CN1315272C - 码分多址通信系统中基于信道估计的同步控制方法与装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种码分多址通信系统中基于信道估计的同步控制方法和装置，天线接收的无线信号经数据接收单元处理后，在相应模块上对输出数据进行多倍采样、模数转换及数据和训练序列的分离；信道估计单元根据多倍采样的训练序列和基本训练序列得到多倍采样信道冲激响应的估计结果，由估计值-功率转换单元转换成对应的功率序列；数据检测单元检测用户多倍采样信道冲激响应功率序列的起始、结束和峰值位置，由同步控制命令字生成单元确定该用户当前子帧的同步控制字，并发送给该用户进行信号发射时延的调整，同时根据准则对峰值位置目标值进行调整。本发明利用多倍采样得到的训练序列进行信道估计，并根据其结果实现同步控制，提高了同步控制的精度。

Description

码分多址通信系统中基于信道估计的同步控制方法与装置

技术领域

本发明涉及一种无线通信系统同步控制的方法与装置，尤其涉及码分多址通信系统中基于信道估计的同步控制的方法与装置。

背景技术

在同步CDMA(Code Division Multiple Access，码分多址)通信系统的上行链路中，多个UE(User Equipment，用户终端)向基站(Node B)发送信号，为了防止不同用户信号之间的相互干扰，需要对各用户进行同步检测与控制，保证其同时到达基站。

在同步CDMA通信系统中，同步控制针对的是上行同步而言，同步控制精度为k/8码片(chip)，k＝1、2、4、8。

上行链路同步控制的主要目的包括：确保信道冲激响应位于指定窗口之内，从而降低不同用户信道冲激响应之间的干扰；以及通过调整信道冲激响应的峰值位置(即主抽头)，从而减小不同编码组合传输信道(CCTrCH)数据部分的干扰。

在已有的同步CDMA通信系统信道估计技术中，文献(B.Steiner，P.W.Baier，“Low Cost Channel Estimation in the Uplink Receiver of CDMAMobile Radio Systems”，FREQUENZ 47(1993)11-12，pp.292-298)中提出了一种基于训练序列的信道估计方法，能够得到信道冲激响应的无偏估计。

中国专利“在码分多址移动通信系统中保持上链同步的方法和系统”，公开号：1290082，公开日期：2001年4月4日，公开了一种在基于CDMA的移动通信系统中以高精度和快速更新频率保持上行链路同步的方法和系统，所述方法包括步骤：接收一个所述移动台发射的信号；测量从移动台发射的信号的定时并得到移动台目前所用的US#-[实际]值；根据测量计算US#-[目标]值；比较US#-[实际]和US#-(目标]，以便产生用于增加或减少所述US#-[实际]的同步时移(SS)命令；将所述SS命令沿下行链路信令发送给所述移动台，以便增加或减少所述US#-[实际]。

中国专利“在无线电通信系统的上行链路中保持同步信号传输的方法”，公开号：1299220，公开日期：2001年6月13日，公开了一种在无线电通信系统的上行链路中保持同步信号传输的方法。在该方法中，用户站根据在上行链路中向基站发出的有效的同步信号来测算接收到从下行链路发出的信号所需的相对时间偏差，并且用该测算的时间偏差来控制下一次在上行链路中发出信号的时间点。

在上述现有技术中，同步控制(包括信道估计)过程都是基于单倍采样的，即一个码片(chip)仅对应一个采样点。这样，若采样点偏离根升余弦滤波器的输出峰值，则显著地影响接收数据的信干噪比，使得利用训练序列进行信道估计的误差增大，从而导致同步控制性能降低。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是：提供一种码分多址通信系统中基于信道估计的同步控制方法，可以提高同步控制的精度。本发明要解决的另一技术问题是提供一种可实现该方法的装置。

为了解决上述技术问题，本发明提供了一种码分多址通信系统中基于信道估计的同步控制方法，包括以下步骤：

(a)天线接收的无线信号经过数据接收处理后，对输出的数据进行多倍采样、模数转换以及数据与训练序列的分离，所述多倍采样的采样倍数为2、4或8；

(b)利用多倍采样得到的训练序列与本小区的基本训练序列进行信道估计，得到多倍采样信道冲激响应的估计结果；

(c)将多倍采样信道冲激响应的估计结果转换成对应的信道冲激响应功率序列；

(d)检测用户多倍采样的信道冲激响应功率序列的起始位置、结束位置和峰值位置；

(e)根据检测到的用户当前子帧及其以前子帧的多倍采样信道冲激响应功率序列的起始、结束和峰值位置，确定该用户当前子帧的同步控制字，进行用户信号发射时延的调整，同时根据准则对峰值位置的目标值进行调整，其中，如果该用户在设定个数的子帧内，起始位置位于信道估计窗口之外的次数超过某一门限值，或者结束位置位于信道估计窗口之外的次数超过某一门限值，或者起始位置和结束位置同时位于信道估计窗口之外的次数超过某一门限值，则对其峰值位置的目标值进行调整。

进一步地，上述码分多址通信系统中基于信道估计的同步控制方法可具有以下特点，所述步骤(d)进一步包括以下步骤：

(d1)按序号从低至高的方向对用户的SR倍采样信道冲激响应功率序列进行起始位置粗扫描，搜索高于起始门限值的第一个样点，如果搜到，执行下一步，否则，报警并结束；

(d2)在起始位置粗扫描得到的第一个样点和其前一个样点之间进行8/SR倍插值，再按序号从低至高的方向搜索该插值后构成的序列中高于起始门限值的第一个样点，确定所述信道冲激响应功率序列的起始位置；

(d3)按序号从高至低的方向对用户的SR倍采样信道冲激响应功率序列进行结束位置粗扫描，搜索高于结束门限值的第一个样点，如果搜到，执行下一步，否则，报警并结束；

(d4)在结束位置粗扫描得到的第一个样点和其后一个样点之间进行8/SR倍插值，再按序号从高至低的方向搜索该插值后构成的序列中高于结束门限值的第一个样点，确定所述信道冲激响应功率序列的结束位置；

(d5)对用户的SR倍采样信道冲激响应功率序列进行峰值位置粗扫描，搜索序列中的两个相邻序号，使其对应的两个功率之和最大；

(d6)在所述两个相邻序号之间进行8/SR倍插值，再搜索插值后构成的序列中的最大值，确定所述信道冲激响应功率序列的峰值位置。

进一步地，上述码分多址通信系统中基于信道估计的同步控制方法可具有以下特点，所述步骤(b)进一步包括以下步骤：

对各个码片，利用单倍采样信道估计方法分别进行第1个采样点的信道估计，其中l＝0，1，…，SR-1；

将所得到的采样点信道估计结果按采样的顺序统一排列起来，得到SR倍采样信道冲激响应的估计结果。

或者，所述步骤(b)进一步包括以下步骤：

在原基本训练序列中每一个数值后面插入SR-1个0，构成一个长度为(SR·L_m)的变换后训练序列，其中L_m为原基本训练序列的长度；

根据变换后训练序列以及接收的SR倍采样的训练序列，直接得到SR倍采样信道冲激响应的估计结果。

进一步地，上述码分多址通信系统中基于信道估计的同步控制方法可具有以下特点，所述步骤(b)中信道估计采用快速傅立叶变换/快速傅立叶反变换方法实现。

为了解决上述技术问题，本发明提供的码分多址通信系统中基于信道估计的同步控制装置包括依次连接的数据接收单元、采样单元、模数变换单元、数据与训练序列分离单元、信道估计单元、估计值-功率转换单元、数据检测单元、同步控制命令字生成单元，以及与所述信道估计单元相连的本地基本训练序列生成单元，其特征在于：

所述采样单元，用于对所述数据接收单元输出的数据进行SR倍采样，SR＝1，2，4，8；

所述信道估计单元，利用接收数据中经多倍采样得到的训练序列以及本小区所采用的基本训练序列，进行信道估计，得到多倍采样的信道冲激响应的估计结果；

所述估计值-功率转换单元，用于将多倍采样的信道估计结果转换成相应的信道冲激响应功率序列；

所述数据检测单元，用于检测用户多倍采样的所述信道冲激响应功率序列的起始位置、结束位置和峰值位置；所述数据检测单元进一步包括第一数据检测单元、插值单元和第二数据检测单元，其中：

所述第一数据检测单元，用于完成对信道冲激响应功率序列的起始位置、结束位置和峰值位置进行粗扫描的检测工作；

所述插值单元，用于在粗扫描得到的该信道冲激响应功率序列的样点和峰值位置处插值，达到同步控制精度所要求的码片分辨率；

所述第二数据检测单元，用于完成对信道冲激响应功率序列的起始位置、结束位置和峰值位置进行细扫描的检测工作；

所述同步控制命令字生成单元，用于根据检测到的用户当前子帧及其以前子帧的多倍采样信道冲激响应功率序列的起始、结束和峰值位置，确定该用户当前子帧的同步控制字，进行用户信号发射时延的调整，同时根据准则对峰值位置的目标值进行调整。

进一步地，上述码分多址通信系统中基于信道估计的同步控制装置可具有以下特点，所述本地基本训练序列生成单元还包括一个序列变换模块，用于在原基本训练序列中每一个数值后面插入SR-1个0，构成一个长度为(SR·L_m)的变换后训练序列，其中L_m为原基本训练序列的长度。

由上可知，本发明针对同步CDMA通信系统上行链路同步控制中单倍采样的缺点，给出了一种基于多倍采样的同步控制的方法与装置，利用多倍采样训练序列进行信道估计，并根据信道估计结果实现同步控制，从而提高了同步控制的精度。

附图说明

图1是本发明实施例同步控制装置的结构框图。

图2是同步CDMA通信系统中常规时隙结构的示意图。

图3是本发明实施例基于信道估计的同步控制方法的流程图。

具体实施方式

如图1所示，本发明实施例的同步控制的装置包括：数据接收单元101、采样单元102、模数变换单元103、数据与训练序列分离单元104、本地基本训练序列生成单元105、信道估计单元106、估计值-功率转换单元107、第一数据检测单元108、插值单元109、第二数据检测单元110以及同步控制命令字生成单元111。其中：

数据接收单元101包括放大子单元1011、滤波子单元1012以及下变频子单元1013，分别用于对天线接收的无线信号进行放大、滤波和下变频处理，然后传输给采样单元102；

采样单元102对数据接收单元101输出的数据进行采样，并能够根据需求选择采样率，实现多倍采样，即一个码片可对应于SR个采样点，SR为采样倍数，SR＝1，2，4，8；

模数变换单元103将采样单元102输出的模拟信号变换成数字信号；

数据与训练序列分离单元104根据同步CDMA通信系统的常规时隙结构分离模数变换单元103输出的数据部分和训练序列部分；

本地基本训练序列生成单元105用于产生本小区所用的基本训练序列；

信道估计单元106利用接收数据中经多倍采样得到的训练序列以及本小区所采用的基本训练序列，实现信道估计，得到多倍采样的信道冲激响应的估计结果；

估计值-功率转换单元107用于将多倍采样的信道估计结果转换成信道冲激响应功率序列；

第一数据检测单元108包括第一起始位置检测子单元1071、第二结束位置检测子单元1072以及第一峰值位置检测子单元1073三部分，分别完成对信道冲激响应功率序列的起始位置、结束位置和峰值位置进行粗扫描的检测工作；

插值单元109用于在粗扫描得到的该信道冲激响应功率序列的抽头和峰值位置处插值到同步控制精度所要求的码片分辨率，即k/8码片；

第二数据检测单元110包括第二起始位置检测子单元1101、第二结束位置检测子单元1102以及第二峰值位置检测子单元1103三部分，分别完成对信道冲激响应功率序列的起始位置、结束位置和峰值位置进行细扫描的检测工作；

同步控制命令字生成单元111根据第二数据检测单元109输出的起始位置、结束位置和峰值位置，依据一定规则，产生上行同步控制命令字。

本发明实施例的同步控制的方法如下：

步骤100，天线接收的无线信号经过放大、滤波、下变频处理后，对输出的数据进行多倍采样、模数转换并完成数据与训练序列的分离；

步骤120，利用多倍采样得到的训练序列与本小区的基本训练序列进行信道估计，得到多倍采样信道冲激响应的估计结果；

步骤140，将多倍采样信道冲激响应的估计结果转换成对应的信道冲激响应功率序列；

步骤160，检测用户多倍采样的信道冲激响应功率序列的起始位置、结束位置和峰值位置，在检测时进行插值，使上述位置精确到同步控制精度所要求的码片分辨率；

步骤180，根据用户当前子帧及其以前子帧的多倍采样信道冲激响应功率序列的起始、结束和峰值位置，确定该用户当前子帧的同步控制字，进行用户信号发射时延的调整，调整步长为k/8码片，同时根据准则对峰值位置的目标值进行调整。

其中步骤120中的多倍采样信道估计的原理及方法如下：

同步CDMA通信系统的常规时隙包括两块数据部分以及中间的训练序列部分，如图2所示，利用训练序列，可以进行信道估计。

在发射端，训练序列 $\underset{\‾}{m}={\left\{{\underset{\‾}{m}}_i\right\}}_{i=\mathrm{1,2},\·\·\·,L_m}$ 经过脉冲成形滤波器后的输出为：

$s\left(t\right)=\underset{i=1}{\overset{L_m}{\mathrm{\Σ}}}{\underset{\‾}{m}}_i\·p_t(t-(i-1)T_c)---\left(1\right)$

式中p_t(t)表示脉冲成形滤波器的冲激响应函数，T_c表示码片宽度，L_m为训练序列的长度。

s(t)通过无线信道后：

$\left(t\right)=s\left(t\right)*g\left(t\right)$

$={\∫}_{-\∞}^{+\∞}g\left(\mathrm{\τ}\right)s(t-\mathrm{\τ})\mathrm{d\τ}$

$=\underset{i=1}{\overset{L_m}{\mathrm{\Σ}}}{\underset{\‾}{m}}_i\·{\∫}_{-\∞}^{+\∞}g\left(\mathrm{\τ}\right)p_t(t-\mathrm{\τ}-(i-1)T_c)\mathrm{d\τ}---\left(2\right)$

式中g(f)表示无线信道的冲激响应函数，*表示卷积运算。

在接收端，必须存在一个与发射端脉冲成形滤波器相对应的根升余弦滤波器，其输出表示为：

$e\left(t\right)=r\left(t\right)*p_r\left(t\right)$

$={\∫}_{-\∞}^{+\∞}{p}_r\left(\mathrm{\υ}\right)r(t-\mathrm{\υ})\mathrm{d\υ}$

$=\underset{i=1}{\overset{L_m}{\mathrm{\Σ}}}{\underset{\‾}{m}}_i\·({\∫}_{-\∞}^{+\∞}{p}_r\left(\mathrm{\υ}\right)\·{\∫}_{-\∞}^{+\∞}g\left(\mathrm{\τ}\right)p_t(t-\mathrm{\υ}-\mathrm{\τ}-(i-1)T_c)\mathrm{d\τd\υ})$

$=\underset{i=1}{\overset{L_m}{\mathrm{\Σ}}}{\underset{\‾}{m}}_i\·{\∫}_{-\∞}^{+\∞}g\left(\mathrm{\τ}\right)R_p(t-\mathrm{\τ}-(i-1)T_c)\mathrm{d\τ}$

$=\underset{i=1}{\overset{L_m}{\mathrm{\Σ}}}{\underset{\‾}{m}}_i\·h(t-(i-1)T_c)---\left(3\right)$

式中p_r(t)表示接收端根升余弦滤波器的冲激响应函数，通常p_t(t)＝p_r(t)，且有：

$R_p\left(t\right)={\∫}_{-\∞}^{+\∞}{p}_r\left(\mathrm{\τ}\right)p_t(t-\mathrm{\τ})\mathrm{d\τ}---\left(4\right)$

$h\left(t\right)={\∫}_{-\∞}^{+\∞}g\left(\mathrm{\τ}\right)R_p(t-\mathrm{\τ})\mathrm{d\τ}---\left(5\right)$

h(t)可称为合成信道，由发射端脉冲成形滤波器、无线信道以及接收端根升余弦滤波器三部分组成，即

h(t)＝p_t(t)*g(t)*p_r(t)                                    (6)

信道估计的过程实际上就是估计h(t)，而非真正意义上的无线信道的冲激响应g(t)。

对e(t)进行SR倍采样，即：

$e\left(t\right){|}_{t=(k+\frac{l}{\mathrm{SR}})T_c}=\underset{i=1}{\overset{L_m}{\mathrm{\Σ}}}{\underset{\‾}{m}}_i\·h((k+\frac{l}{\mathrm{SR}})T_c-(i-1)T_c),l=\mathrm{0,1},\·\·\·,\mathrm{SR}-1---\left(7\right)$

式中SR表示采样倍数，考虑到同步CDMA系统的同步控制精度为k/8码片，则采样倍数可取SR＝1、2、4、8。

将接收信号e(t)在一个码片内的SR采样写成向量形式，可得

$\left[\begin{array}{c}e\left(k{T}_c\right)\\ e\left((k+\frac{1}{\mathrm{SR}})T_c\right)\\ \·\\ \·\\ \·\\ e\left((k+\frac{\mathrm{SR}-1}{\mathrm{SR}})T_c\right)\end{array}\right]=\underset{i=1}{\overset{L_m}{\mathrm{\Σ}}}{\underset{\‾}{m}}_i\·\left[\begin{array}{c}h(k{T}_c-(i-1)T_c)\\ h((k+\frac{1}{\mathrm{SR}})T_c-(i-1)T_c)\\ \·\\ \·\\ \·\\ h((k+\frac{\mathrm{SR}-1}{\mathrm{SR}})T_c-(i-1)T_c)\end{array}\right]---\left(8\right)$

由上式可见，接收信号e(t)的第l个采样值只与h(t)对应的第l个采样点有关，其中l＝0，1，…，SR-1。这就是多倍采样信道估计的理论依据。

在具体实现上，多倍采样信道估计可以采用以下两种方法。

第一种：对各个码片，利用单倍采样信道估计方法分别进行第l个采样点的信道估计，其中l＝0，1，…，SR-1，第l-1个采样点和由第l个采样点所得到的信道估计之间仅相差1/SR码片。然后将所得到的采样点信道估计结果按采样的顺序统一排列起来，即为SR倍采样信道估计结果。

具体的实现方式如下：

第ka个天线、第l个采样点对应的K个信道冲激响应向量为h^(l，ka)＝[(h^(1，l，ka))^T，(h^(2，l，ka))^T，…，(h^(K，l，ka))^T]^T，维数为(K·W)×1，W为基于1码片的信道估计窗长，K为用户数，[·]^T表示转置运算。第k个用户的训练序列为 ${\underset{\‾}{m}}^{\left(k\right)}={({\underset{\‾}{m}}_1^{\left(k\right)},{\underset{\‾}{m}}_2^{\left(k\right)},\·\·\·,{\underset{\‾}{m}}_{L_m}^{\left(k\right)})}^T,$ k＝1，…K。接收端用P个训练序列来分别估计K个用户对应采样点的信道冲激响应，P为基本训练序列的长度。因此，第ka个天线接收的第l个采样点对应的可用训练序列仅包含P个元素，可表示为

e^(l，ka)＝Gh^(l，ka)+n^(l，ka)，l＝0，1，…，SR-1                    (9)

其中ka＝1，2，…，Ka，Ka为天线数。 $n^{(l,\mathrm{ka})}={[n_1^{(l,\mathrm{ka})},n_2^{(l,\mathrm{ka})},\·\·\·,n_P^{(l,\mathrm{ka})}]}^T$ 为加性高斯白噪声序列。G＝[(G⁽¹⁾)^T，(G⁽²⁾)^T，…，(G^(K))^T]^T，G^(k)矩阵的维数为P×W，表示为

$G^{\left(k\right)}=\left[G_{\mathrm{ij}}^k\right]---\left(10\right)$

式中

$G_{\mathrm{ij}}^k={\underset{\‾}{m}}_{W+i-j}^{\left(k\right)},k=1,\·\·\·,K,i=1,\·\·\·,P,j=1,\·\·\·,W---\left(11\right)$

其中

表示下取整运算。

根据矩阵G的表达式，可得到h^(l，ka)的估计

即

${\hat{b}}^{(l,\mathrm{ka})}={\left[G^{H}G\right]}^{-1}{G}^H{e}^{(l,\mathrm{ka})},l=\mathrm{0,1},\·\·\·,\mathrm{SR}-1,\mathrm{ka}=\mathrm{1,2},\·\·\·,\mathrm{Ka}---\left(12\right)$

式中 表示第ka个天线、第l个采样点对应的信道冲激响应向量h^(l，ka)的最大似然估计。

那么，第ka个天线的SR倍采样信道估计结果表示为

${\underset{\‾}{h}}_{\mathrm{cir}}^{\′\left(\mathrm{ka}\right)}=[{\underset{\‾}{h}}_0^{\′\left(\mathrm{ka}\right)},{\underset{\‾}{h}}_1^{\′\left(\mathrm{ka}\right)},\·\·\·,{\underset{\‾}{h}}_{K\·\mathrm{SR}\·W-1}^{\′\left(\mathrm{ka}\right)}]$

$=[{\hat{h}}_1^{(0,\mathrm{ka})},{\hat{h}}_1^{(1,\mathrm{ka})},\·\·\·,{\hat{h}}_1^{(\mathrm{SR}-1,\mathrm{ka})},{\hat{h}}_2^{(0,\mathrm{ka})},{\hat{h}}_2^{(1,\mathrm{ka})},\·\·\·,{\hat{h}}_2^{(\mathrm{SR}-1,\mathrm{ka})},\·\·\·,$

$\·\·\·,{\hat{h}}_{K\·W}^{(0,\mathrm{ka})},{\hat{h}}_{K\·W}^{(1,\mathrm{ka})},\·\·\·,{\hat{h}}_{K\·W}^{(\mathrm{SR}-1,\mathrm{ka})}]---\left(13\right)$

式中

(l＝0，1，…，SR-1，n＝1，2，…，K·W，ka＝1，2，…，Ka)表示第ka个天线、第l个采样点对应的第n个信道估计结果。

由于训练序列具有循环特性，因此上述信道估计可采用快速傅立叶变换/快速傅立叶反变换(FFT/IFFT)方法实现，从而显著提高了运算速度。

第二种：首先对本小区所采用的基于单码片的训练序列进行变换成基于SR倍采样的训练序列，即在原基本训练序列中每一个数值后面插入SR-1个0，构成一个长度为(SR·L_m)的变换后训练序列，其中L_m为原基本训练序列的长度。这样就可以根据变换后训练序列以及接收的SR倍采样的训练序列，借鉴单倍采样信道估计方法的原理，直接得到SR倍采样的信道冲激响应的估计结果。

基于SR倍采样的变换后训练序列为： ${\underset{\‾}{m}}^{\′}={\left\{{{\underset{\‾}{m}}^{\′}}_n\right\}}_{n=\mathrm{1,2},\·\·\·,\mathrm{SR}\·L_m},$ 表示为

该方法具体的实现方式如下：

h^(ka)＝[(h^(1，ka))^T，(h^(2，ka))^T，…，(h^(K，ka))^T]^T表示第ka个天线、K个信道冲激响应向量，其维数为(K·SR·W)×1，(SR·W)为SR倍采样信道估计的窗长。第k个用户变换后训练序列表示为 ${\underset{\‾}{m}}^{\′\left(k\right)}={({\underset{\‾}{m}}_1^{\′\left(k\right)},{\underset{\‾}{m}}_2^{\′\left(k\right)},\·\·\·,{\underset{\‾}{m}}_{\mathrm{SR}\·L_m}^{\′\left(k\right)})}^T,$ k＝1，…K。接收端用P个变换后训练序列来估计K个用户的信道冲激响应，P为基本训练序列的长度。因此，第ka个天线接收的可用训练序列仅包含(SR·P)个元素，可表示为

e^(ka)＝Gh^(ka)+n^(ka)                                         (15)

其中ka＝1，2，…，Ka，Ka为天线数， $n^{\left(\mathrm{ka}\right)}={[n_1^{\left(\mathrm{ka}\right)},n_2^{\left(\mathrm{ka}\right)},\·\·\·,n_{\mathrm{SR}\·P}^{\left(\mathrm{ka}\right)}]}^T$ 为加性高斯白噪声序列，G＝[(G⁽¹⁾)^T，(G⁽²⁾)^T，…，(G^(K))^T]^T，G^(k)矩阵的维数为(SR·P)×(SR·W)，表示为

$G^{\left(k\right)}=\left[G_{\mathrm{ij}}^k\right]---\left(16\right)$

式中

$G_{\mathrm{ij}}^k={\underset{\‾}{m}}_{\mathrm{SR}\·W+i-j}^{\′\left(k\right)},k=1,\·\·\·,K,i=1,\·\·\·,\mathrm{SR}\·P,j=1,\·\·\·,\mathrm{SR}\·W---\left(17\right)$

其中

表示下取整运算。

根据矩阵G的表达式，得到第ka个天线的信道冲激响应向量h^(ka)的最大似然估计

表示为

${\hat{h}}^{\left(\mathrm{ka}\right)}={\left[G^{H}G\right]}^{-1}{G}^H{e}^{\left(\mathrm{ka}\right)},\mathrm{ka}=\mathrm{1,2},\·\·\·,\mathrm{Ka}---\left(18\right)$

那么，第ka个天线的SR倍采样信道估计结果表示为

${\underset{\‾}{h}}_{\mathrm{cir}}^{\′\left(\mathrm{ka}\right)}=[{\underset{\‾}{h}}_0^{\′\left(\mathrm{ka}\right)},{\underset{\‾}{h}}_1^{\′\left(\mathrm{ka}\right)},\·\·\·,{\underset{\‾}{h}}_{K\·\mathrm{SR}\·W-1}^{\′\left(\mathrm{ka}\right)}]$

$={\hat{h}}^{\left(\mathrm{ka}\right)}$

$=[{\hat{h}}_1^{\left(\mathrm{ka}\right)},{\hat{h}}_2^{\left(\mathrm{ka}\right)},\·\·\·,{\hat{h}}_{K\·\mathrm{SR}\·W}^{\left(\mathrm{ka}\right)}]---\left(19\right)$

式中 ${\underset{\‾}{h}}_n^{\′\left(\mathrm{ka}\right)}={\hat{h}}_{n+1}^{\left(\mathrm{ka}\right)},$ n＝0，1，…，K·SR·W-1，ka＝1，2，…，Ka。

由于训练序列具有循环特性，因此上述信道估计可采用FFT/IFFT方法实现，从而显著提高了运算速度。

在步骤140中，将SR倍采样的CCTrCH信道冲激响应表示为 ${\underset{\‾}{h}}_{\mathrm{cir}}^{\′\left(\mathrm{ka}\right)}=[{\underset{\‾}{h}}_0^{\′\left(\mathrm{ka}\right)},{\underset{\‾}{h}}_1^{\′\left(\mathrm{ka}\right)},\·\·\·,{\underset{\‾}{h}}_{K\·\mathrm{SR}\·W-1}^{\′\left(\mathrm{ka}\right)}],$ ka＝1，2，…，Ka，Ka为天线数，基本训练序列的长度P＝128。定义总信道冲激响应功率序列h_p，表示为：

$h_p=[h_p^{\left(1\right)},h_p^{\left(2\right)},\·\·\·,h_p^{\left(\mathrm{km}\right)},\·\·\·,h_p^{\left(\mathrm{Km}\right)}]---\left(20\right)$

其中h_p ^(km)表示第km用户的信道冲激响应功率序列，km＝1，2，…，Km，Km为用户数。某用户的信道冲激响应功率序列可表示为：

$h_{p,j}=\frac{1}{\mathrm{Ka}}\underset{\mathrm{ka}=1}{\overset{\mathrm{Ka}}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|{\underset{\‾}{h}}_{\mathrm{cir},j}^{\′\left(\mathrm{ka}\right)}\left|\right|}^2,j=\mathrm{0,1},\·\·\·,\mathrm{SR}\·P-1---\left(21\right)$

在步骤160中，在对用户km信道冲激响应功率序列的起始位置、结束位置和峰值位置的检测，需确定信道冲激响应功率序列起始位置j_start ^(km)的功率检测门限ε_start ²和结束位置j_end ^(km)的功率检测门限为ε_end ²，可由信干噪比而得到。该检测过程包括以下步骤：

步骤161，进行起始位置粗扫描，按序号从低至高的方向对用户km的SR倍采样信道冲激响应功率序列h_p ^(km)进行扫描，搜索高于起始门限值ε_start ²的第一个样点(抽头)j′_start ^(km)；

步骤162，若功率检测门限ε_start ²过高或有用信号功率过低(信干噪比过低)，则可能出现搜索不到信道冲激响应起始位置的情况，因此需要判断是否搜到，如果是，执行下一步，否则，设定 $j_{\mathrm{start}}^{\left(\mathrm{km}\right)}=8\·W-1,$ 终止流程并报警，其中W为基于1码片的信道估计窗长；

步骤163，在j′_start ^(km)-1和j′_start ^(km)之间进行8/SR倍插值，由j′_start ^(km)及其前面所插(8/SR-1)点构成一个序列(序号为0，1，…，8/SR-1)；

为了达到k/8码片的同步控制精度(本实施例假定控制精度要求为1/8码片)，需要对信道冲激响应的估计结果进行插值。该插值过程并非针对整个数据，而只是在SR倍采样信道冲激响应功率序列h_p ^(km)粗扫描得到的起始、结束和峰值位置附近进行。由于采用SR倍采样，因此需要进行8/SR倍插值，其中SR表示采样倍数。如果SR＝8，则已经满足同步控制精度，就无需再进行插值。

步骤164，按序号从低至高的方向搜索该插值后构成的序列中高于门限值ε_start ²的第一个样点(抽头)，对应的序号为n_s ^(km)，据此可以确定k/8码片分辨率的信道冲激响应功率序列起始位置j_start ^(km)，即

$j_{\mathrm{srart}}^{\left(\mathrm{km}\right)}=(8/\mathrm{SR})\·j_{\mathrm{start}}^{\′\left(\mathrm{km}\right)}-(8/\mathrm{SR}-1-n_s^{\left(\mathrm{km}\right)})---\left(22\right)$

步骤165，进行结束位置粗扫描，按序号从高至低的方向对用户km的SR倍采样信道冲激响应功率序列h_p ^(km)进行扫描，搜索高于结束门限值ε_end ²的第一个样点(抽头)j′_end ^(km)；

步骤166，若功率检测门限ε_end ²过高或有用信号功率过低(信干噪比过低)，则可能出现搜索不到信道冲激响应结束位置的情况，因此也需要判断是否搜到，如果是，执行下一步，否则，设定 $j_{\mathrm{end}}^{\left(\mathrm{km}\right)}=0,$ 终止流程并报警；

步骤167，在j′_end ^(km)和j′_end ^(km)+1之间进行8/SR倍插值，由j′_end ^(km)及其后面所插(8/SR-1)点构成一个序列(序号为0，1，…，8/SR-1)；

步骤168，按序号从高至低的方向搜索该插值后构成的序列中高于门限值ε_end ²的第一个样点(抽头)，对应的序号为n_e ^(km)，据此可以确定k/8码片分辨率的信道冲激响应功率序列结束位置j_end ^(km)，即

$j_{\mathrm{end}}^{\left(\mathrm{km}\right)}=(8/\mathrm{SR})\·j_{\mathrm{end}}^{\′\left(\mathrm{km}\right)}+n_e^{\left(\mathrm{km}\right)}---\left(23\right)$

步骤169，进行峰值位置粗扫描，对用户km的SR倍采样信道冲激响应功率序列h_p ^(km)进行扫描，搜索序号i_max ^(km)，使得

$x^{\left(\mathrm{km}\right)}\left(i\right)=h_{p,i}^{\left(\mathrm{km}\right)}+h_{p,i+1}^{\left(\mathrm{km}\right)},i=0,1,\·\·\·,\mathrm{SR}\·W-2---\left(24\right)$

达到最大，即

$x^{\left(\mathrm{km}\right)}\left(i_{\max }^{\left(\mathrm{km}\right)}\right)=\max \left[x^{\left(\mathrm{km}\right)}\left(i\right)\right]---\left(25\right)$

步骤170，在i_max ^(km)和i_max ^(km)+1之间进行8/SR倍插值，由i_max ^(km)、i_max ^(km)+1以及二者之间的(8/SR-1)个插值点构成一个序列(序号为0，1，…，8/SR)；

步骤171，搜索该插值后构成的序列中的最大值及其对应的位置n_m ^(km)，则信道冲激响应峰值位置j_peak ^(km)为：

$j_{\mathrm{peak}}^{\left(\mathrm{km}\right)}=(8/\mathrm{SR})\·i_{\max }^{\left(\mathrm{km}\right)}+n_m^{\left(\mathrm{km}\right)}---\left(26\right)$

式中如果h_p，imax(km) ^(km)为最大值，则 $n_m^{\left(\mathrm{km}\right)}=0;$ 如果h_{p，imax(km)+1} ^(km)为最大值，则 $n_m^{\left(\mathrm{km}\right)}=8/\mathrm{SR}.$

同步控制的准则是确保整个信道冲激响应位于信道估计窗口之内，同时调整各个用户的峰值位置尽可能地对齐或接近各个用户对应的峰值位置的目标值。如果整个信道冲激响应始终位于信道估计窗口之内，那么各个用户对应的峰值位置的目标值是统一的，而且也是固定的。

在步骤180中，若信道冲激响应功率序列起始位置的数值等于0，即 $j_{\mathrm{start}}^{\left(\mathrm{km}\right)}=0,$ 则认为信道冲激响应功率序列的起始位置位于信道估计窗口之外；若信道冲激响应功率序列的结束位置的数值等于8·W，即 $j_{\mathrm{end}}^{\left(\mathrm{km}\right)}=8\·W,$ 则认为信道冲激响应的结束位置落在了信道估计窗口之外，其中W表示基于1码片的信道估计窗长，8·W则表示基于1/8码片的信道估计窗长。

如果该用户在N个子帧内，起始位置位于信道估计窗口之外的次数超过某一门限值，或者结束位置位于信道估计窗口之外的次数超过某一门限值，或者起始位置和结束位置同时位于信道估计窗口之外的次数超过某一门限值，则需要对其峰值位置的目标值进行调整。

综上所述，本发明给出了一种基于多倍采样的同步控制的方法与装置。利用多倍采样训练序列进行信道估计，并根据信道估计结果实现同步控制，由于一个码片对应于多个采样点，使得采样点更为接近根升余弦滤波器的输出峰值，提高了信干噪比，降低了信道估计误差，从而提高了同步控制精度。至于采样率的选取，应该根据实际情况而定，即需要综合考虑同步控制精度、计算复杂度以及数据存储量等诸多因素。

本发明适用于同步CDMA(码分多址)通信系统，尤其适用于第三代移动通信系统中的TD-SCDMA系统(1.28Mcps TDD)和3.84Mcps TDD系统，但是也同样适用于采用同步CDMA的频分多址和时分多址的系统，任何具有信号处理、通信等知识背景的技术人员，根据本发明设计的等同的同步检测的方法与装置，其均应包含在本发明的思想和范围中。

Claims (7)

1、一种码分多址通信系统中基于信道估计的同步控制方法，包括以下步骤：

a、天线接收的无线信号经过数据接收处理后，对输出的数据进行多倍采样、模数转换以及数据与训练序列的分离，所述多倍采样的采样倍数SR为2或4或8；

b、利用多倍采样得到的训练序列与本小区的基本训练序列进行信道估计，得到多倍采样信道冲激响应的估计结果；

c、将多倍采样信道冲激响应的估计结果转换成对应的信道冲激响应功率序列；

d、检测用户多倍采样的信道冲激响应功率序列的起始位置、结束位置和峰值位置；

e、根据检测到的用户当前子帧及其以前子帧的多倍采样信道冲激响应功率序列的起始、结束和峰值位置，确定该用户当前子帧的同步控制字，进行用户信号发射时延的调整，同时根据准则对峰值位置的目标值进行调整，其中，如果该用户在设定个数的子帧内，起始位置位于信道估计窗口之外的次数超过某一门限值，或者结束位置位于信道估计窗口之外的次数超过某一门限值，或者起始位置和结束位置同时位于信道估计窗口之外的次数超过某一门限值，则对其峰值位置的目标值进行调整。

2、如权利要求1所述的同步控制方法，其特征在于，所述步骤d进一步包括以下步骤：

d1、按序号从低至高的方向对用户的SR倍采样信道冲激响应功率序列进行起始位置粗扫描，搜索高于起始门限值的第一个样点，如果搜到，执行下一步，否则，报警并结束；

d2、在起始位置粗扫描得到的第一个样点和其前一个样点之间进行8/SR倍插值，再按序号从低至高的方向搜索该插值后构成的序列中高于起始门限值的第一个样点，确定所述信道冲激响应功率序列的起始位置；

d3、按序号从高至低的方向对用户的SR倍采样信道冲激响应功率序列进行结束位置粗扫描，搜索高于结束门限值的第一个样点，如果搜到，执行下一步，否则，报警并结束；

d4、在结束位置粗扫描得到的第一个样点和其后一个样点之间进行8/SR倍插值，再按序号从高至低的方向搜索该插值后构成的序列中高于结束门限值的第一个样点，确定所述信道冲激响应功率序列的结束位置；

d5、对用户的SR倍采样信道冲激响应功率序列进行峰值位置粗扫描，搜索序列中的两个相邻序号，使其对应的两个功率之和最大；

d6、在所述两个相邻序号之间进行8/SR倍插值，再搜索插值后构成的序列中的最大值，确定所述信道冲激响应功率序列的峰值位置。

3、如权利要求1所述的同步控制方法，其特征在于，所述步骤b进一步包括以下步骤：

对各个码片，利用单倍采样信道估计方法分别进行第l个采样点的信道估计，其中l＝0，1，…，SR-1；

将所得到的采样点信道估计结果按采样的顺序统一排列起来，得到SR倍采样信道冲激响应的估计结果。

4、如权利要求1所述的同步控制方法，其特征在于，所述步骤b进一步包括以下步骤：

在原基本训练序列中每一个数值后面插入SR-1个0，构成一个长度为(SR·L_m)的变换后训练序列，其中L_m为原基本训练序列的长度；

根据变换后训练序列以及接收的SR倍采样的训练序列，直接得到SR倍采样信道冲激响应的估计结果。

5、如权利要求3或4所述的同步控制方法，其特征在于，所述步骤b中信道估计采用快速傅立叶变换/快速傅立叶反变换方法实现。

6、一种码分多址通信系统中基于信道估计的同步控制装置，包括依次连接的数据接收单元、采样单元、模数变换单元、数据与训练序列分离单元、信道估计单元、估计值-功率转换单元、数据检测单元、同步控制命令字生成单元，以及与所述信道估计单元相连的本地基本训练序列生成单元，其特征在于：

所述采样单元，用于对所述数据接收单元输出的数据进行SR倍采样，SR为2或4或8；

所述信道估计单元，利用接收数据中经多倍采样得到的训练序列以及本小区所采用的基本训练序列，进行信道估计，得到多倍采样的信道冲激响应的估计结果；

所述估计值-功率转换单元，用于将多倍采样的信道估计结果转换成相应的信道冲激响应功率序列；

所述数据检测单元，用于检测用户多倍采样的所述信道冲激响应功率序列的起始位置、结束位置和峰值位置，所述数据检测单元进一步包括第一数据检测单元、插值单元和第二数据检测单元，其中：所述第一数据检测单元，用于完成对信道冲激响应功率序列的起始位置、结束位置和峰值位置进行粗扫描的检测工作；所述插值单元，用于在粗扫描得到的该信道冲激响应功率序列的样点和峰值位置处插值，达到同步控制精度所要求的码片分辨率；所述第二数据检测单元，用于完成对信道冲激响应功率序列的起始位置、结束位置和峰值位置进行细扫描的检测工作；

所述同步控制命令字生成单元，用于根据检测到的用户当前子帧及其以前子帧的多倍采样信道冲激响应功率序列的起始、结束和峰值位置，确定该用户当前子帧的同步控制字，进行用户信号发射时延的调整，同时根据准则对峰值位置的目标值进行调整。

7、如权利要求6所述的同步控制装置，其特征在于，所述本地基本训练序列生成单元还包括一个序列变换模块，用于在原基本训练序列中每一个数值后面插入SR-1个0，构成一个长度为(SR·L_m)的变换后训练序列，其中L_m为原基本训练序列的长度。

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