CN106341361A - 嵌套式循环pn序列的多载波同步方法及系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种嵌套式循环PN序列的多载波同步方法及系统，本发明方法依次进行载波频偏估计步骤和频偏校正步骤；所述的载波频偏估计步骤，对分离出的嵌套式循环PN序列进行处理；所述的载波频偏校正步骤，对接收信号载波频偏进行校正。采用本发明的技术方案，其应用于适合低信噪比传输及杂波干扰恶劣的地面无线通信、卫星与电力线通信等数字通信领域。

Description

嵌套式循环PN序列的多载波同步方法及系统

技术领域

本发明属于数字通信技术领域，特别涉及一种嵌套式循环伪随机序列(PN)的多载波同步方法及系统。

背景技术

通常，多载波数字通信需要良好的同步功能，以实现信号的有效接收。为了充分利用频谱资源，可用于非对称数字业务的传输技术，且有效地抵抗多径效应，在电力线及无线等数字通信技术中，常采用目前技术较为成熟的正交频分复用(OFDM)调制方式。但其对同步偏差异常敏感，微小偏差即可引起较大子载波间干扰(ICI)及符号间干扰(ISI)，从而极大影响系统性能。OFDM基本原理是通过串并转换，把高速的串行数据流转换成为并行的数据流，这些数据流被分配到若干个相互独立的子信道中进行传输。其中，OFDM调制技术具有良好的抗衰弱特性，OFDM通过对信号在时域和频域上地混合处理，可简单方便地实现快速码字捕获和稳健的同步跟踪，且误码性能好，因此可在数字通信技术中较好地实现载波同步。

数字通信载波同步算法主要分为两大类：一是基于数据辅助的载波同步算法；二是非数据辅助的载波同步算法。其中，基于数据辅助的载波同步算法主要是通过引入特定训练序列来实现同步的，是以增加系统开销和降低效率为代价，引入额外的符号来实现同步，获得较好的同步性能。常见基于数据辅助同步算法主要有：Schimdl&Cox算法(算法见“Schmidl T M,Cox D C.Robust Frequency and Timing Synchronization for OFDM[J].IEEE Transactions on Communications,1997,45(12):1613-1621.”)、Minn算法(算法见“Minn H,Zeng M,Bhargava V K.On Timing Offset Estimation for OFDM Systems[J].IEEE Communications Letters,2000,4(7):242-244.”)、Park算法(算法见“Park B,ChenH.A novel timing estimation method for OFDM sysytems[J].IEEE CommunicationsLetters,2003,7(5):239-241.”)等。Schimdl&Cox算法使用2个训练序列，第1个用来完成OFDM符号定时和小数频偏估计，第2个用来完成整数频偏估计。其对频率偏差有较好鲁棒性，且抗多径效应。但由于循环前缀的影响，故其存在定时估计平台效应，使符号定时估计准确度下降，可应用于对性能要求不高的场合。Minn算法对Schimdl&Cox算法不足之处改进，设计一种新训练结构使定时测度曲线出现尖峰。但Minn算法实现复杂度高，且存在虚假副峰效应，即在错误时刻副峰值超过正确时刻峰值，使该方法在应用上受到限制。Park算法针对Schimdl&Cox算法和Minn算法不足改进，其设计一种训练符号结构，使测度曲线具有尖峰，但在低信噪比或信道复杂情况下，Park算法定时估计测度曲线会出现侧峰或者峰值过小情况，从而影响符号定时同步。

目前，技术较为成熟的一种载波同步技术：基于PN序列相关的OFDM载波同步算法，其思想是设计一种填充保护间隔的PN序列时域同步头结构，主要是利用同一帧中两段PN序列或相邻帧PN序列段之间相关性来实现载波同步，以消除导频插入部分对传输数据和频率利用率的影响，相对于传统基于循环前缀的同步方法，实现简单且精度较高。该同步方法实现复杂度较低，同步性能较好，在电力线及无线等数字通信载波同步中具有较大的实用意义。其缺点是，该同步方法属于估计较精细方法，时域同步头结构PN序列段之间相关性差，使系统频偏估计范围较小，且不能确保取相位运算较高精度，从而影响其实用性。

发明内容

本发明的目的是针对现有数字通信载波同步不能同时具有低计算复杂度和较高频偏估计精度的缺陷与不足，提供一种实现复杂度较低、频偏估计性能较好的方法——嵌套式循环PN序列的多载波同步方法及系统，以应用于适合低信噪比传输及杂波干扰恶劣的地面无线通信、卫星与电力线通信等数字通信领域。

为达到上述目的，本发明采取如下技术方案：

一种嵌套性循环伪随机(PN)序列的多载波同步方法，其包括载波频偏估计方法和频偏校正方法，能在低信噪比及杂波干扰恶劣条件下可较好地完成载波同步；

所述的载波频偏估计方法，按以下步骤对分离器分离出的嵌套式循环PN序列处理：

步骤1.1，构造嵌套式循环PN序列时域同步头V，长度为N_g，其线性结构是由五个数据块构成，且第一与第四数据块组成元素相同，第二与第五数据块组成元素相同，第三数据块位于结构中心。构造过程如下：PN序列生成器生成3种长度分别为q，k和m的不同PN序列。其中，q，k和m均为自然数，且满足以下关系：2m+2q+k＝N_g。另外，PN序列生成方法为现有技术，已在背景技术中说明；选取长度为q与及长度为m的PN序列段各两个及长度为k的PN序列一个，共5个PN序列段；同步头结构V由该5个PN序列段按照次序组成同步头V。其中，该次序为：长度为q的2个PN序列段分别位于同步头V的第一与第四部分，长度为k的PN序列段处于同步头V的中心；最后，第一、第二及第三数据块作为一个部分，第二、第三及第四数据块作为一个部分，第三、第四与第五数据块作为一个部分。其中，该三部分长度均为(m+q+k)，则长度为k的PN序列为三部分间相互重叠嵌套数据块；

步骤1.2，在接收端，将输入信号β(n)，以N点为一组，执行长度为N点离散傅里叶逆变换(IDFT)处理，得到N点一组的数据块序列，且N为自然数；对该数据块序列，依次作N点离散傅里叶变换(DFT)处理，形成一个长度为N数据帧C的序列；将步骤1.1所述的同步头V作为帧头，以数据帧C为帧体，共同构成新信号帧D。其中，D长度为W，且W为整数，并满足关系：W＝N_g+N；

步骤1.3，采用低通滤波器，对输入信号帧D实现成型及匹配滤波。其中，成型及匹配滤波方法为现有技术，已在背景技术中说明；之后，将输出数据信号帧D分离出帧头V与帧体C，即分离出同步头V与数据帧C；然后，采用双滑动窗口方法实现符号定时同步，且两个滑动窗口均以W个连续采样值组成，且W由步骤1.2得到。其中，双滑动窗口方法为现有技术，已在背景技术中说明，且通过以下过程实现：当同步头V依次输入至2个滑动窗口，经计算得到2个窗口的信号功率x₁(n)与x₂(n)，且其功率比值为y(n)，即y(n)＝x₁(n)/x₂(n)。其中，同步头V刚输入窗口时的功率比为y(0)，设其为预定阀值。当检测到功率比最大值y(n)_max时，则得到最大值对应数据段的第一个数据，在整个输出数据序列中的位置r。其中，r为自然数，表示数据段中数据序号。当y(n)_max>y(0)时，则输出循环PN序列的起始位置序列号r和定时同步检测成功信号；当y(n)_max<y(0)时，则输出数据重传信号，反馈给分离器。

步骤1.4，在步骤1.3中检测到符号定时成功后，对分离出的同步头V处理：首先，对同步头V序列r(n)延时(m+q+k)个单位时间；其次，对同步头V序列r(n)取复数共轭；然后，将其以上延时序列值与取共轭后序列值相乘，并对该(m+q)个相乘结果累加，得到相关计算的结果η(n)为：

$\begin{array}{c}\mathrm{\&eta;}\left(n\right)={\mathrm{\&Sigma;}}_{i=1}^{m+q}{r}_l^{*}(n+i)\&CenterDot;r_l\&lsqb;n+(k+m+q)+i\&rsqb;\\ =\left({\mathrm{\&Sigma;}}_{i=1}^{m+q}\right|s_l(n+i){|}^2)\exp \&lsqb;-j2\mathrm{\&pi;}\mathrm{\&Delta;}f(k+m+q)/N\&rsqb;\end{array}---\left(1\right)$

其中，r_l(n)是经采样变频后直接接收的同步头V循环PN序列；s_l(n)是发送端经N点IDFT后，得第l帧循环PN序列；其中，l为输入信号数据帧数；“exp(.)”是自然常数e为底的指数函数；上标“*”代表复数共轭；n是整数，表示各数据序号；“∑”表示累加计算；“|.|”表示取模计算。最后，对相关结果η(n)取相位，并乘以系数ξ，得频偏估计值。其表达式为：

Δf＝ξ·arg[η(n)] (2)

其中，“arg(.)”为取复信号相位运算；系数ξ由延时长度大小和数据帧C长度决定，可设置为：ξ＝-N/[2π(k+m+q)]，且N为步骤1.2中所定义。

所述的载波频偏校正方法，依次采取以下步骤实现：

步骤2.1，载波频偏导致时域接收信号的相位旋转，其表达式为：

β＝exp(jα)＝exp[2πj·Δf(lN_s+N_g+n)/N] (3)

其中，α＝2πΔf·(lN_s+N_g+n)/N；N_g为步骤1.1中所述的同步头V长度；N为步骤1.2中所述的数据帧C长度；N_s为整数，表示每帧包括子载波信号的个数；n为帧内子载波序号；l为输入信号帧帧号；j为虚数单位，π为圆周率。之后，将α作为相位角，得到相位旋转因子exp(-jα)；

步骤2.2，当未考虑噪声时，由步骤2.1所得相位旋转因子exp(-jα)后，将其输出结果送至相位旋转单元，并将其与存在载频频偏的时域接收信号β(n)相乘，即执行完成相位旋转功能，实现频偏校正。且其中，相位旋转实现过程为：当出现载波频偏导致相位旋转，且其旋转exp(jα)时，则接收信号β(n)可表示为：

$\begin{array}{c}\mathrm{\&beta;}\left(n\right)=(I+jQ)\&CenterDot;\exp \left(j\mathrm{\&alpha;}\right)\\ =(I\&CenterDot;\cos \mathrm{\&alpha;}-Q\&CenterDot;\sin \mathrm{\&alpha;})+j(Q\&CenterDot;\cos \mathrm{\&alpha;}+I\&CenterDot;\sin \mathrm{\&alpha;})\\ =I^{\&prime;}+{\mathrm{jQ}}^{\&prime;}\end{array}---\left(4\right)$

其中，I与Q分别为发射信号的同相及正交分量；I′与Q′分别为接收信号的同相及正交分量。

通过接收信号β(n)与exp(-jα)相乘，实现相位补偿，恢复出原信号相位。即由式(4)带载波频偏接收信号经相位补偿后，可恢复原接收信号为：

$\begin{array}{c}(I^{\&prime;}+{\mathrm{jQ}}^{\&prime;})\&CenterDot;\exp (-j\mathrm{\&alpha;})\\ =\&lsqb;(I\&CenterDot;\cos \mathrm{\&alpha;}-Q\&CenterDot;\sin \mathrm{\&alpha;})+j(Q\&CenterDot;\cos \mathrm{\&alpha;}+I\&CenterDot;\sin \mathrm{\&alpha;})\&rsqb;(\cos \mathrm{\&alpha;}-j\sin \mathrm{\&alpha;})\\ =(I+jQ)\&CenterDot;\mathrm{\&beta;}\left(n\right)\end{array}---\left(5\right).$

另在出现噪声时，因噪声的随机性，对接收信号影响不变，则上述补偿仍可获得较好效果。

本发明还公开了一种基于上述方法的嵌套式循环PN序列的多载波同步装置，包括载波频偏估计模块和频偏校正模块；

其中，所述载波频偏估计模块用于对分离器分离出的嵌套式循环PN序列处理；所述的载波频偏估计模块由循环PN序列生成器、定时同步单元、分离器和载波频偏估计单元等构成。其中，所述定时同步单元包括第一滑动窗口、第二滑动窗口、最大值判断器和比较器；载波频偏估计单元是由第一乘法器、第二乘法器、延迟单元、取共轭单元、累加器和取相位器构成。这些模块的连接过程如下：经过循环PN序列生成器，构造上述步骤1.2所述的同步头V结构；将其同步头V序列r(n)插入到输入数据信号帧；之后，其输入数据信号帧D经过分离器，将序列r(n)与数据帧C分离。其中，分离器可将序列按给定位置分离成2段子序列；序列r(n)进入定时同步单元，完成定时同步。其中，定时同步的实现过程如上述步骤1.3所述，涉及的相关算法在双滑动窗口方法中的应用，也已在背景技术中说明；将序列r(n)输入延时器，延时(m+q+k)个单位时间，得到序列：r(n-m-k-q)。其中，q，k和m为上述步骤1.1中的3种PN序列长度；将未延时序列r(n)经过取共轭器得到序列：r*(n)；之后，将r(n-m-k-q)与r*(n)经过乘法器，得到相乘结果，并将其输入到累加器，即对(m+q)个乘积结果累加；累加结果η(n)送至取相位器，并将其输出数据与存储器中系数输入至乘法器，且N为上述步骤1.2中所定义，输出载波频偏估计值Δf。

所述PN序列生成器，生成3种不同PN序列，组合成同步头V作为帧头，用于与输入信号数据块帧体组成信号帧。

所述成型滤波器，采用线性相位延迟特性的低通滤波器，对数据信号频域整形。

所述取共轭器，用于将所述的循环PN序列r(n)取共轭值得到：r*(n)。

所述延时器，用于对所述的循环PN序列r(n)延迟(m+q+k)个单位时间得到：r(n-m-k-q)。

所述第一乘法器，用于将所述循环PN序列共轭值r*(n)与延迟(m+q+k)个单位时间后r(n-m-k-q)相乘。

所述累加器，用于将所述第一乘法器的输出(m+q)个乘积结果累加。

所述取相位器，用于将所述累加器输出数据η(n)作取相位运算。

所述第二乘法器，用于将所述取相位单元输出数据与对应存储器中系数(-N/[2π(m+q+k)])相乘，得频偏估计值Δf。

所述第一滑动窗口及第二滑动窗口，均包括移位寄存器、存储器及累加器，对移位寄存器输出数据与存储器中同步头序列r(n)相关运算。其中，运算方法在双滑动窗口方法应用，已在背景技术中说明。

所述最大值判断器，在两个窗口连续滑动过程中，判断输出的两个窗口功率比最大值，得到最大值对应数据段的第一个数据在序列中的位置，并将其输出。

所述比较器，用于判断所述通过两个窗口信号比值是否大于预定阀值，如果是，则定时同步成功，输出起始位置序号r和定时同步成功信号；如果否，则定时同步失败，输出数据重传信号，反馈给分离器ψ。

所述载波频偏校正模块用于对接收信号载波频偏进行校正，包括数字累加器、乘法器、延时器、取模器、存储器、复信号分路器与相位旋转单元。其子模块的连接关系如下：首先，在上述的频偏估计过程，分离出的循环PN序列r(n)经过延时、取复数共轭、累加、取相位并相乘处理后，最后一个乘法器输出频偏估计值Δf并保存在缓存器中；其次，数字累加器对N_s、N_g、N、n及l与保存在缓存器中频偏估计值Δf数字计算，结果为：ε＝Δf·(lN_s+N_g+n)。其中，计算过程及变量定义如步骤2.1所述；之后，在取模器中对累加结果ε取模值。模值经过乘法器，与存储器中系数相乘，可得相位旋转因子为：exp(-jα)；最后，输入信号经过复信号分路器输出同相分量I′与正交分量Q′，相位旋转因子exp(-jα)，以cosα信号与sinα信号的形式送至相位旋转单元，实现载波频偏校正。其中，所述相位旋转单元含有：复信号分路器、第一乘法器、第二乘法器、第三乘法器、第四乘法器、第一加法器以及第二加法器。相位旋转实现相偏补偿过程如下：所述复信号分路器的第一路同相分量I′经过第一乘法器和cosα信号相乘后送往第一加法器；所述复信号分路器的第二路正交分量Q′经过第三乘法器和cosα信号相乘后送往第一加法器；所述复信号分路器的第一路同相分量I′经过第四乘法器和sinα信号相乘后送往第二加法器；所述复信号分路器的第二路正交分量Q′经过第三乘法器和sinα信号相乘后送往第二加法器；所述的第一加法器与第二加法器分别输出相偏补偿后的同相分量I与正交分量Q。

所述数字累加器，用于将由载频估计单元得到频偏估计值Δf与N_s，N_g，n，l累加，计算相位旋转因子exp(-jα)。其中，具体实现过程及变量数值如步骤2.1所述。

所述取模器，用于以多载波信号数据长度N为单位取模值。

所述延时器，用于计算子载波个数，完成多载波数据信号帧的累加。

所述复信号分路器，用于将接收信号以同相分量和正交分量形式输出。

所述相位旋转单元，包含：第一乘法器、第二乘法器、第三乘法器、第四乘法器、第一加法器以及第二加法器。用于完成存在载波频偏的信号相位旋转，实现频偏校正。

在本发明中，需要用到PN序列生成、成形匹配滤波、相关方法及双滑动窗口方法现有技术，这些技术分别描述如下：

PN序列生成方法

PN序列可以由一个线性反馈移位寄存器生成，且已知一个n级线性反馈寄存器的最长周期为2ⁿ-1，其结构如图8所示。

a_n-1，a_n-2，…，a₁，a₀为n级寄存器的状态，a_i＝0或a_i＝1。反馈的连接状态由开关g_i表示：当g_i等于1时，表示g_i闭合；当g_i等于0时，表示g_i打开，且g_r＝g₀＝1。寄存器的每一级输出反馈相加后作为最高位的输入a_n。对于任意状态a_k，有该寄存器对应的生成多项式为：g_rz^r+g_r-1z^r-1+…+g₁z¹+g₀，z取值为：-1或1，zⁱ的幂次表示系数在反馈移位寄存器中的位置。根据PN序列长度ρ，选取合适级数n的寄存器。PN序列循环相关函数近似于δ函数，具有较好相关特性，可有效抗干扰抗噪声。

成形匹配滤波方法

在数字通信中，为了使采样信号满足奈奎斯特采样定理而不产生码间干扰，在通信发送端和接收端需要分别采用对称的均方根升余弦(SRRC)成型及匹配滤波处理。实现该方法的滤波器参数主要是滚降系数。另外，在具体实施过程中，可通过数字化处理，均匀取以中心为基准对称的若干离散点，并忽略离中心点较远处函数值较小点，作为该滤波器抽头系数。

相关方法

相关方法主要是通过特定运算来求解未知数据与已知数据的相似程度，如两者越相似，得到的相关结果越大。相关特定计算过程如下：如已知数据长为U(U为自然数)，每次逐序号的从未知的数据中取连续长度为U的数据，且按顺序将该数据中每个数据分别与已知数据中对应序号的数据相乘，然后将这U个相乘结果相加，得到最终相关结果。具体计算过程如下：

对于两个长度为m的序列X和Y，则两个序列互相关函数R(X,Y)为Y的一个移位序列(或循环移位序列)与序列X的内积。其中，R(X,Y)表达式为：

其中，X_iε{-1,+1}，Y_iε{-1,+1}；modm表示循环长度为m。

双滑动窗口方法

在接收端进行连续采样，以L个采样值组成两个窗口，分别为窗口a和窗口b。输入信号依次通过窗口a和b，对应窗口信号功率分别为a_n与b_n。其两个窗口功率比值为m_n，m_n＝a_n/b_n。当检测到m_n最大值时，则输出最大值对应的数据段第一个数据在整个输出数据序列中的位置其中，为自然数，表示数据序号。设定信号开始输入到窗口时，两窗口功率比值作为预定阀值m_th。当m_max大于预定阀值m_th时，则输出起始位置序号和定时同步检测成功信号。该方法判定准则为：

$a_n=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\&Sigma;}}{r}_{n+m}+r_{n+m}^{*}=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\&Sigma;}}|r_{n+m}{|}^2---\left(8\right)$

$b_n=\underset{l=0}{\overset{L}{\&Sigma;}}{r}_{n-l}{r}_{n-l}^{*}=\underset{m=0}{\overset{L}{\&Sigma;}}|r_{n-l}{|}^2---\left(9\right)$

m_n＝a_n/b_n (10)

$\hat{n}=\underset{n}{\mathrm{argmax}}\left(m_n\right)---\left(11\right)$

其中，表示取最大值时，输出最大值对应的数据段起始位置序号

本发明通过对已有的循环前缀填充保护间隔实现载波同步原理入手，分析了PN序列替代循环前缀实现同步的优缺点，设计一种相关性较强的嵌套式循环PN序列时域同步头结构，与输入信号数据块组成信号帧，可较好地完成数字通信系统载波同步。本发明方法及装置实现了复杂度低且频偏估计精度较高，具有广泛的应用领域。

本发明提出一种嵌套式循环PN序列多载波同步的方法及系统，可有效克服副峰效应与定时估计平台效应，采用双滑动窗口方法提高定时估计精度、利用其特殊构造的循环PN序列较强相关性降低算法复杂度且扩展了频偏估计范围，并提高了频偏估计精度。

附图说明

图1为本发明实施例中基于嵌套式循环PN序列，实现多载波同步的总体流程图。

图2为本发明实施例中嵌套式循环PN序列作为帧头，实现多载波同步完整结构图。

图3为本发明实施例中利用嵌套式循环PN序列实现频偏估计，及其频偏校正的载波同步流程图。

图4为本发明实施例中采用双滑动窗口方法，实现符号定时同步的过程原理框图。

图5为本发明实施例中基于嵌套式循环PN序列多载波同步系统的载波频偏估计模块原理框图。

图6为本发明实施例中基于嵌套式循环PN序列多载波同步系统，采用直接相偏补偿方法的载波频偏校正模块原理框图。

图7为本发明实施例中接收信号与相位旋转因子乘积，完成频偏校正过程框图。

图8是PN序列的生成图。

具体实施方式

下面通过具体实施例、并结合附图对本发明作进一步详细的描述。

本发明所提供的载波同步系统及方法可用于无线及电力线等数字通信领域，并不局限于下面的实施例中所详细说明的电力线通信领域。下面选取典型领域对电力线通信系统和方法详细说明本发明具体实施方式。

本实施例嵌套式循环PN序列的多载波同步方法依次经过以下主要步骤得以实现：

(1)利用已有方法(方法见“吕辉，何晶，王刚.伪随机序列中本原多项式生成算法[J].计算机工程,2004,30(16):108-109.”)，生成3种PN序列。构造嵌套式循环PN序列时域同步头V，且长度为N_g，其线性结构是由五个数据块构成，且第一与第四数据块组成元素相同，第二与第五数据块组成元素相同，第三数据块位于结构中心。构造过程如下：生成3种长度分别为q，k和m的PN序列。其中，q，k和m均为自然数，且满足以下关系：2m+2q+k＝N_g。其中，PN序列生成方法在背景技术说明；选取长度为q与及长度为m的PN序列段各两个及长度为k的PN序列一个，共5个PN序列段；同步头结构V由该5个PN序列段按照一定次序组合成同步头V。其中，该次序为：长度为q的2个PN序列段分别位于同步头V的第一与第四部分，长度为k的PN序列段处于同步头V的中心；

(2)将输入信号β(n)，以N点为一组，执行长度为N点离散傅里叶逆变换(IDFT)处理，得到N点一组的数据块序列，且N为自然数；对该数据块序列，依次作N点离散傅里叶变换(DFT)处理，形成一个长度为N数据帧C的序列；之后，以数据帧C为帧体，同步头V为帧头，构成信号帧D。

(3)信号帧D经过成型滤波、串并转换及匹配滤波后，分离出数据块C与同步头V，对同步头V作进一步处理，完成载波同步，其实现过程如下：1)采用双滑动窗口方法，用最大值检测器快速实现定时同步头序列检测，并输出最大值对应数据段的第一个数据，在整个输入数据序列中的位置，实现符号定时同步；2)对同步头V序列r(n)开展相关运算，完成载波频偏估计。其相关运算过程如下：首先，对序列r(n)延时，并对其取复数共轭；其次，对延时后序列值与共轭序列值相乘后并累加；最后，对累加值取相位后，相位与对应系数相乘，可得频偏估计值。其中，系数由延时长度和数据帧C长度决定；3)采用直接相偏补偿方法，根据频偏估计值计算相位旋转因子，执行相位旋转，完成频偏校正。

本发明实现了较低信噪比下的快速检测和较高精度同步功能。构造的循环PN序列时域同步头具有较强自相关性，降低了系统实现复杂度，提高了频偏估计及校正精度。

本发明的具体实施方式，可通过以下图例来详细说明。

图1为本发明实施例中构造嵌套式循环PN序列时域同步头V，采用双滑动窗口方法完成符号定时同步，利用同步头V序列强相关性实现频偏估计及其校正的载波同步总流程图。实现载波同步过程如下：首先，输入信号经过IDFT及DFT处理后，形成长度为N的数据块C，并构造长度为N_g的同步头V后，将同步头V与数据块C组成信号帧D；其次，信号帧D经过成型滤波、串并转换及匹配滤波后，分离出同步头V，并将其输入到定时同步单元，采用双滑动窗口方法实现定时同步；定时同步后的序列r(n)经过延时、取复数共轭、相乘及累加计算后，得到载波频偏估计值Δf；最后，将估计值Δf输入至频偏校正单元，与l、N_s、N_g、n作运算，可得累加值ε，ε＝Δf·(lN_s+N_g+n)。其中，N_g为同步头V长度；N_s表示每帧包括子载波信号的个数；n为帧内子载波序号；l为信号帧帧数。并将ε以N为单位取模后，与对应系数相乘，输出α，α＝2πj[Δf·(lN_s+N_g+n)]_N/N，且N为数据帧C长度，j为虚数单位，π为圆周率。将α作为相位角，可得相位旋转因子exp(-jα)，纠正相位旋转，实现相位补偿，恢复出原信号相位。

图2为本发明实施例中构造的嵌套式循环PN序列时域同步头作为帧头，实现多载波同步的完整结构图。

该技术方案的实质是对PN序列时域同步头结构进行改进，是在利用同一帧中两段PN序列或相邻两帧中PN序列实现载波同步方法基础上，构造三段长度相等且相互嵌套的循环PN序列作为同步头V，填充保护间隔，实现载波同步。多载波同步过程如下：首先，PN序列生成器生成3种不同PN序列，构造形成长度为N_g的同步头V；其次，输入信号β(n)经过N点IDFT及DFT处理后，形成一个长度为N的数据帧C序列；再次，同步头V与数据块C组成信号帧D，经过成型滤波器、串并转换及匹配滤波器后，分离器分离出该帧的同步头V与数据块C；之后，同步头V输入到定时同步单元，采用双滑动窗口法，实现定时同步；最后，同步头V输入到载波频偏估计及校正单元，实现载波同步。

图3为本发明实施例中采用双滑动窗口方法实现定时同步的过程原理框图。该模块具体包括以下器件或子模块：移位寄存器、存储器、累加器、最大值检测器及比较器。该装置中各器件的连接关系及工作过程如下：1)在接收端，连续采样形成两个长度均为W的滑动窗口，其中，W为信号帧D的长度，且满足关系：W＝N_g+N；2)将分离器输出的同步头V序列r(n)，输入到移位寄存器，移位(m+q+k)个单位，与本地存储器中保存的序列r(n)做相关运算，得到2个滑动窗口信号功率x₁(n)与x₂(n)。其功率比值为y(n)，即y(n)＝x₁(n)/x₂(n)。其中，相关运算如背景技术中双滑动窗口方法所述。然后，用最大值检测器判断2个滑动窗口信号功率比最大值y(n)_max，并得到最大值对应数据段的第一个数据，在整个输入数据序列中的位置r。其中，r为自然数，表示数据段中数据序号。最后，将该功率比值y(n)_max输入到比较器中，判断是否大于预定阀值m_th：若该功率比值大于预定阀值m_th，则输出起始位置序号r和定时同步成功信号。其中，预定阀值为信号刚入窗口时的功率比值y(0)。该模块用长为W的移位寄存器移位寄存输入数据。移位寄存器中的W个数据分别用W个乘法器与本地数据中对应序号的数据相乘，并把这W个相乘结果用累加器累加，得到相关计算结果η(n)。其中，W为自然数，表示相关运算的长度，可选为3780等数。

图4为本发明实施例中利用嵌套式循环PN序列实现频偏估计及其校正的载波同步流程图。步骤如下：由分离器分离出同步头V序列r(n)。首先，对r(n)取复数共轭，并与其延时(m+q+k)后的序列相乘；其次，对(m+q)个相乘结果进行累加，可得相关计算结果η(n)为：

$\begin{array}{c}\mathrm{\&eta;}\left(n\right)={\mathrm{\&Sigma;}}_{i=1}^{m+q}{r}_l^{*}(n+i)\&CenterDot;r_l\&lsqb;n+(k+m+q)+i\&rsqb;\\ =\left({\mathrm{\&Sigma;}}_{i=1}^{m+q}\right|s_l(n+i){|}^2)\exp \&lsqb;-j2\mathrm{\&pi;}\mathrm{\&Delta;}f(k+m+q)/N\&rsqb;\end{array}---\left(12\right)$

其中，r_l(n)是经采样变频后直接接收的同步头V循环PN序列；s_l(n)是发送端经N点IDFT后得到的第l帧循环PN序列；l为输入信号数据帧号；“exp(.)”是以自然常数e为底的指数函数；上标“*”代表复数共轭；n是整数，表示各数据的序号；“∑”表示累加计算；“|.|”表示取模计算。对η(n)作取相位运算后，乘以系数ξ，则可得频偏估计值：

$\mathrm{\&Delta;}f=\mathrm{\&xi;}\arg \{{\mathrm{\&Sigma;}}_{i=1}^{m+q}{r}_l^{*}(n+i)\&CenterDot;r_l\&lsqb;n+(k+m+q)+i\&rsqb;\}---\left(13\right)$

其中，“arg(.)”为取复信号相位运算；系数ξ由延时长度和信号数据帧C长度决定，可设置为：ξ＝-N/[2π(k+m+q)]，

图5为本发明实施例中嵌套式循环PN构成的多载波同步系统的载波频偏估计模块原理框图。该模块具体包括以下器件或子模块：取共轭值器、延时器、乘法器、累加器、取相位器及存储器。该装置中各器件的连接关系及工作过程如下：首先，嵌套式循环PN同步头与输入信号数据块组成数据帧；经成型滤波、串并转换及匹配滤波后，分离器分离数据信号与同步头V；其次，取共轭器对同步头V取复数共轭，并用延时器对同步头V延时(m+q+k)个单位；再次，将延时和取复数共轭后同步头V序列值输入乘法器；之后，将其(m+q)个相乘结果累加求和，可得相关计算结果，并用取相位器对其结果取相位；最后，取相位后序列与存储器中保存系数值送往至乘法器，输出频偏估计值。

图6为本发明实施例中载波频偏校正模块直接相偏补偿原理框图。该模块具体包括以下器件或子模块：数字累加器、延时器、取模器、复信号分路器、相位旋转单元及乘法器。该装置中各器件的连接关系及工作过程如下：1)频偏估计值Δf输入数字累加器，与l、N_s、N_g、n作运算，可得累加值ε，ε＝Δf·(lN_s+N_g+n)。其中，N_g为嵌套式循环PN序列同步头V长度；N为输入信号数据帧C长度；N_s表示每帧包括的子载波信号个数；n为帧内子载波序号；l为输入信号帧帧号；2)累加结果ε输入到取模器，将ε以N为单位取模值；3)将取模器中的输出数据与存储器中系数(-2jπ/N)送往至乘法器，输出结果为α，α＝2πj[Δf·(lN_s+N_g+n)]_N/N；4)将α作为相位角，可得相位旋转因子为exp(-jα)；5)将exp(-jα)与接收到的存在载波频偏的信号输入到相位旋转单元，纠正相位旋转，实现载波频偏补偿，恢复出原信号相位。

图7为本发明实施例中接收信号与相位旋转因子乘积，完成频偏校正过程框图。如权利要求1所述的载波频偏校正模块，采用直接相偏补偿方法：首先，计算相位旋转因子；之后，执行相位旋转。其中，相位旋转实现过程如下：由存在载波频偏接收信号对应的正交分量I'与同向分量Q'，与输入信号的正交分量I与同向分量Q关系式为：

$\begin{array}{c}\mathrm{\&beta;}\left(n\right)=(I+jQ)\&CenterDot;\exp \left(j\mathrm{\&alpha;}\right)\\ =(I\&CenterDot;\cos \mathrm{\&alpha;}-Q\&CenterDot;\sin \mathrm{\&alpha;})+j(Q\&CenterDot;\cos \mathrm{\&alpha;}+I\&CenterDot;\sin \mathrm{\&alpha;})\\ =I^{\&prime;}+{\mathrm{jQ}}^{\&prime;}\end{array}---\left(14\right)$

由(14)可知，I'、Q'与相位旋转因子计算输入信号I与Q为：

$\begin{array}{c}{I}^{\&prime;}\&CenterDot;cos\mathrm{\&alpha;}+Q^{\&prime;}\&CenterDot;sin\mathrm{\&alpha;}\\ =(I\&CenterDot;\cos \mathrm{\&alpha;}-Q\&CenterDot;\sin \mathrm{\&alpha;})\&CenterDot;cos\mathrm{\&alpha;}+(Q\&CenterDot;cos\mathrm{\&alpha;}+I\&CenterDot;sin\mathrm{\&alpha;})\&CenterDot;sin\mathrm{\&alpha;}=I\end{array}---\left(15\right)$

$\begin{array}{c}{Q}^{\&prime;}\&CenterDot;cos\mathrm{\&alpha;}-I^{\&prime;}\&CenterDot;sin\mathrm{\&alpha;}\\ =(Q\&CenterDot;\cos \mathrm{\&alpha;}+I\&CenterDot;\sin \mathrm{\&alpha;})\&CenterDot;cos\mathrm{\&alpha;}-(I\&CenterDot;cos\mathrm{\&alpha;}-Q\&CenterDot;sin\mathrm{\&alpha;})\&CenterDot;sin\mathrm{\&alpha;}=Q\end{array}---\left(16\right).$

本发明提出一种嵌套式循环伪随机序列(PN)的多载波同步方法及系统，其包括了双窗口滑动、相关、相位旋转及直接相偏补偿方法，及循环PN序列生成器、成型及匹配滤波器、分离器、延时器、除法器、取共轭器、累加器、乘法器、取相位器、取模器、最大值检测器、存储器和比较器装置。多载波同步方法由以下步骤完成：1)产生3种不同PN序列构造嵌套式循环PN序列时域同步头结构，与多载波数据帧体组成信号帧；2)分离出同步头序列与信号数据，采用双窗口滑动方法确定信号起始位置，实现符号定时同步；3)对定时同步后的同步头序列延时、取复数共轭后累加并取相位，完成载波频偏估计；4)采用直接相偏补偿方法，计算相位旋转因子并补偿，完成频偏校正，实现载波同步。多载波同步系统由载波频偏估计和载波频偏校正两个模块组成。载波频偏估计模块由以下部件构成：分离器、取共轭值器、延时器、存储器、累加器、取相位器及乘法器；载波频偏校正模块由以下部件构成：累加器、延时器、取模器、存储器、复信号分路器及乘法器。本发明可提高频偏估计精度，且其时域同步头构造简单，可减少系统复杂度，降低成本。该方法及装置可用于低信噪比传输、信道参数变化大及杂波干扰恶劣情况下的频偏检测及同步纠正功能。

尽管已清晰描述了本发明的实施例，但对本领域的技术人员而言，可在不脱离本发明方法原理和精神情况下，对这些实施例多种变化、修改、替换和变型，则本发明的范围由所附权利要求及其等同限定。即通过改变本发明方法所述方法中3种PN序列生成方式、嵌套式循环PN序列同步头构造方式，输入信号数据块帧体长度、PN序列长度与循环偏移量、双滑动窗口长度及延时长度数值的变化等参数，仍属于本发明所述方法的范畴，仍受本专利保护。

Claims (10)

1.一种嵌套式循环PN序列的多载波同步方法，其特征是依次进行载波频偏估计步骤和频偏校正步骤；

所述的载波频偏估计步骤，对分离出的嵌套式循环PN序列进行处理；

所述的载波频偏校正步骤，对接收信号载波频偏进行校正。

2.如权利要求1所述嵌套式循环PN序列的多载波同步方法，其特征是：所述的载波频偏估计步骤：

步骤1.1，构造嵌套式循环PN序列时域同步头V，长度为N_g，其线性结构是由五个数据块构成，且第一与第四数据块组成元素相同，第二与第五数据块组成元素相同，第三数据块位于结构中心；

步骤1.2，在接收端，将输入信号β(n)，以N点为一组，执行长度为N点离散傅里叶逆变换处理，得到N点一组的数据块序列，且N为自然数；对该数据块序列，依次作N点离散傅里叶变换处理，形成一个长度为N数据帧C的序列；将步骤1.1所述的同步头V作为帧头，以数据帧C为帧体，共同构成新信号帧D；其中，D长度为W，且W为整数，并满足关系：W＝N_g+N；

步骤1.3，采用低通滤波器，对输入信号帧D实现成型及匹配滤波；之后，将其输出数据信号帧D分离出同步头V与数据帧C，并将同步头V输入至定时同步单元；

步骤1.4，在步骤1.3中检测到符号定时同步成功后，对分离出的同步头V处理。

3.如权利要求2所述嵌套式循环PN序列的多载波同步方法，其特征是：步骤1.1，具体构造过程如下：PN序列生成器生成3种长度分别为q，k和m的不同PN序列；其中，q，k和m均为自然数，且满足以下关系：2m+2q+k＝N_g；选取长度为q与及长度为m的PN序列段各两个及长度为k的PN序列一个，共5个PN序列段；同步头结构V由该5个PN序列段按照次序组成同步头V；其中，次序为：长度为q的2个PN序列段分别位于同步头V的第一与第四部分，长度为k的PN序列段处于同步头V的中心；最后，第一、第二及第三数据块作为第一部分，第二、第三及第四数据块作为第二部分，第三、第四与第五数据块作为第三部分；其中，该三部分长度均为(m+q+k)，则长度为k的PN序列为三部分间相互重叠嵌套数据块。

4.如权利要求2或3所述嵌套式循环PN序列的多载波同步方法，其特征是：步骤1.3，经成型及匹配滤波后，将输出数据信号帧D分离出帧头V与帧体C，即分离出同步头V与数据帧C；再采用双滑动窗口方法实现符号定时同步，且两个滑动窗口均以W个连续采样值组成，且W由步骤1.2得到；其中，双滑动窗口方法通过以下过程实现：当同步头V依次输入至2个滑动窗口，经计算得到2个窗口的信号功率x₁(n)与x₂(n)，且其功率比值为y(n)，即y(n)＝x₁(n)/x₂(n)；其中，同步头V刚输入窗口时的功率比为y(0)，设其为预定阀值；当检测到功率比最大值y(n)_max时，则得到最大值对应数据段的第一个数据，在整个输出数据序列中的位置r；其中，r为自然数，表示数据段中数据序号；当y(n)_max>y(0)时，则输出循环PN序列的起始位置序列号r和定时同步检测成功信号；当y(n)_max<y(0)时，则输出数据重传信号，反馈给分离器。

5.如权利要求3所述嵌套式循环PN序列的多载波同步方法，其特征是：步骤1.4，具体处理过程如下：首先，对同步头V序列r(n)延时(m+q+k)个单位时间；其次，对r(n)取复数共轭；之后，将以上延时序列值与取共轭后序列值相乘，并对该(m+q)个相乘结果累加，得到相关计算结果η(n)为：

$\begin{array}{c}\mathrm{\&eta;}\left(n\right)={\mathrm{\&Sigma;}}_{i=1}^{m+q}{r}_l^{*}\left(n+i\right)\&CenterDot;r_l\&lsqb;n+\left(k+m+q\right)+i\&rsqb;\\ =\left({\mathrm{\&Sigma;}}_{i=1}^{m+q}|s_l\left(n+i\right){|}^2\right)\exp \&lsqb;-j2\mathrm{\&pi;}\mathrm{\&Delta;}f\left(k+m+q\right)/N\&rsqb;\end{array}---\left(1\right)$

其中，r_l(n)是经采样变频后直接接收的同步头V循环PN序列；s_l(n)是发送端经N点IDFT后，得第l帧循环PN序列；其中，l为输入信号数据帧号；“exp(.)”是自然常数e为底的指数函数；上标“*”代表复数共轭；n是整数，表示帧内子载波序号；“∑”表示累加计算；“|.|”表示取模计算；最后，对结果η(n)取相位，并乘以系数ξ，得频偏估计值，其表达式为：

Δf＝ξ·arg[η(n)] (2)

其中，“arg(.)”为取复信号相位运算；系数ξ由延时长度大小和数据帧C长度决定，可设置为：ξ＝-N/[2π(k+m+q)]，且N为步骤1.2中所定义。

6.如权利要求2或3或5所述嵌套式循环PN序列的多载波同步方法，其特征是：如权利要求1所述嵌套式循环PN序列的多载波同步方法，其特征是：所述的载波频偏校正方法，采取以下步骤：

步骤2.1，载波频偏导致时域接收信号的相位旋转，表达式为：

β＝exp(jα)＝exp[2πj·Δf(lN_s+N_g+n)/N] (3)

其中，α＝2πΔf·(lN_s+N_g+n)/N；N_g为步骤1.1中所述的同步头V长度；N为步骤1.2中所述的数据帧C长度；N_s为整数，表示每帧包括子载波信号的个数；n为帧内子载波序号；l为信号帧帧数；j为虚数单位，π为圆周率；之后，将α作为相位角，得到相位旋转因子exp(-jα)；

步骤2.2，当未考虑噪声时，由步骤2.1所得相位旋转因子exp(-jα)后，将其输出结果送至相位旋转单元，并将其与存在载频频偏的时域接收信号β(n)相乘，即执行完成相位旋转功能，实现频偏校正。

7.如权利要求6所述嵌套式循环PN序列的多载波同步方法，其特征是：步骤2.2，相位旋转实现过程为：当出现载波频偏导致相位旋转，且其旋转exp(jα)时，则接收信号β(n)表示为：

$\begin{array}{c}\mathrm{\&beta;}\left(n\right)=\left(I+jQ\right)\&CenterDot;\exp \left(j\mathrm{\&alpha;}\right)\\ =\left(I\&CenterDot;\cos \mathrm{\&alpha;}-Q\&CenterDot;\sin \mathrm{\&alpha;}\right)+j\left(Q\&CenterDot;\cos \mathrm{\&alpha;}+I\&CenterDot;\sin \mathrm{\&alpha;}\right)\\ =I^{\&prime;}+{\mathrm{jQ}}^{\&prime;}\end{array}---\left(4\right)$

其中，I与Q分别为发射信号的同相及正交分量；I′与Q′分别为接收信号的同相及正交分量；

通过接收信号β(n)与exp(-jα)相乘，实现相位补偿，恢复出原信号相位；即由式(4)带载波频偏接收信号经相位补偿后，恢复原接收信号为：

$\begin{array}{c}\left(I^{\&prime;}+{\mathrm{jQ}}^{\&prime;}\right)\&CenterDot;\exp \left(-j\mathrm{\&alpha;}\right)\\ =\&lsqb;\left(I\&CenterDot;\cos \mathrm{\&alpha;}-Q\&CenterDot;\sin \mathrm{\&alpha;}\right)+j\left(Q\&CenterDot;\cos \mathrm{\&alpha;}+I\&CenterDot;\sin \mathrm{\&alpha;}\right)\&rsqb;\left(\cos \mathrm{\&alpha;}-j\sin \mathrm{\&alpha;}\right)\\ =\left(I+jQ\right)\&CenterDot;\mathrm{\&beta;}\left(n\right)\end{array}---\left(5\right).$

8.一种嵌套式循环PN序列的多载波同步系统，其特征在于：包括载波频偏估计模块、频偏校正模块；

其中，所述的载波频偏估计模块用于对分离出的嵌套式循环PN序列处理；

所述的载波频偏校正模块用于对接收信号载波频偏进行校正。

9.如权利要求8所述嵌套式循环PN序列的多载波同步系统，其特征在于：所述的载波频偏估计模块包括PN序列生成器、定时同步单元、分离器和载波频偏估计单元，

其中，所述定时同步单元包括第一滑动窗口、第二滑动窗口、最大值判断器和比较器；

载波频偏估计单元包括第一乘法器、第二乘法器、延迟单元、取共轭单元、累加器和取相位器；

所述PN序列生成器，生成3种不同PN序列，组合成同步头V作为帧头，用于与输入信号数据块帧体组成信号帧；

所述第一滑动窗口及第二滑动窗口，均包括移位寄存器、存储器及累加器，对移位寄存器输出数据与存储器中同步头序列r(n)相关运算；

所述最大值判断器，在两个窗口连续滑动过程中，判断输出的两个窗口功率比最大值，得到最大值对应数据段的第一个数据在序列中的位置，并将其输出；

所述比较器，用于判断所述通过两个窗口信号比值是否大于预定门限，如果是，则定时同步成功，输出起始位置序号r和定时同步成功信号；如果否，则定时同步失败，输出数据重传信号，反馈给分离器；

所述分离器将序列按给定位置分离成2段子序列；

所述第一乘法器，用于将所述循环PN序列共轭值r*(n)与延迟(m+q+k)个单位时间后r(n-m-k-q)相乘；

所述第二乘法器，用于将所述取相位单元输出数据与对应存储器中系数(-N/[2π(m+q+k)])相乘，得频偏估计值Δf；

所述延迟单元，用于对所述的循环PN序列r(n)延迟(m+q+k)个单位时间得到：r(n-m-k-q)；

所述取共轭单元，用于将所述的循环PN序列r(n)取共轭值得到：r*(n)；

所述累加器，用于将所述第一乘法器的输出(m+q)个乘积结果累加；

所述取相位器，用于将所述累加器输出数据η(n)作取相位运算。

10.如权利要求8或9所述嵌套式循环PN序列的多载波同步系统，其特征在于：所述载波频偏校正模块包括数字累加器、延时器、取模器与相位旋转单元；

所述数字累加器，用于将由载频估计单元得到频偏估计值Δf与N_s，N_g，n，l累加，计算相位旋转因子exp(-jα)；其中，具体实现过程及变量数值如步骤2.1所述；

所述延时器，用于计算子载波个数，完成多载波数据信号帧的累加；

所述取模器，用于以多载波信号数据长度N为单位取模值；

所述复信号分路器，用于将接收信号以同相分量和正交分量形式输出；

所述相位旋转单元，用于完成存在载波频偏的信号相位旋转，实现频偏校正。