CN102508200B - 复数扩频信号的到达时间差测量方法 - Google Patents

Abstract

复数扩频信号的到达时间差测量方法，利用复相关法捕获到达的信号，并根据复相关值的峰值点的位置来测量信号到达时间差，捕获到信号时，对接收到的信号做复数差分运算并缓存，通过内插法提高缓存信号的采样率；对本地信号做同样处理。处理后的高采样率接收信号与本地信号进行复相关，获得精确的两路信号到达时间差；进一步，对一段时间内不同时刻捕获的几组信号采取最大距离过滤法，将偏离较大的时间差值过滤，得到更精确的两路信号到达时间差。本发明不需要对接收信号做相位校正，就可以获得良好的复信号相关峰值，进而提取到达时间差，提高了时差测量的精度，信号缓存，采用非实时处理避免了实时的插值后数据量太大以及工作频率过高的问题。

Description

复数扩频信号的到达时间差测量方法

技术领域

本发明属于无线定位技术领域，为一种复数扩频信号的到达时间差测量方法。

背景技术

TDOA(Time Difference of Arrival，到达时间差)测量一般利用信号处理技术对两个或两个以上到达接收天线的信号的到达时间差进行测量，根据测得的达时间差，就可以确定发射源的位置。

根据不同的测量环境、不同的测量要求和不同的使用信号，分别有不同的到达时间差测量方法。常用的有相位法、相关法、广义相关法和自适应滤波器参数模型法等。例如远程导航系统LORAN-C(Long Range Navigation)在测量信号到达时间差时就采用了相位法。

全球定位系统GPS定位精度在十几米左右，在某些特定的应用场景中如码头集装箱定位、或仓库内货物的定位等需要较高精度，精度需要在一两米以内。受限于实现成本，如何得到较高精度到达时间差，是个有挑战的问题，这里的高精度是指如这里提到的一两米，化成时间是1/300～2/300微秒的精度。现有技术一般会选用宽带发射信号，如扩频信号和超宽带信号等。通常发射信号占用的带宽越宽，则可以获得的测量时间差的精度越高。由于信道带宽和器件的限制，不可能一味提高信号带宽。提高接收信号的采样率，是另一个提高时间差测量精度的有效方法，但消耗的硬件资源会很快的上升。所以在进行高精度时间差测量时，如何尽量减少硬件资源，是需要克服的难题。另外，在进行时间差测量时，收发两端载波频偏会影响测量精度，如何减少这种影响，容忍较大的载波频偏，是另一个需要克服的难题。

发明内容

本发明要解决的问题是：解决如何在测量TDOA时提高测量精度，并节省硬件上为提取时间差、实现高精度测量所消耗的资源问题，以及如何减少收发两端载波频偏对测量精度的影响。

本发明的技术方案为：复数扩频信号的到达时间差测量方法，对两个或两个以上到达接收机的信号的到达时间差进行测量，发射机以无线方式发送复数扩频信号：

x(n)＝I(n)+jQ(n)＝|x(n)|e^jφ(n)，n＝0，1，…，N-1

其中I(n)、Q(n)是先经过扩频调制，再经过OQPSK调制后的信号，分别作为发送信号的同相分量和正交分量；|x(n)|是发送信号x(n)的模值，φ(n)是表示发送信号的相位；

接收机对接收的复数扩频信号序列采用复相关法实现捕获，并根据复相关值的峰值点的位置来测量信号到达的时间差；在接收机的天线捕获复数扩频信号序列之后，对复数扩频信号序列进行复数差分处理并缓存，缓存器长度为扩频长度+2，即扩频长度前后各增设一个chip宽度，以便准确计算时延，然后通过内插法提高缓存信号的采样率，并对接收机存储的本地序列做同样的差分和内插法处理，对于任意两个天线接收的复数扩频信号序列信号，将经过内插法处理的所述接收的信号与本地序列信号分别复相关，得到两个复相关值，两个复相关峰值位置处所对应的时间值差值即为这两路天线接收信号的到达时间差。

进一步的，对一段时间内的不同时刻捕获的的几组接收信号，采取最大距离过滤法，将偏离最大的若干个时间差值过滤，得到更精确的两路信号到达时间差，具体过滤的个数根据实际测量的环境确定，测量环境越好过滤数越少，过滤个数最多不超过所得到达时间差总个数的1/2。

本发明包括以下步骤：

1)信号调制，发送：

发射机将随机发送的比特先经过扩频调制，再经过OQPSK调制，得到同相分量I路和正交分量Q路信号，将I路信号I(n)和Q路信号Q(n)正交调制到高频载波上，通过天线以无线形式发送；

2)接收信号，下变频：

m个接收机的接收天线接收复扩频信号序列，m≥2，采用与发送端高频载波相同的频率，对接收信号下变频，各接收机得到I_m路信号和Q_m路信号，接收机接收到的复数扩频序列，即接收信号为：r_m(n)＝I_m(n)+jQ_m(n)；

3)接收机设有时间差测量系统，包括模/数转换器AD和计算模块，模/数转换器AD对接收信号采样，传给计算模块：

模/数转换器AD对接收到的信号同相分量和正交分量进行采样，得到I_m(n)和Q_m(n)，将采样过的信号传给计算模块，其中模/数转换器AD的采样率CLK_i在满足奈奎斯特采样定理前提下根据实际存在的资源量选择；

4)快速捕获，复数差分运算并缓存：

对接收的I_m路信号和Q_m路信号做复数差分运算，运算方法如下：

I′_m(n)＝I_m(n)I_m(n-D)+Q_m(n)Q_m(n-D)

Q′_m(n)＝Q_m(n)I_m(n-D)-I_m(n)Q_m(n-D)

其中D为一个chip采样的点数，D＝模/数转换器AD采样速率/chip速率；

将差分之后的信号缓存，缓存的存入由接收信号的采样时钟控制，本地信号做相同的差分运算并存储；

计算模块使用本地存储的发送信号采样序列x(n)，与接收信号做复相关运算，复相关运算公式如下：

$R_{\mathrm{rxm}}\left(n\right)=r_m\left(n\right)\⊗{\left[x\left(n\right)\right]}^{*}=[I_m\left(n\right)+j{Q}_m\left(n\right)]\⊗[I\left(n\right)-jQ\left(n\right)]$

$=[I_m\left(n\right)\⊗I\left(n\right)+Q_m\left(n\right)\⊗Q\left(n\right)]+j[Q_m\left(n\right)\⊗I\left(n\right)-I_m\left(n\right)\⊗Q\left(n\right)]$

当|R_rxm(n)|²≥Thres时，认为捕获到发送的复数扩频信号，其中Thres为预先设定的检测门限；

若捕获到信号，进入步骤5)对接收信号插值滤波，如果没有捕获到信号，则继续做捕获，即重复步骤4)，直到捕获到信号为止；

5)内插法插值滤波：

捕获到信号后，将缓存中存储的差分处理后的接收信号读出，并进行填零和二重滤波，缓存的读出频率CLKo由时间差测量系统的处理能力决定；每从缓存器中读出一个样值，就在其后填入M1个“0”，然后输入第一级低通滤波器，第一级低通滤波器每输出一个滤波后样值，在其后再次插入M2个“0”，然后输入第二级低通滤波器，达到内插目的，提高采样率；其中M1*M2＝M，M为时差测量系统的工作频率/缓存器的读出频率的比值，为预先设定的整数；选择值相差最小的M1和M2，以减小每级滤波器的阶数，且满足：CLK_h1＝(M1+1)·CLK_o，CLK_h2＝(M2+1)·CLK_h1，CLK_h1为第一级填零及第一级低通滤波器的工作频率，CLK_h2为第二级填零及第二级低通滤波器的工作频率，以此实现内插法，提高采样率；

存储的差分处理后的本地信号也做同样的插值滤波处理；

6)相关运算得到信号到达时间差：

将步骤5)插值滤波之后的本地信号与接收信号，再做一次复相关运算，运算的方法与步骤4)步快速捕获时相同，根据相关得到相关峰值所对应的时刻位置；对于任意两个天线的接收信号，将经过内插法处理的所述接收信号与本地序列分别复相关，得到两个复相关值，两个复相关峰值对应两个时刻值，两个复相关峰值位置处所对应的时间值差值即为这两路天线接收信号的到达时间差。

进一步还进行步骤7)：

7)过滤得到精准的两路信号到达时间差值：

若一段时间内发射信号源和接收天线位置都不变，不断重复步骤1)至步骤6)，得到若干组时间差值，设共有n组时间差值Δt_i，i＝1，2，…n，对所述时间差值两两之间作差，共有个差，将每个时间差值Δt_i(i＝1，2，…n)与另外n-1个时间差值Δt_j(j＝1，2，…n，j≠i)的差Δ_ij相加得到∑_i，将相加所得的最大的几个∑_i所对应的时间差值舍去，舍去的个数为2～n/2组，根据实际的需要进行确定，通过几次试验调整舍去时间差值的个数，根据效果来确定舍去的个数，剩下的几组时间差值做平均，得到更精准的两路信号到达时间差。

模/数转换器AD使用较低的速率对接收信号进行采样，所述较低的速率在满足奈奎斯特采样定理前提下根据实际的时间差测量系统资源量选择，且满足大于两倍的chip速率。

在无线通信中，基带信号经过发送端的上变频和接收端的下变频后，会产生频偏，范围从0到几十KHz。这种频偏会导致接收的复扩频序列产生连续的相位旋转。如果直接对同相路和正交路的扩频序列进行相关接收，则相位旋转会导致相关接收失败。如果对接收信号做相位校正，不仅会增加了计算量，消耗一定的硬件资源，而且可能会因为迭代式的相位校正计算误差导致信号发散。因此，希望可以找到一种方法，不需要对接收信号做相位校正，就可以获得良好的复信号相关峰值，进而可以提取到达时间差。本发明将成对的I路信号和Q路信号分别作为发送序列的同相分量和正交分量，调制之后，经过信道传播，解调后I_m路和Q_m路与原来的I路和Q路相比，产生相位旋转。假定载波频偏引起的相位旋转量在一个扩频序列长度内是恒定的，由于采用复数序列相关法对扩频序列进行检测，不需要将I_m路和Q_m路单独做相关检测，因此可以抗较小的频偏和固定的相偏对信号到达时间差测量的影响。另外，在接收到I_m路和Q_m路后先对其做复数差分运算，可以减小频偏带来的相位差。实践表明，对于2.4GHz的载波频段，这种复序列相关法可以抵抗小于30KHz的频偏影响。

另外，在发射信号带宽一定的情况下，为了提高测量到达时间差的精度，必须采用很高的采样率对接收的基带扩频信号进行采样。随着采样率的上升，用于提取信号到达时间差而消耗的硬件资源量将急剧上升，而且过高的采样率也使得芯片的工作频率太高而无法承受。如何减少硬件资源消耗、降低工作频率成为关键问题。本发明捕获的信号存在缓存中，用较低的速率将四个信号同时读出，在每个样值之间插入大量的“0”后，经过第一级低通滤波器，第一级滤波器输出样值之间再次插入大量的“0”后，经过第二级低通滤波器，达到插值滤波目的，提高了时差测量的精度，达到以时间换资源的效果，避免了直接插值后数据量太大以及工作频率过高的问题。

此外，做为本发明方法的进一步改进，在一段时间内不断重复步骤1)至步骤6)，可以得到好几组时间差值，即使发射信号源和接收天线位置都不变，由于信号传输过程中存在不可避免的噪声等影响，这些时间差值也不可能每次都相同，有些时间差值可能会与另一些时间差值偏离稍大。本发明采取最大距离过滤法，将偏离较大的时间差值过滤，由一段时间的测量，得到更为稳定、精准的两路信号到达时间差。

附图说明

图1是本发明复数信号从调制到解调的系统框图。

图2是复数差分运算示意图。

图3是本发明的计算模块中所做工作具体流程图。

图4(a)是捕获到发送序列时的相关峰值的示意图，图4(b)是根据插值后相关峰值确定两个接收机的到达时间差的示意图。

图5是多个时间差值分布分布情况举例说明图。

具体实施方式

本发明利用对复数扩频信号序列采用复相关法实现捕获，并根据复相关值的峰值点的位置来测量信号到达的时间差。在接收机的天线捕获复数扩频信号序列之后，对复数扩频信号序列进行复数差分处理并缓存，缓存器长度为扩频长度+2，即扩频长度前后各增设一个chip宽度，以便准确计算时延，然后通过内插法提高缓存信号的采样率，并对接收机存储的本地序列做同样的差分和内插法处理，对于任意两个天线接收的复数扩频信号序列信号，将经过内插法处理的所述接收的信号与本地序列信号分别复相关，得到两个复相关值，两个复相关峰值位置处所对应的时间值差值即为这两路天线接收信号的到达时间差。所包含的具体步骤如下：

(1)发射机对信号调制，发送复数扩频信号；

(2)接收机接收信号，下变频，分别得到I₁信号和Q₁路信号，其余的天线接收到的信号分别为I₂、Q₂；I₃、Q₃；……，I_m、Q_m；共m个天线，接收机接收到的复数扩频序列，即接收信号为：r_m(n)＝I_m(n)+jQ_m(n)；

(3)接收机的AD对接收信号采样，得到I₁(n)，Q₁(n)，其余的天线接收到的信号分别为I₂(n)、Q₂(n)；I₃(n)、Q₃(n)；……I_m(n)、Q_m(n)，将采样过的信号传给计算模块；

(4)计算模块使用本地存储的发送信号的采样序列，与接收信号做复相关运算，快速捕获发送的复数扩频信号，同时将接收信号和本地信号做差分处理并缓存，对接收的I_m路信号和Q_m路信号的复数差分运算如图2所示，运算方法如下：

I′_m(n)＝I_m(n)I_m(n-D)+Q_m(n)Q_m(n-D)

Q′_m(n)＝Q_m(n)I_m(n-D)-I_m(n)Q_m(n-D)

其中D为一个chip采样的点数，D＝模/数转换器AD采样速率/chip速率；将差分之后的信号缓存，缓存的存入由接收信号的采样时钟控制，缓存器长度为扩频长度+2，即扩频长度前后各增设一个chip宽度，本地信号做相同的差分运算并存储；

(5)捕获到信号后，对差分处理之后的接收信号和本地信号进行插值滤波，提高采样率；

(6)将插值滤波之后的本地信号与接收信号，精确相关得到信号到达时间差。对于任意两个天线，插值滤波后的接收信号分别与本地信号相关，得到两个峰值对应的时刻值，相减就得到信号到达两个天线的时间差。

(7)对一段时间内的不同时刻捕获的的几组接收信号，重复步骤1)至步骤6)，可以得到n组时间差值Δt_i(i＝1，2，…n)，采取最大距离过滤法，将偏离较大的时间差值过滤，得到更精确的两路信号到达时间差。

下面具体说明本发明的实施。

设发送的复数扩频序列，也即接收端的本地序列为：

x(n)＝I(n)+jQ(n)＝|x(n)|e^jφ(n)，n＝0，1，…，N-1

其中I(n)、Q(n)是先经过扩频调制，再经过OQPSK调制后的信号，分别作为发送信号的同相分量和正交分量，|x(n)|是发送信号x(n)的模值，φ(n)是表示发送信号的相位。经过正交调制，加到高频载波上发送出去。接收端两个天线接收到高频信号，分别下变频到基带，获得两对信号，每一个对信号分别包括I路信号和Q路信号。各信号在系统中的标注如图1所示，I(n)、Q(n)是发送信号的同相分量和正交分量，ω为发送载波的频率，v₁和v₂分别发送信号到达接收机1和接收机2所经过信道中的噪声，ω₁和θ₁分别是接收机1的本地载波频率和相位，ω₂和θ₂分别是接收机2的本地载波频率和相位，I₁(n)和Q₁(n)分别为接收机1接收到信号的同相分量和正交分量，I₂(n)和Q₂(n)分别为接收机2接收到信号的同相分量和正交分量。

将两个接收机接收到的同相信号和正交信号(共4路)传送到计算的硬件模块，即前文提到的时间差测量系统。模/数转换器AD用一定的速率将基带信号采样之后，传给计算模块，例如采用FPGA、DSP器件进行计算。计算模块用存储的与接收信号具有相同采样率的本地信号对成对的两路接收信号分别进行快速捕获，用于捕获信道中传输的、与本地信号匹配的码序列。

参照图1，本实施例以两个接收机为例进行说明，多个接收机的情况与两个接收机处理方法相同，都是将接收序列与本地序列分别处理之后做相关。对发送序列的捕获过程如下：

设接收机1接收到的复数扩频序列为：

$r_1\left(n\right)=x\left(n\right)e^{{\mathrm{j\θ}}_1\left(n\right)}+v_1\left(n\right)=I_1\left(n\right)+j{Q}_1\left(n\right)$

运用复数序列的相关运算可以检测出发送的序列，即

$R_{\mathrm{rx}1}\left(n\right)=r_1\left(n\right)\⊗{\left[x\left(n\right)\right]}^{*}=[I_1\left(n\right)+j{Q}_1\left(n\right)]\⊗[I\left(n\right)-jQ\left(n\right)]$

$=[I_1\left(n\right)\⊗I\left(n\right)+Q_1\left(n\right)\⊗Q\left(n\right)]+j[Q_1\left(n\right)\⊗I\left(n\right)-I_1\left(n\right)\⊗Q\left(n\right)]$

式中θ₁(n)是由载频瞬时频偏引起的相位旋转，v₁(n)为信道噪声，为相关运算。当|R_rx1(n)|²≥Thres时，认为捕获到发送序列，其中Thres为预先设定的检测门限。Thres的设定要求能准确的判断出相关峰，要求相关峰为其位置前后的相关值的2至8倍，具体倍数与信号的信噪比以及频偏大小有关，实际应用时应当根据具体情况进行调整。

同样可以给出接收机2的复相关运算的结果：

$R_{\mathrm{rx}2}\left(n\right)=r_2\left(n\right)\⊗{\left[x\left(n\right)\right]}^{*}=[I_2\left(n\right)+j{Q}_2\left(n\right)]\⊗[I\left(n\right)-jQ\left(n\right)]$

$=[I_2\left(n\right)\⊗I\left(n\right)+Q_2\left(n\right)\⊗Q\left(n\right)]+j[Q_2\left(n\right)\⊗I\left(n\right)-I_2\left(n\right)\⊗Q\left(n\right)]$

在捕获时，将接收到的序列{I₁(n)、Q₁(n)}，{I₂(n)、Q₂(n)}做差分处理复数差分运算得到{I′₁(n)、Q′₁(n)}，{I′₂(n)、Q′₂(n)}存储在本地的缓存中，缓存的存入由接收信号的采样时钟控制，边捕获便缓存，本地序列也同时作同样的复数差分运算。在确定两个接收机已经几乎同时分别捕获到信号{I₁(n)、Q₁(n)}和{I₂(n)、Q₂(n)}后，用较低的速率将之前存储的{I′₁(n)、Q′₁(n)}，{I′₂(n)、Q′₂(n)}从缓存中读出器，缓存的读出频率由时间差测量系统的处理能力决定。在读出时，对每个信号做同样的操作，每读出一个值就在其后填入M1个“0”，生成一个新的信号序列。将填零后的序列通过第一级FIR(Finite ImpulseResponse，有限长单位冲激响应)低通滤波器，第一级滤波器的输出值后再填入M2个“0”，再生成一个新的信号序列，再次将填零后的新序列通过第二级FIR低通滤波器，这时第二级滤波器的输出序列即为提高采样率后的序列，记为

和

如图3所示，也就是在每两个信号序列之间填零。然后将

和分别与本地同样采样率的信号

作复相关运算，两个复相关值峰值

位置处所对应的时间差值即为两路信号的达到时间差τ。其中M1*M2＝M，M为时差测量系统的工作频率/缓存器的读出频率的比值，且M为预先设定的整数，M1和M2的选择应尽量接近，以减小每级滤波器的阶数。这样达到内插目的，提高采样率。

在一段时间内不断重复以上步骤，可以得到好几组时间差值Δt_i，设共有n个时间差值Δt_i(i＝1，2，…n)。对这些时间差值两两之间Δt_i和Δt_j(j＝1，2，…n，j≠i)作差得Δ_ij，共有

个差，将每个时间差值Δt_i与另外n-1个时间差值Δt_j的差Δ_ij相加得到∑_i，采取最大距离过滤法，将相加所得的最大的几个∑_i所对应的时间差值舍去，舍去的个数根据实际应用确定，若测量环境好，得到的测量值都很集中，可以过滤掉一至两个偏离最大的时间差值；若测量环境差，测量值经常会有偏离，则可以过滤掉四至六个甚至更多的偏离的时间差值，但不要超过接收时间差值个数n的1/2，可以通过几次试验调整舍去时间差值的个数，根据效果来确定舍去的个数；剩下的几组时间差值做平均，对于一组天线，得到更精准、稳定的两路信号到达时间差。

图3中CLK_i为接收信号的采样率，也即将采样值输入到缓存器的时钟频率；CLK_o为从缓存器中读出数据的频率；CLK_h1为第一级填零部件及第一级FIR滤波器的工作频率；CLK_h2为第二级填零部件及第二级FIR滤波器的工作频率。这四个频率的关系由待测的时间差分辨率和采用的芯片工作时钟综合确定，且满足：CLK_h1＝(M1+1)·CLK_o；CLK_h2＝(M2+1)·CLK_h1。

实际运用中，根据奈奎斯特采样定理，模/数转换器AD的采样率必须大于两倍chip速率，另外考虑到采样率升高对存储单元消耗增大，故采样率的选择可在满足奈奎斯特采样定理前提下根据实际存在的资源量合理选择，为降低快速捕获的运算量，设置AD对接收信号的采样速率较低，因为AD采样的数据处理后要存入缓存，所以采样速率可由硬件模块存储器大小确定。捕获到发送序列后，通过上述的填零滤波的内插方法，可将采样率提高几十倍。如图4，图4(a)是快速捕获，即步骤4)时相关峰值的示意图，图4(b)是插值滤波之后信号的复相关运算，即步骤6)时的相关峰值的示意图。这里给出实际运用中的一个具体的例子：设AD采样率为4兆赫兹(MHz)，所以图4(a)中一个点的偏差为75米(m)；精确测量时信号采样率提升到300MHz，所以图4(b)图中一个点的偏差为1m，可见采样精度大幅提高。

此外，在一段时间内不断重复步骤1)——步骤6)，可以得到好几组时间差值，即使发射信号源和接收天线位置都不变，由于信号传输过程中存在不可避免的噪声等影响，这些时间差值也不可能每次都相同，有些时间差值可能会与另一些时间差值偏离稍大。必须将偏离较大的这些时间差值舍去，才能得到更准确的结果。设共有n个时间差值Δt_i(i＝1，2，…n)。对这些时间差值两两之间Δt_i和Δt_j(j＝1，2，…n，j≠i)作差得Δ_ij，共有

个差，将每个时间差值Δt_i与另外n-1个时间差值Δt_j的差Δ_ij相加得到∑_i，将相加所得的最大的几个∑_i所对应的时间差值舍去(舍去的个数根据实际应用确定)，剩下的几组时间差值做平均，得到较为精准的两路信号到达时间差。例如，一段时间内得到10个时间差3s、4s、0s、9s、5s、10s、1s、3s、6s、4s，他们在坐标轴上的分布见图5。显然分布较为集中的是3s、4s、5s、6s这几个时间差值，那么如何舍去另外的几个时间差呢？将这些差值两两作差得到表1，表1是得到多个时间差两两作差的举例说明。将表的每一行相加(或每一列相加，表是对称的)将相加所得的和最大的几行(或列)对应的时间差值舍去。假设我们决定决定舍去两个值，而保留八个值来做平均运算，那么根据每一行的和的情况，将倒数第二行9s和最后一行10s去掉，剩下0s、1s、3s、3s、4s、4s、5s、6s做平均运算作为最后的时间差测量结果。而如果舍去四个值，而保留六个值来做平均运算，那么根据每一行的和的情况，将第一行0s、第二行1s，倒数第二行9s和最后一行10s去掉，剩下3s、3s、4s、4s、5s、6s做平均运算作为最后的时间差测量结果。

表1

差/s	0	1	3	3	4	4	5	6	9	10	每行的和
												0	0	1	3	3	4	4	5	6	9	10	45
1	1	0	2	2	3	3	4	5	8	9	37
												3	3	2	0	0	1	1	2	3	6	7	25
3	3	2	0	0	1	1	2	3	6	7	25
												4	4	3	1	1	0	0	1	2	5	6	23
4	4	3	1	1	0	0	1	2	5	6	23
												5	5	4	2	2	1	1	0	1	4	5	25
6	6	5	3	3	2	2	1	0	3	4	29
												9	9	8	6	6	5	5	4	3	0	1	47
10	10	9	7	7	6	6	5	4	1	0	55

Claims (4)

1.复数扩频信号的到达时间差测量方法，对两个或两个以上到达接收机的信号的到达时间差进行测量，其特征是发射机以无线方式发送复数扩频信号：

x(n)=I(n)+jQ(n)=|x(n)|e^jφ(n)，n=0,1,…,N-1

其中I(n)、Q(n)是先经过扩频调制，再经过OQPSK调制后的信号，分别作为发送信号的同相分量和正交分量；|x(n)|是发送信号x(n)的模值，φ(n)是表示发送信号的相位；

接收机对接收的复数扩频信号序列采用复相关法实现捕获，并根据复相关值的峰值点的位置来测量信号到达的时间差；在接收机的天线捕获复数扩频信号序列之后，对复数扩频信号序列进行复数差分处理并缓存，缓存器长度为扩频长度+2，即扩频长度前后各增设一个chip宽度，以便准确计算时延，然后通过内插法提高缓存信号的采样率，并对接收机存储的本地序列做同样的差分和内插法处理，对于任意两个天线接收的复数扩频信号序列信号，将经过内插法处理的所述两个接收的复数扩频信号序列信号与本地序列信号分别复相关，两个复相关峰值位置处所对应的时间值差值即为这两路天线接收信号的到达时间差，包括以下步骤：

1）信号调制，发送：

发射机将随机发送的比特先经过扩频调制，再经过OQPSK调制，得到同相分量I路和正交分量Q路信号，将I路信号I(n)和Q路信号Q(n)正交调制到高频载波上，通过天线以无线形式发送；

2）接收信号，下变频：

m个接收机的接收天线接收复扩频信号序列，m≥2，采用与发送端高频载波相同的频率，对接收信号下变频，各接收机得到I_m路信号和Q_m路信号，接收机接收到的复数扩频序列，即接收信号为：r_m(n)=I_m(n)+jQ_m(n)；

3）接收机设有时间差测量系统，包括模/数转换器AD和计算模块，模/数转换器AD对接收信号采样，传给计算模块：

模/数转换器AD对接收到的信号同相分量和正交分量进行采样，得到I_m(n)和Q_m(n)，将采样过的信号传给计算模块，其中模/数转换器AD的采样率CLK_i在满足奈奎斯特采样定理前提下根据实际存在的资源量选择；

4）快速捕获，复数差分运算并缓存：

对接收的I_m路信号和Q_m路信号做复数差分运算，运算方法如下：

I'_m(n)=I_m(n)I_m(n-D)+Q_m(n)Q_m(n-D)

Q'_m(n)=Q_m(n)I_m(n-D)-I_m(n)Q_m(n-D)

其中D为一个chip采样的点数，D=模/数转换器AD采样速率/chip速率；

将差分之后的信号缓存，缓存的存入由接收信号的采样时钟控制，本地信号做相同的差分运算并存储；

计算模块使用本地存储的发送信号采样序列x(n)，与接收信号做复相关运算，复相关运算公式如下：

$R_{\mathrm{rxm}}\left(n\right)=r_m\left(n\right)\⊗{\left[x\left(n\right)\right]}^{*}=[I_m\left(n\right)+{\mathrm{jQ}}_m\left(n\right)]\⊗[I\left(n\right)-\mathrm{jQ}\left(n\right)]$

$=[I_m\left(n\right)\⊗I\left(n\right)+Q_m\left(n\right)\⊗Q\left(n\right)]+j[Q_m\left(n\right)\⊗I\left(n\right)-I_m\left(n\right)\⊗Q\left(n\right)]$

当|R_rxm(n)|²≥Thres时，认为捕获到发送的复数扩频信号，其中Thres为预先设定的检测门限；

若捕获到信号，进入步骤5）对接收信号插值滤波，如果没有捕获到信号，则继续做捕获，即重复步骤4），直到捕获到信号为止；

5）内插法插值滤波：

捕获到信号后，将缓存中存储的差分处理后的接收信号读出，并进行填零和二重滤波，缓存的读出频率CLK_o由时间差测量系统的处理能力决定；每从缓存器中读出一个样值，就在其后填入M1个“0”，然后输入第一级低通滤波器，第一级低通滤波器每输出一个滤波后样值，在其后再次插入M2个“0”，然后输入第二级低通滤波器，达到内插目的，提高采样率；其中M1*M2＝M，M为时差测量系统的工作频率/缓存器的读出频率的比值，为预先设定的整数；选择值相差最小的M1和M2，以减小每级滤波器的阶数，且满足：CLK_h1=(M1+1)·CLK_o，CLK_h2=(M2+1)·CLK_h1，CLK_h1为第一级填零及第一级低通滤波器的工作频率，CLK_h2为第二级填零及第二级低通滤波器的工作频率，以此实现内插法，提高采样率；

存储的差分处理后的本地信号也做同样的插值滤波处理；

6）相关运算得到信号到达时间差：

将步骤5）插值滤波之后的本地信号与接收信号，再做一次复相关运算，运算的方法与步骤4）步快速捕获时相同，根据相关得到相关峰值所对应的时刻位置；对于任意两个天线的接收信号，将经过内插法处理的所述接收信号与本地序列分别复相关，得到两个复相关值，两个复相关峰值对应两个时刻值，两个复相关峰值位置处所对应的时间值差值即为这两路天线接收信号的到达时间差。

2.根据权利要求1所述的复数扩频信号的到达时间差测量方法，其特征是对一段时间内的不同时刻捕获的的几组接收信号，采取最大距离过滤法，将偏离最大的若干个时间差值过滤，得到更精确的两路信号到达时间差，具体过滤的个数根据实际测量的环境确定，测量环境越好过滤数越少，过滤个数最多不超过所得到达时间差总个数的1/2。

3.根据权利要求1或2所述的复数扩频信号的到达时间差测量方法，其特征是还进行步骤7）：

7）过滤得到精准的两路信号到达时间差值：

若一段时间内发射信号源和接收天线位置都不变，不断重复步骤1）至步骤6），得到若干组时间差值，设共有n组时间差值△t_i,i=1,2,…n，对所述时间差值两两之间作差，共有

个差，将每个时间差值△t_i,i=1,2,…n与另外n-1个时间差值△t_j,j=1,2,…n,j≠i的差△_ij相加得到Σ_i，将相加所得的最大的几个Σ_i所对应的时间差值舍去，舍去的个数为2～n/2组，根据实际的需要进行确定，通过几次试验调整舍去时间差值的个数，根据效果来确定舍去的个数，剩下的几组时间差值做平均，得到更精准的两路信号到达时间差。

4.根据权利要求1或2所述的复数扩频信号的到达时间差测量方法，其特征是模/数转换器AD使用较低的速率对接收信号进行采样，所述较低的速率在满足奈奎斯特采样定理前提下根据实际的时间差测量系统资源量选择，且满足大于两倍的chip速率。

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