的相干自动频率控制频率估计；

三输出状态选择开关，它的输入端与接收机的状态信号输出端相连，它的三个状态选择输出端选择性地接通CFE估计器、非相干AFC估计器、相干AFC估计器三者中的一个输出端和一个低通滤波器的输入端；

低通滤波器，它有一个频率估计输入端；

数控振荡器，它的输入端与上述的滤波器的驱动信号输出端相连，它的输出端与上述频率校正器的第二个输入端相连。

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