CN110113285B - 一种ofdm系统闭环时频同步方法与装置 - Google Patents

一种ofdm系统闭环时频同步方法与装置 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种OFDM系统闭环时频同步方法与装置，可以在既存在晶振误差引起的载波频偏，也存在多普勒频偏的通信场景下实现准确的时频同步。本发明利用通信系统随机接入过程的闭环机制，经过终端侧与基站侧之间的下行时频同步、上行随机接入过程后，可以准确地估计出多普勒频偏及晶振误差引起的频偏，并进行相应的频偏补偿。针对本发明涉及的下行同步和上行同步问题，具体给出利用同步序列和OFDM循环前缀结构的下行时频估计算法、利用随机接入信号的上行时频估计算法，所给时频估计算法均适用于大频偏环境。因此，本发明的闭环时频同步方法不仅适用于地面移动通信系统，也适用于采用OFDM技术的卫星移动通信系统等。

Description

一种OFDM系统闭环时频同步方法与装置
技术领域
本发明涉及一种OFDM系统闭环时频同步方法与装置，属于通信技术领域。
背景技术
对于采用正交频分复用技术(OFDM技术)进行数据传输的通信系统而言，实现定时同步和频率同步是保证系统稳定运行的关键。针对通信系统下行时频同步问题，以往的研究仅考虑了多普勒频移带来的载波频偏。然而在实际通信系统中，除无线信道的多普勒频移外，终端侧与基站侧的晶振误差也会引起载波频偏。如果终端装备了类似全球定位系统(GPS)的频率锁定系统，可以将终端侧晶振频率锁定与基站侧一致，从而消除终端与基站间的晶振误差。如果终端因条件限制未配备相关频率锁定系统，通信系统中因晶振误差引起的载波频偏就不可避免。
对于通信系统的上行链路，通常需要每个终端对各自的发送信号进行频偏预补偿，否则会在基站侧导致不同用户的混叠，引起性能恶化。在既存在多普勒频偏又存在晶振误差引起的频偏的场景下，传统的时频估计算法在下行同步中仅能估计出多普勒频偏和晶振误差引起的频偏的叠加值，即fd+fe，fd和fe分别为多普勒频偏与晶振误差引起的频偏。由于多普勒频偏和晶振误差引入的频偏生成原理不同，合理的频偏补偿方式应当是在终端侧对上行信号补偿-fd+fe，即终端侧对多普勒频偏采用负补偿方式，对晶振误差引起的频偏采用正补偿方式。如果终端直接根据下行同步的频偏估计结果对上行发送信号进行频偏补偿，必然会引入新的频率偏移，从而导致通信系统无法正常工作。因此，对于两种频偏共存的通信场景，无法仅通过下行时频同步完成正确的频偏估计和补偿。
发明内容
发明目的：针对现有技术存在的问题，本发明的目的是提供一种OFDM系统闭环时频同步方法与装置，借助随机接入过程的闭环机制可以在既存在多普勒频偏又存在晶振误差引起的频偏的场景下，实现OFDM系统的时频估计与频偏补偿。
技术方案：为实现上述发明目的，本发明采用如下技术方案：
一种OFDM系统闭环时频同步方法，包括以下步骤：
(1)在小区搜索过程中，终端侧根据接收信号先利用下行同步序列完成定时，然后利用下行同步序列和多个OFDM循环前缀进行频偏估计，得到载波频偏估计值
Figure BDA0002049019260000021
(2)终端侧将步骤(1)所得频偏估计值视为多普勒频偏，对上行发送信号补偿频偏
Figure BDA0002049019260000022
(3)在随机接入过程中，基站侧根据接收信号先利用随机接入信号的前导序列完成定时，然后利用随机接入信号的前导序列和循环前缀进行频偏估计，得到频偏估计值
Figure BDA0002049019260000023
则由晶振误差引起的载波频偏估计值为
Figure BDA0002049019260000024
(4)基站侧在下行发送随机接入响应消息时，将步骤(3)中获得的频偏估计值
Figure BDA0002049019260000025
反馈给终端；
(5)终端侧再次根据接收信号先利用下行同步序列完成定时，然后利用下行同步序列和多个OFDM循环前缀进行频偏估计，得到载波频偏估计
Figure BDA0002049019260000026
(6)终端侧根据步骤(4)和步骤(5)获得的频偏估计值对上行发送信号补偿频偏
Figure BDA0002049019260000027
完成对上行发送信号载波频偏的正确补偿。
在优选的实施方案中，为进一步适用于大频偏场景，所述步骤(1)或步骤(5)中针对时间同步，利用下行同步序列完成时偏估计，归一化的下行时偏θDL可通过求解如下优化问题得到：
Figure BDA0002049019260000028
其中(·)H表示共轭转置操作，⊙表示向量点乘，L为信道的多径长度，
Figure BDA0002049019260000029
为下行定时同步的时偏估计值；
Figure BDA00020490192600000210
表示对终端本地下行时域同步序列进行l点循环移位后所得的序列，
Figure BDA0002049019260000031
表示终端接收信号中从观测时刻θDL开始的连续N点采样序列，N为OFDM符号长度；以
Figure BDA0002049019260000032
为参数生成K个调制DPSS向量及相应的特征值，频率参数
Figure BDA0002049019260000033
调制参数
Figure BDA0002049019260000034
εmax和εmin分别为下行同步场景中归一化的频偏搜索范围的最大值和最小值，
Figure BDA0002049019260000035
表示时偏估计中使用的调制DPSS向量个数，符号
Figure BDA0002049019260000036
表示对参数向上取整，
Figure BDA0002049019260000037
和λ分别表示所生成的第i个调制DPSS向量及相应的特征值。
在获得下行同步时偏估计值
Figure BDA0002049019260000038
基础上，先利用多个OFDM循环前缀估计归一化的小数倍频偏，然后利用下行同步序列估计完整的归一化载波频偏εDL。下行频率同步的频偏估计值为
Figure BDA0002049019260000039
频偏估计算法应用到步骤(1)中，
Figure BDA00020490192600000310
乘以子载波间隔即为
Figure BDA00020490192600000311
频偏估计算法应用到步骤(5)中，
Figure BDA00020490192600000312
乘以子载波间隔即为
Figure BDA00020490192600000313
下行载波频偏εDL可通过求解如下优化问题得到：
Figure BDA00020490192600000314
其中∠(·)表示对参数取相位操作，1≤m≤M，M为小数倍频偏估计中使用的OFDM循环前缀个数，
Figure BDA00020490192600000315
为下行频率同步的小数倍频偏估计值；
Figure BDA00020490192600000316
表示接收信号第m个OFDM符号中，下标索引集合
Figure BDA00020490192600000317
与集合
Figure BDA00020490192600000318
对应的接收序列的相关结果，Ng为OFDM符号循环前缀长度；
Figure BDA00020490192600000319
表示终端接收信号中从定时同步点
Figure BDA00020490192600000320
开始的连续N点采样序列，
Figure BDA00020490192600000321
为下行同步频偏补偿向量，其第p个元素为
Figure BDA00020490192600000322
在优选的实施方案中，为进一步适用于大频偏场景，所述步骤(3)中利用随机接入信号的前导序列实现定时，归一化的上行时偏θUL可通过求解如下优化问题得到：
Figure BDA0002049019260000041
其中
Figure BDA0002049019260000042
为上行定时同步的时偏估计值，Nseq为随机接入信号前导序列长度；
Figure BDA0002049019260000043
表示对基站本地随机接入信号前导序列进行l点循环移位后所得的序列，
Figure BDA0002049019260000044
表示基站接收信号中从观测时刻θUL开始的连续Nseq点采样序列；以
Figure BDA0002049019260000045
为参数生成K′个调制DPSS向量及相应的特征值，频率参数
Figure BDA0002049019260000046
调制参数
Figure BDA0002049019260000047
ε′max和ε′min分别为上行同步场景中归一化的频偏搜索范围的最大值和最小值，
Figure BDA0002049019260000048
表示时偏估计中使用的调制DPSS向量个数，
Figure BDA0002049019260000049
和λk′分别表示所生成的第k个调制DPSS向量及相应的特征值。
在获得上行定时同步的时偏估计值
Figure BDA00020490192600000410
的基础上，先利用随机接入信号的循环前缀估计归一化的小数倍频偏，然后利用随机接入前导序列估计完整的归一化载波频偏εUL。上行频率同步的频偏估计值为
Figure BDA00020490192600000411
Figure BDA00020490192600000412
乘以子载波间隔即为
Figure BDA00020490192600000413
上行载波频偏εUL可通过求解如下优化问题得到：
Figure BDA00020490192600000414
其中
Figure BDA00020490192600000415
为上行频率同步的小数倍频偏估计值，
Figure BDA00020490192600000416
表示随机接入信号中，下标索引集合
Figure BDA00020490192600000417
与集合
Figure BDA00020490192600000418
对应的接收序列的相关结果，Ncp为随机接入信号循环前缀长度；
Figure BDA0002049019260000051
表示基站接收信号中从定时同步点
Figure BDA0002049019260000052
开始的连续Nseq点采样序列；
Figure BDA0002049019260000053
为上行同步频偏补偿向量，其第q个元素为
Figure BDA0002049019260000054
在所给的闭环时频同步方法中，在步骤(3)中获得了晶振误差引起的载波频偏估计值
Figure BDA0002049019260000055
之后，在后续跟踪同步过程中，终端侧根据下行同步获得的频偏估计值
Figure BDA0002049019260000056
对上行发送信号补偿频偏
Figure BDA0002049019260000057
以实现准确的频偏补偿。
基于相同的发明构思，本发明提供的一种OFDM系统闭环时频同步终端侧装置，包括：
频偏估计模块，用于根据接收信号先利用下行同步序列完成定时，再利用下行同步序列和多个OFDM循环前缀进行频偏估计；在小区搜索过程中使用该模块得到载波频偏估计值
Figure BDA0002049019260000058
在接收随机接入响应过程中使用该模块得到载波频偏估计值
Figure BDA0002049019260000059
多普勒频偏补偿模块，用于将频偏估计模块所得频偏估计值
Figure BDA00020490192600000510
视为多普勒频偏，对上行发送信号补偿频偏
Figure BDA00020490192600000511
频偏接收模块，用于在随机接入过程中从基站侧的随机接入响应消息中获取基站侧的频偏估计值
Figure BDA00020490192600000512
其中
Figure BDA00020490192600000513
由基站侧根据接收信号先利用随机接入信号的前导序列完成定时，然后利用随机接入信号的前导序列和循环前缀进行频偏估计得到；
多普勒频偏及晶振误差频偏补偿模块，用于根据频偏估计模块和频偏接收模块获得的频偏估计值对上行发送信号补偿频偏
Figure BDA00020490192600000514
完成对上行发送信号载波频偏的正确补偿。
有益效果：本发明公开的一种OFDM系统闭环时频同步方法，具有如下的有益效果：
1)本方法可以在既存在晶振误差引起的载波频偏也存在多普勒频偏的通信场景下实现准确的时频估计；
2)本方法借助通信系统随机接入过程的闭环机制完成时频估计，便于实现；
3)本方法不仅适用于地面移动通信系统，也适用于采用OFDM技术的卫星移动通信系统等。
附图说明
图1为本发明实施例的方法流程图。
具体实施方式
如图1所示，本发明实施例公开的一种OFDM系统闭环时频同步方法，主要包括下行时频估计及频偏补偿、上行时频估计及频偏反馈等步骤，具体步骤如下：
S1：在小区搜索过程中，终端侧根据接收信号先利用下行同步序列完成定时，然后综合利用下行同步序列和OFDM循环前缀进行频偏估计，可得载波频偏估计值
Figure BDA0002049019260000061
下行时频同步通常利用OFDM系统的循环前缀或者同步序列进行时频估计。针对下行定时，可利用循环前缀进行自相关运算，或者利用同步序列和本地副本进行互相关运算获得定时同步位置。针对下行频偏估计，可利用循环前缀估计小数倍频偏，或者利用同步序列与本地副本的相位差进行频偏估计。进一步地，针对大频偏场景，本发明实施例又给出了一种利用同步序列和OFDM循环前缀的下行时频同步算法。
对于下行时频同步，首先考虑定时同步。关于归一化的下行时偏θDL的优化问题可表示为
Figure BDA0002049019260000062
其中(·)H表示共轭转置操作，⊙表示向量点乘，L为信道的多径长度，N为OFDM符号长度，
Figure BDA0002049019260000063
为下行定时同步的时偏估计值；
Figure BDA0002049019260000064
表示对终端本地下行时域同步序列进行l点循环移位后所得的序列，
Figure BDA0002049019260000065
表示终端接收信号中从观测时刻θDL开始的连续N点采样序列；以
Figure BDA0002049019260000071
为参数生成K个调制DPSS向量及相应的特征值，频率参数
Figure BDA0002049019260000072
调制参数
Figure BDA0002049019260000073
εmax和εmin分别为下行同步场景中归一化的频偏搜索范围的最大值和最小值，
Figure BDA0002049019260000074
表示时偏估计中使用的调制DPSS向量个数，符号
Figure BDA0002049019260000075
表示对参数向上取整，
Figure BDA0002049019260000076
和λi分别表示所生成的第i个调制DPSS向量及相应的特征值。为求解关于θDL的优化问题，可以通过对目标函数进行一维时偏搜索以获得θDL的估计值。
在获得下行同步时偏估计值
Figure BDA0002049019260000077
基础上，先利用多个OFDM循环前缀估计归一化的小数倍频偏，然后利用下行同步序列估计完整的归一化载波频偏εDL。下行频率同步的频偏估计值为
Figure BDA0002049019260000078
Figure BDA0002049019260000079
乘以子载波间隔即为
Figure BDA00020490192600000710
关于频偏εDL的优化问题可表示为
Figure BDA00020490192600000711
其中∠(·)表示对参数取相位操作，1≤m≤M，M为小数倍频偏估计中使用的OFDM循环前缀个数，
Figure BDA00020490192600000712
为下行频率同步的小数倍频偏估计值；
Figure BDA00020490192600000713
表示接收信号第m个OFDM符号中，下标索引集合
Figure BDA00020490192600000714
与集合
Figure BDA00020490192600000715
对应的接收序列的相关结果，具体表示如下：
Figure BDA00020490192600000716
其中rm(n)(1≤m≤M)表示接收信号中第m个OFDM符号(包括循环前缀部分)上的第n个信号采样点，Ng为OFDM符号循环前缀长度；
Figure BDA00020490192600000717
表示终端接收信号中从定时同步点
Figure BDA0002049019260000081
开始的连续N点采样序列；
Figure BDA0002049019260000082
为下行同步频偏补偿向量，其第p个元素为
Figure BDA0002049019260000083
p＝0,1,...,N-1。为求解关于εDL的优化问题，先利用接收信号获得小数倍频偏估计值
Figure BDA0002049019260000084
在
Figure BDA0002049019260000085
的约束下对目标函数进行一维频偏搜索获得εDL的估计值。
S2：终端侧将步骤S1所得频偏估计值视为多普勒频偏，对上行发送信号补偿频偏
Figure BDA0002049019260000086
S3：在随机接入过程中，基站侧根据接收信号先利用随机接入信号的前导序列完成定时，然后综合利用随机接入信号的前导序列和循环前缀进行频偏估计，可得频偏估计值
Figure BDA0002049019260000087
则由晶振误差引起的载波频偏估计值为
Figure BDA0002049019260000088
同样，针对大频偏场景，本实施例具体给出了一种利用随机接入信号的上行时频同步算法。
上行时频同步同样首先考虑定时同步，关于归一化的上行时偏θUL的优化问题可表示为
Figure BDA0002049019260000089
其中
Figure BDA00020490192600000810
为上行定时同步的时偏估计值，Nseq为随机接入信号前导序列长度；
Figure BDA00020490192600000811
表示对基站本地随机接入信号前导序列进行l点循环移位后所得的序列，
Figure BDA00020490192600000812
表示基站接收信号中从观测时刻θUL开始的连续Nseq点采样序列；以
Figure BDA00020490192600000813
为参数生成K′个调制DPSS向量及相应的特征值，频率参数
Figure BDA00020490192600000814
调制参数
Figure BDA00020490192600000815
ε′max和ε′min分别为上行同步场景中归一化的频偏搜索范围的最大值和最小值，
Figure BDA00020490192600000816
表示时偏估计中使用的调制DPSS向量个数，
Figure BDA00020490192600000817
和λk′分别表示所生成的第k个调制DPSS向量及相应的特征值。为求解关于θUL的优化问题，可以通过对目标函数进行一维时偏搜索以获得θUL的估计值。
在获得上行定时同步的时偏估计值
Figure BDA0002049019260000091
后，可以先使用随机接入信号的循环前缀估计归一化的小数倍频偏，然后利用随机接入前导序列估计完整的归一化载波频偏εUL。上行频率同步的频偏估计值为
Figure BDA0002049019260000092
Figure BDA0002049019260000093
乘以子载波间隔即为
Figure BDA0002049019260000094
关于频偏εUL的优化问题可表示为
Figure BDA0002049019260000095
其中
Figure BDA0002049019260000096
为上行频率同步的小数倍频偏估计值，
Figure BDA0002049019260000097
表示随机接入信号中，下标索引集合
Figure BDA0002049019260000098
与集合
Figure BDA0002049019260000099
对应的接收序列的相关结果，具体表示如下：
Figure BDA00020490192600000910
其中rseq(t)表示接收信号中随机接入信号(包括循环前缀部分)的第t个信号采样点，Ncp为随机接入信号循环前缀长度；
Figure BDA00020490192600000911
表示基站接收信号中从定时同步点
Figure BDA00020490192600000912
开始的连续Nseq点采样序列；
Figure BDA00020490192600000913
为上行同步频偏补偿向量，其第q个元素为
Figure BDA00020490192600000914
q＝0,1,...,Nseq-1。为求解关于εUL的优化问题，先利用接收信号获得小数倍频偏估计值
Figure BDA00020490192600000915
在
Figure BDA00020490192600000916
的约束下对目标函数进行一维频偏搜索以获得εDL的估计值。
S4：基站侧在下行发送随机接入响应消息时，将步骤S3中获得的频偏估计值
Figure BDA00020490192600000917
反馈给终端。
S5：终端侧再次根据接收信号重复步骤S1所示的下行同步过程进行时频估计，可得载波频偏估计值
Figure BDA0002049019260000101
S6：终端侧根据步骤S5和步骤S6获得的频偏估计值对上行发送信号补偿频偏
Figure BDA0002049019260000102
至此完成对上行发送信号载波频偏的正确补偿。
在步骤S3中获得了晶振误差引起的载波频偏估计值
Figure BDA0002049019260000103
一般认为通信系统中终端侧与基站侧的晶振误差保持恒定，因此在后续跟踪同步过程中，根据每次下行同步获得的频偏估计值
Figure BDA0002049019260000104
对上行发送信号补偿频偏
Figure BDA0002049019260000105
即可实现准确的频偏补偿。其中跟踪同步过程中的下行频偏估计方法与步骤S1和S5一致。
基于相同的发明构思，本发明实施例提供的一种OFDM系统闭环时频同步终端侧装置，包括：频偏估计模块，用于根据接收信号先利用下行同步序列完成定时，再利用下行同步序列和多个OFDM循环前缀进行频偏估计，小区搜索过程中使用该模块得到载波频偏估计值
Figure BDA0002049019260000106
接收随机接入响应过程中使用该模块得到载波频偏估计值
Figure BDA0002049019260000107
多普勒频偏补偿模块，用于将频偏估计模块所得频偏估计值
Figure BDA0002049019260000108
视为多普勒频偏，对上行发送信号补偿频偏
Figure BDA0002049019260000109
频偏接收模块，用于在随机接入过程中从基站侧的随机接入响应消息中获取基站侧的频偏估计值
Figure BDA00020490192600001010
其中
Figure BDA00020490192600001011
由基站侧根据接收信号先利用随机接入信号的前导序列完成定时，然后利用随机接入信号的前导序列和循环前缀进行频偏估计得到；多普勒频偏及晶振误差频偏补偿模块，用于根据频偏估计模块和频偏接收模块获得的频偏估计值对上行发送信号补偿频偏
Figure BDA00020490192600001012
完成对上行发送信号载波频偏的正确补偿。该装置的具体实施细节与上述方法实施例一致，此处不再赘述。

Claims (7)

1.一种OFDM系统闭环时频同步方法，其特征在于：包括以下步骤：
(1)在小区搜索过程中，终端侧根据接收信号先利用下行同步序列完成定时，然后利用下行同步序列和多个OFDM循环前缀进行频偏估计，得到载波频偏估计值
Figure FDA0002049019250000011
(2)终端侧将步骤(1)所得频偏估计值视为多普勒频偏，对上行发送信号补偿频偏
Figure FDA0002049019250000012
(3)在随机接入过程中，基站侧根据接收信号先利用随机接入信号的前导序列完成定时，然后利用随机接入信号的前导序列和循环前缀进行频偏估计，得到频偏估计值
Figure FDA0002049019250000013
则由晶振误差引起的载波频偏估计值为
Figure FDA0002049019250000014
(4)基站侧在下行发送随机接入响应消息时，将步骤(3)中获得的频偏估计值
Figure FDA0002049019250000015
反馈给终端；
(5)终端侧再次根据接收信号先利用下行同步序列完成定时，然后利用下行同步序列和多个OFDM循环前缀进行频偏估计，得到载波频偏估计
Figure FDA0002049019250000016
(6)终端侧根据步骤(4)和步骤(5)获得的频偏估计值对上行发送信号补偿频偏
Figure FDA0002049019250000017
完成对上行发送信号载波频偏的正确补偿。
2.根据权利要求1所述的OFDM系统闭环时频同步方法，其特征在于：所述步骤(1)或步骤(5)中进行定时同步时，利用下行同步序列完成时偏估计，归一化的下行时偏θDL通过求解如下优化问题得到：
Figure FDA0002049019250000018
其中(·)H表示共轭转置操作，⊙表示向量点乘，L为信道的多径长度，
Figure FDA0002049019250000019
为下行定时同步的时偏估计值；
Figure FDA00020490192500000110
表示对终端本地下行时域同步序列进行l点循环移位后所得的序列，
Figure FDA00020490192500000111
表示终端接收信号中从观测时刻θDL开始的连续N点采样序列，N为OFDM符号长度；以
Figure FDA0002049019250000021
为参数生成K个调制DPSS向量及相应的特征值，频率参数
Figure FDA0002049019250000022
调制参数
Figure FDA0002049019250000023
εmax和εmin分别为下行同步场景中归一化的频偏搜索范围的最大值和最小值，
Figure FDA0002049019250000024
表示时偏估计中使用的调制DPSS向量个数，符号
Figure FDA0002049019250000025
表示对参数向上取整，
Figure FDA0002049019250000026
和λi分别表示所生成的第i个调制DPSS向量及相应的特征值。
3.根据权利要求1所述的OFDM系统闭环时频同步方法，其特征在于：所述步骤(1)或步骤(5)中，在获得下行同步时偏估计值
Figure FDA0002049019250000027
基础上，先利用多个OFDM循环前缀估计归一化的小数倍频偏，再利用下行同步序列估计完整的归一化载波频偏εDL；下行频率同步的频偏估计值为
Figure FDA0002049019250000028
频偏估计算法应用到步骤(1)中，
Figure FDA0002049019250000029
乘以子载波间隔即为
Figure FDA00020490192500000210
频偏估计算法应用到步骤(5)中，
Figure FDA00020490192500000211
乘以子载波间隔即为
Figure FDA00020490192500000212
下行载波频偏εDL通过求解如下优化问题得到：
Figure FDA00020490192500000213
其中∠(·)表示对参数取相位操作，1≤m≤M，M为小数倍频偏估计中使用的OFDM循环前缀个数，
Figure FDA00020490192500000214
为下行频率同步的小数倍频偏估计值；
Figure FDA00020490192500000215
表示接收信号第m个OFDM符号中下标索引集合
Figure FDA00020490192500000216
与集合
Figure FDA00020490192500000217
对应的接收序列的相关结果，L为信道的多径长度，Ng为OFDM符号循环前缀长度，N为OFDM符号长度；
Figure FDA00020490192500000218
表示对终端本地下行时域同步序列进行l点循环移位后所得的序列，
Figure FDA00020490192500000219
表示终端接收信号中从定时同步点
Figure FDA00020490192500000220
开始的连续N点采样序列；
Figure FDA00020490192500000221
为下行同步频偏补偿向量，其第p个元素为
Figure FDA00020490192500000222
Figure FDA00020490192500000223
4.根据权利要求1所述的OFDM系统闭环时频同步方法，其特征在于：所述步骤(3)中利用随机接入信号的前导序列实现定时，归一化的上行时偏θUL通过求解如下优化问题得到：
Figure FDA0002049019250000031
其中
Figure FDA0002049019250000032
为上行定时同步的时偏估计值，L为信道的多径长度；
Figure FDA0002049019250000033
表示对基站本地随机接入信号前导序列进行l点循环移位后所得的序列，
Figure FDA0002049019250000034
表示基站接收信号中从观测时刻θUL开始的连续Nseq点采样序列，Nseq为随机接入信号前导序列长度；以
Figure FDA0002049019250000035
为参数生成K′个调制DPSS向量及相应的特征值，频率参数
Figure FDA0002049019250000036
调制参数
Figure FDA0002049019250000037
ε′max和ε′min分别为上行同步场景中归一化的频偏搜索范围的最大值和最小值，
Figure FDA0002049019250000038
表示时偏估计中使用的调制DPSS向量个数，
Figure FDA0002049019250000039
和λ′k分别表示所生成的第k个调制DPSS向量及相应的特征值。
5.根据权利要求1所述的OFDM系统闭环时频同步方法，其特征在于：所述步骤(3)中，在获得上行定时同步时偏估计值
Figure FDA00020490192500000310
基础上，先利用随机接入信号的循环前缀估计归一化的小数倍频偏，然后利用随机接入前导序列估计完整的归一化载波频偏εUL；上行频率同步的频偏估计值为
Figure FDA00020490192500000311
Figure FDA00020490192500000312
乘以子载波间隔即为
Figure FDA00020490192500000313
上行载波频偏εUL通过求解如下优化问题得到：
Figure FDA00020490192500000314
其中
Figure FDA00020490192500000315
为上行频率同步的小数倍频偏估计值，
Figure FDA00020490192500000316
表示随机接入信号中，下标索引集合
Figure FDA00020490192500000317
与集合
Figure FDA0002049019250000041
对应的接收序列的相关结果，L为信道的多径长度，Ncp为随机接入信号循环前缀长度，Nseq为随机接入信号前导序列长度；
Figure FDA0002049019250000042
表示对基站本地随机接入信号前导序列进行l点循环移位后所得的序列，
Figure FDA0002049019250000043
表示基站接收信号中从定时同步点
Figure FDA0002049019250000044
开始的连续Nseq点采样序列；
Figure FDA0002049019250000045
为上行同步频偏补偿向量，其第q个元素为
Figure FDA0002049019250000046
6.根据权利要求1所述的OFDM系统闭环时频同步方法，其特征在于：在所述步骤(3)中获得了晶振误差引起的载波频偏估计值
Figure FDA0002049019250000047
之后，在后续跟踪同步过程中，终端侧根据下行同步获得的频偏估计值
Figure FDA0002049019250000048
对上行发送信号补偿频偏
Figure FDA0002049019250000049
7.一种OFDM系统闭环时频同步终端侧装置，其特征在于：包括：
频偏估计模块，用于根据接收信号先利用下行同步序列完成定时，再利用下行同步序列和多个OFDM循环前缀进行频偏估计；在小区搜索过程中使用该模块得到载波频偏估计值
Figure FDA00020490192500000410
在接收随机接入响应过程中使用该模块得到载波频偏估计值
Figure FDA00020490192500000411
多普勒频偏补偿模块，用于将频偏估计模块所得频偏估计值
Figure FDA00020490192500000412
视为多普勒频偏，对上行发送信号补偿频偏
Figure FDA00020490192500000413
频偏接收模块，用于在随机接入过程中从基站侧的随机接入响应消息中获取基站侧的频偏估计值
Figure FDA00020490192500000414
其中
Figure FDA00020490192500000415
由基站侧根据接收信号先利用随机接入信号的前导序列完成定时，然后利用随机接入信号的前导序列和循环前缀进行频偏估计得到；
多普勒频偏及晶振误差频偏补偿模块，用于根据频偏估计模块和频偏接收模块获得的频偏估计值对上行发送信号补偿频偏
Figure FDA00020490192500000416
完成对上行发送信号载波频偏的正确补偿。
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