CN103037402B - 天线校准链路的时延检测方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种天线校准链路的时延检测方法及装置。其中方法包括：由发射支路产生训练序列并由接收支路接收与该训练序列对应的接收序列；根据所述训练序列与所述接收序列的互相关函数计算得到第一时延值；根据所述训练序列与所述接收序列计算得到的单位冲激响应计算得到第二时延值；根据所述第一时延值及所述第二时延值计算得到所述中频通道时延和所述天馈部分时延。本发明可以分别得到中频通道时延和天馈部分时延，检测结果更加准确，并且无需人工参与，节省了人力，提高了效率。

Description

天线校准链路的时延检测方法及装置

技术领域

本发明涉及一种天线校准链路的时延检测方法及装置，属于时分同步码分多址(Time Division-Synchronous Code Division Multiple Access，简称：TD-SCDMA)移动通信技术领域。

背景技术

TD-SCDMA移动通信系统是一个严格时间同步的系统，为了实现基于智能天线的波束赋形就需要进行天线校准。现天线校准链路是一个闭环系统，如图1所示，包括发射支路、接收支路和天馈部分，其中的发射支路和接收支路均分别具有中频通道和射频通道。除射频通道的延时基本可忽略不计外，中频通道和天馈部分的时延都是变化的。其中，受逻辑链路设计的影响，中频通道的时延并非固定不变，每次在复位或上电后可能会有一些抖动；另外，在天馈部分的射频信号在长跳线中的传输也会引起时延，例如，假设射频信号在射频线缆上的速度为2.4×108m/s，当跳线单程长度为47m时，环回时延将达到1/2码片，当跳线单程长度为94米时，环回时延则达到1码片。

可见，天线校准链路任何一部分的时延发生变化都会导致采样时刻偏离峰点，致使天线校准的精度恶化，从而严重影响了上、下行波束赋形的效果，最终大大降低了TD-SCDMA系统容量、影响系统性能，甚至导致用户无法正常接入。因此需要对天线校准链路的时延进行检测，以便进行相应补偿。

现有技术中，针对中频通道的时延，假设其固定不变而进行测量，这种方式的检测结果非常不准确；对于天馈部分由长跳线引起的时延，通常都由人工估算跳线长度，计算长跳线所产生的环回时延，手动配置参数进行时延补偿，这种方式耗时费力，效率较低。

发明内容

本发明提供一种天线校准链路的时延检测方法及装置，用以高效地实现对天线校准链路时延的准确检测。

本发明一方面提供一种天线校准链路的时延检测方法，其中包括：

由发射支路产生训练序列并由接收支路接收与该训练序列对应的接收序列；

根据所述训练序列与所述接收序列的互相关函数计算得到第一时延值；

根据所述训练序列与所述接收序列计算得到的单位冲激响应计算得到第二时延值；

根据所述第一时延值及所述第二时延值计算得到所述中频通道时延和所述天馈部分时延。

本发明另一方面提供一种天线校准链路的时延检测装置，其中包括：

训练模块，用于在发射支路产生训练序列并从接收支路接收与该训练序列对应的接收序列；

第一时延计算模块，用于根据训练模块产生的所述训练序列与训练模块接收的所述接收序列的互相关函数计算得到第一时延值；

第二时延计算模块，用于根据训练模块产生的所述训练序列与训练模块接收的所述接收序列计算得到的单位冲激响应计算得到第二时延值；

第三时延计算模块，用于根据第一时延计算模块计算得到的所述第一时延值及第二时延计算模块计算得到的所述第二时延值计算得到所述中频通道时延和所述天馈部分时延。

本发明可以分别得到中频通道时延和天馈部分时延，检测结果更加准确，并且无需人工参与，节省了人力，提高了效率。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作一简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为现有天线校准链路的结构示意图；

图2为本发明所述天线校准链路的时延检测方法实施例的流程图；

图3为图2中步骤110的可选流程图；

图4为图2中步骤120的可选流程图；

图5A～图5D为仿真结果示意图；

图6为本发明所述天线校准链路的时延检测装置的结构示意图；

图7为图6所示第一时延计算模块40的可选结构示意图；

图8为图6所示第二时延计算模块50的可选结构示意图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

图2为本发明所述天线校准链路的时延检测方法实施例的流程图，如图所示，包括如下步骤：

步骤100，由发射支路产生训练序列并由接收支路接收与该训练序列对应的接收序列。

具体地，针对下述第一时延值及所述第二时延值，可以产生不同的训练序列，将在后继续内容进行详细说明。

步骤110，根据所述训练序列与所述接收序列的互相关函数计算得到第一时延值。

步骤120，根据所述训练序列与所述接收序列计算得到的单位冲激响应计算得到第二时延值。

其中，该第二时延值包含了发射支路和接收支路中的射频通道时延和中频通道时延，以及天馈部分时延。计算单位冲激响应的过程也相当于进行信道估计的过程，具体的计算过程将在后续内容进行说明。

步骤130，根据所述第一时延值及所述第二时延值计算得到所述中频通道时延和所述天馈部分时延。

具体地，所述中频通道时延＝所述第二时延值-所述第一时延值；所述天馈部分时延＝所述第一时延值-已知的射频通道时延。其中，如前所述，所述射频通道时延是固定不变的值，因此可以采用现有技术获得；所得到的中频通道时延包含了在发射支路的中频通道及在接收支路的中频通道各自产生的时延；所得到的天馈部分时延包含了两次经过该天馈部分时分别产生的时延。

此后，根据本步骤得到的所述中频通道时延及所述天馈部分时延便可以进行相应的时延补偿操作。

以下结合步骤100和步骤110，详细介绍第一时延值的具体计算过程，如图3所示，包括如下步骤：

步骤111，由发射支路中的中频通道产生训练序列x₁(n)，经过发射支路中的射频通道后成为无线信号从天馈部分发射出。

步骤112，从天馈部分采集所述无线信号，经过接收支路中的射频通道后，由接收支路中的中频通道得到接收序列y₁(n)。

步骤113，计算所述训练序列x₁(n)与所述接收序列y₁(n)的互相关函数

$r_{\mathrm{xy}}\left(m\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_1\left(n\right).y_1(n+m).$

其中，N为所述训练序列x₁(n)的长度。该互相关函数的仿真结果如图5D所示。

步骤114，记录所述互相关函数的峰值点的采样时刻P1。

其中，所述互相关函数r_xy(m)的峰值点幅度为|r_xy(m)|，该峰值点出现的采样时刻即为P1，即在第P1个采样时刻出现了该峰值点。

步骤115，所述第一时延值＝(P1-N)/fs₁，fs₁为接收序列y₁(n)所处中频通道的采样频率。

当P1-N＝0时，表明训练序列x₁(n)与接收序列y₁(n)之间不存在由射频通道及天馈部分产生的第一时延值。

以下结合步骤100和步骤120，详细介绍第二时延值的具体计算过程，如图4所示，包括如下步骤：

步骤121，由发射支路中的基带单元产生训练序列x₂(n)，依次经过发射支路中的中频通道和射频通道后成为无线信号从天馈部分发射出。

步骤122，从天馈部分采集所述无线信号，依次经过接收支路中的射频通道和中频通道后，由接收支路中的基带单元得到接收序列y₂(n)。

步骤123，根据所述训练序列x₂(n)及接收序列y₂(n)计算得到单位冲激响应h(n)＝IDFT[Y₂(k)/X₂(k)]，其中，Y₂(k)为y₂(n)的频域特性，X₂(k)为x₂(n)的频域特性。

步骤124，对所述单位冲激响应进行高倍速插值滤波处理。

由于x₂(n)和y₂(n)均是通过采样而得到离散数据，例如，采样率为fs＝1.28MHz，相应的时间分辨率为ts＝1/1.28e⁶，因此，对于不等于ts整数倍的环回延迟时间无法进行准确检测。为了提高其时间分辨率，必须提高其采样率，在本步骤中采用了高倍速插值滤波处理的方式。

具体地，为了实现该高倍速插值滤波处理而需要的内插因子和插值滤波器参数可以综合考虑不同时延条件下的仿真结果、系统性能和开销来决定。例如，根据矩阵实验室(Matrix Laboratory，简称：Matlab)仿真软件的仿真结果显示，在存在1/8码片时延的情况下，信道估计算法的性能完全满足相位误差±5°、幅度误差±0.5db的要求，因此可以考虑选取内插因子为16的16x内插。插值滤波器选择256阶、截止频率0.64MHz、滚降因子0.22的升余弦FIR滤波器。其中，内插滤波器是一个典型的辛格(sinc)函数。为了简化滤波计算过程，可以在执行插值滤波时，仅计算1/2滤波器长度位置开始的64点卷积。

例如，当采用的单程跳线长度为46m时，如图5A所示，当不发生延时时，训练序列中的峰值位于每四个采样时刻中的第一个采样时刻；如图5B所示，当发生0.5个码片的延时时，每四个采样时刻中的前两个采样时刻处均出现峰值；执行本步骤所述的高倍速插值滤波处理后，如图5C所示，真实的峰值本来应该出现在第17个采样时刻，但在实际的仿真结果中却出现在第24个采样时刻。

步骤125记录进行所述高倍速插值滤波处理后的单位冲激响应的峰值点的采样时刻P2。

在不发生环回时延的理想条件下，针对线性时不变(Linear TimeInvariant，简称：LTI)系统，可以将接收序列表示为其中，A表示从x₂(n)变到y₂(n)的过程中所产生的幅度变化，表示在此过程中所产生的相位变化。相应地，在进行所述高倍速插值滤波处理之前的h(n)可以表示如下：

可见，在理想条件下，在n＝0的时刻h(n)达到峰值，在其它时刻，h(n)＝0。当发生环回时延时，即在非理想条件下，h(n)的峰值并不一定位于n＝0的采样时刻，且在非0时刻h(n)≠0，因此可以通过检测峰值点实际所在的采样时刻来获得第二时延值。

步骤126，所述第二时延值＝P2/(Q*fs₂)，其中，Q为内插因子，fs₂为基带的采样频率。

由于在步骤125中检测到的是经过高倍速插值滤波处理后的h(n)的峰值点的采样时刻P2，因此通过本步骤的运算，去除了高倍速插值滤波处理对真实结果的影响，最终得到了所需的第二时延值。

本实施例所述方法可以分别得到中频通道时延和天馈部分时延，检测结果更加准确，并且无需人工参与，节省了人力，提高了效率。

图6为本发明所述天线校准链路的时延检测装置的结构示意图，用以实现上述方法，如图所示，该装置包括：训练模块30、第一时延计算模块40、第二时延计算模块50及第三时延计算模块60，其工作原理如下：

先由训练模块30在发射支路产生训练序列并从接收支路接收与该训练序列对应的接收序列。具体地，针对下述第一时延值及所述第二时延值，可以产生不同的训练序列，将在后继续内容进行详细说明。

然后由第一时延计算模块40根据训练模块30产生的所述训练序列与训练模块30接收的所述接收序列的互相关函数计算得到第一时延值；并由第二时延计算模块50根据训练模块30产生的所述训练序列与训练模块30接收的所述接收序列计算得到的单位冲激响应计算得到第二时延值。其中，该第二时延值包含了发射支路和接收支路中的射频通道时延和中频通道时延，以及天馈部分时延。

最后，由第三时延计算模块60根据第一时延计算模块40计算得到的所述第一时延值及第二时延计算模块50计算得到的所述第二时延值计算得到所述中频通道时延和所述天馈部分时延。具体地，所述中频通道时延＝所述第二时延值-所述第一时延值；所述天馈部分时延＝所述第一时延值-已知的射频通道时延。此后，根据本步骤得到的所述中频通道时延及所述天馈部分时延便可以进行相应的时延补偿操作。

以下参照图6和图7，详细介绍第一时延值的具体计算过程，如图6所示，训练模块30中的第一发生单元31在发射支路中的中频通道产生训练序列x₁(n)，经过发射支路中的射频通道成为无线信号从天馈部分发射出；当天馈部分采集所述无线信号，经过接收支路中的射频通道后，由第一接收单元32从接收支路中的中频通道得到接收序列y₁(n)。

此后，如图7所示，先由第一时延值计算模块40中的互相关单元41计算所述训练序列x₁(n)与所述接收序列y₁(n)的互相关函数其中，N为所述训练序列x₁(n)的长度；然后由第一记录单元42记录所述互相关函数的峰值点的采样时刻P1；此后由第一计算单元43计算所述第一时延值＝(P1-N)/fs₁，fs₁为接收序列y(n)所处中频通道的采样频率。

以下参照图6和图8，详细介绍第二时延值的具体计算过程，如图6所示，训练模块30中的第二发生单元33在发射支路中的基带单元11产生训练序列x₂(n)，依次经过发射支路中的中频通道12和射频通道13后成为无线信号从天馈部分发射出；当天馈部分采集所述无线信号，依次经过接收支路中的射频通道23和中频通道22后，由第二接收单元34从接收支路中的基带单元21得到接收序列y₂(n)。

如图8所示，先由第二时延计算模块50中的冲激响应单元51根据所述训练序列x₂(n)及接收序列y₂(n)计算得到单位冲激响应h(n)＝IDFT[Y₂(k)/X₂(k)]，其中，Y₂(k)为y₂(n)的频域特性，X₂(k)为x₂(n)的频域特性；然后由插值滤波单元52对所述单位冲激响应进行高倍速插值滤波处理；由第二记录单元53记录进行所述高倍速插值滤波处理后的单位冲激响应的峰值点的采样时刻P2；此后由第二计算单元54计算所述第二时延值＝P2/(Q*fs₂)，其中，Q为内插因子，fs₂为基带的采样频率。

本实施例所述装置可以分别得到中频通道时延和天馈部分时延，检测结果更加准确，并且无需人工参与，节省了人力，提高了效率。有关本实施例所述装置具体工作过程的仿真及举例，可参见上述方法实施例的相关内容。

本领域普通技术人员可以理解：实现上述方法实施例的全部或部分步骤可以通过程序指令相关的硬件来完成，前述的程序可以存储于一计算机可读取存储介质中，该程序在执行时，执行包括上述方法实施例的步骤；而前述的存储介质包括：ROM、RAM、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。

最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。

Claims (2)

1.一种天线校准链路的时延检测方法，其特征在于，包括：

由发射支路产生训练序列并由接收支路接收与该训练序列对应的接收序列；

根据所述训练序列与所述接收序列的互相关函数计算得到第一时延值；

根据所述训练序列与所述接收序列计算得到的单位冲激响应计算得到第二时延值；

根据所述第一时延值及所述第二时延值计算得到中频通道时延和天馈部分时延；

所述由发射支路产生训练序列并由接收支路接收与该训练序列对应的接收序列包括：

由发射支路中的中频通道产生训练序列x₁(n)，经过发射支路中的射频通道成为第一无线信号从天馈部分发射出；

从天馈部分采集所述第一无线信号，经过接收支路中的射频通道后，由接收支路中的中频通道得到所述接收序列y₁(n)；

由发射支路中的基带单元产生训练序列x₂(n)，依次经过发射支路中的中频通道和射频通道后成为第二无线信号从天馈部分发射出；

从天馈部分采集所述第二无线信号，依次经过接收支路中的射频通道和中频通道后，由接收支路中的基带单元得到接收序列y₂(n)；

其中，所述计算得到第一时延值包括：

计算所述训练序列x₁(n)与所述接收序列y₁(n)的互相关函数其中，N为所述训练序列x₁(n)的长度；

记录所述互相关函数的峰值点的采样时刻P1；

所述第一时延值＝(P1-N)/fs₁，fs₁为接收序列y(n)所处中频通道的采样频率；

所述计算得到第二时延值包括：根据所述训练序列x₂(n)及接收序列y₂(n)计算得到单位冲激响应h(n)＝IDFT[Y₂(k)/X₂(k)]，其中，Y₂(k)为y₂(n)的频域特性，X₂(k)为x₂(n)的频域特性；

对所述单位冲激响应进行高倍速插值滤波处理；

记录进行所述高倍速插值滤波处理后的单位冲激响应的峰值点的采样时刻P2；

所述第二时延值＝P2/(Q*fs₂)，其中，Q为内插因子，fs₂为基带的采样频率；

所述中频通道时延＝所述第二时延值-所述第一时延值；

所述天馈部分时延＝所述第一时延值-已知的射频通道时延。

2.一种天线校准链路的时延检测装置，其特征在于，包括：

训练模块，用于在发射支路产生训练序列并从接收支路接收与该训练序列对应的接收序列；

第一时延计算模块，用于根据训练模块产生的所述训练序列与训练模块接收的所述接收序列的互相关函数计算得到第一时延值；

第二时延计算模块，用于根据训练模块产生的所述训练序列与训练模块接收的所述接收序列计算得到的单位冲激响应计算得到第二时延值；

第三时延计算模块，用于根据第一时延计算模块计算得到的所述第一时延值及第二时延计算模块计算得到的所述第二时延值计算得到中频通道时延和天馈部分时延；

所述训练模块包括：

第一发生单元，用于在发射支路中的中频通道产生训练序列x₁(n)，经过发射支路中的射频通道成为第一无线信号从天馈部分发射出；

第一接收单元，用于当天馈部分采集所述第一无线信号，经过接收支路中的射频通道后，从接收支路中的中频通道得到接收序列y₁(n)；

第二发生单元，用于在发射支路中的基带单元产生训练序列x₂(n)，依次经过发射支路中的中频通道和射频通道后成为第二无线信号从天馈部分发射出；

第二接收单元，用于当天馈部分采集所述第二无线信号，依次经过接收支路中的射频通道和中频通道后，从接收支路中的基带单元得到接收序列y₂(n)；

所述第一时延值计算模块包括：

互相关单元，用于计算所述训练序列x₁(n)与所述接收序列y₁(n)的互相关函数其中，N为所述训练序列x₁(n)的长度；

第一记录单元，用于记录所述互相关函数的峰值点的采样时刻P1；

第一计算单元，用于计算所述第一时延值＝(P1-N)/fs₁，fs₁为接收序列y(n)所处中频通道的采样频率；

所述第二时延计算模块包括：

冲激响应单元，用于根据所述训练序列x₂(n)及接收序列y₂(n)计算得到单位冲激响应h(n)＝IDFT[Y₂(k)/X₂(k)]，其中，Y₂(k)为y₂(n)的频域特性，X₂(k)为x₂(n)的频域特性；

插值滤波单元，用于对所述单位冲激响应进行高倍速插值滤波处理；

第二记录单元，用于记录进行所述高倍速插值滤波处理后的单位冲激响应的峰值点的采样时刻P2；

第二计算单元，用于计算所述第二时延值＝P2/(Q*fs₂)，其中，Q为内插因子，fs₂为基带的采样频率。