CN105049150A - 一种自适应速率的信号处理方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种自适应速率的信号处理方法和装置，以解决OFDM信号在速率、带宽或子载波个数发生变化时，中射频算法模块需要重新设计的问题。该方法为，获取待传输的至少一个物理层信号，并确定每一个物理层信号的信号速率；在该至少一个物理层信号中，分别筛选出与设定的第一标准速率的比值不符合预设值的所有物理层信号和符合预设值的所有物理层信号；其中，每筛选出一个不符合预设值的物理层信号，则对该信号进行分数内插滤波处理以归一化至第一标准速率；将归一化至第一标准速率的所有物理层信号与符合预设值的所有物理层信号进行多信号叠加后进行发送，这样在中射频算法模块实现不同速率，不同带宽，不同子载波信号的混合发送。

Description

一种自适应速率的信号处理方法和装置

技术领域

本发明涉及无线技术领域，尤其涉及一种自适应速率的信号处理方法和装置。

背景技术

长期演进时分双工(LongTermEvolution-Timedivisionduplex，LTE-TDD)系统内，每个无线帧由2个半帧组成，每个半帧长度为5mS。每个半帧由8个常规时隙和下行导频时隙(DownlinkPilotTimeSlot，DwPTS)、保护时隙(guardperiod，GP)、上行导频时隙(UplinkPilotTimeSlot，UpPTS)这3个特殊时隙构成。常规时隙长度0.5mS，DwPTS和UpPTS长度是可配置的，但要求DwPTS、GP、UpPTS总长度为1mS。

在LTE-TDD系统内，对于每一个无线帧，“D”表示子帧为下行链路发射，“U”表示子帧为上行链路发射，以及“S”表示特殊子帧，DwPTS，GP和UpPTS，参阅表1所示，表1中的数字表示的是子帧所占有的符号个数，无论如何配置，最终DWPTS+GP+UPPTS所对应的符号总数是14个符号，和一个常规时隙所对应的总符号数量相同。其中，子帧0、子帧5和DwPTS永远预留为下行传输，1子帧1mS包含14个符号。

表1

由于LTE-TDD系统采用正交频分复用(OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing，OFDM)调制方式，因此，各种制式和带宽下的LTE-TDD信号都在各自的基站进行发射和接收，但是随着技术的发展，为了节省系统资源，需要在同一基站上实现LTE-TDD信号和其他制式的OFDM信号的混合发送，各种带宽，速率，子载波的聚合以及混合发送，如何能有效的协调和组合需要仔细研究，现有技术中更换一种速率或者子载波个数或者带宽时，中射频算法架构都需要重新设计和编程，这造成了极大的人力资源浪费和开发成本。

发明内容

本发明的目的是提供一种自适应速率的信号处理方法和装置，以解决OFDM信号在速率、带宽或子载波个数发生变化时，中射频算法模块需要重新设计的问题。

本发明的目的是通过以下技术方案实现的：

一种自适应速率的信号处理方法，包括：

获取待传输的至少一个物理层信号，并确定所述至少一个物理层信号中每一个物理层信号的信号速率；

在所述至少一个物理层信号中，分别筛选出与设定的第一标准速率的比值不符合预设值的所有物理层信号和符合预设值的所有物理层信号；其中，每筛选出一个不符合预设值的物理层信号，则针对所述一个不符合预设值的物理层信号进行分数内插滤波处理以归一化至所述第一标准速率；

将归一化至所述第一标准速率的所有物理层信号与符合预设值的所有物理层信号进行多信号叠加后进行发送。

这样能够实现不同速率，不同带宽，不同子载波信号的混合发送，同时，使用最小的资源满足系统要求。

可选的，获取待传输的至少一个物理层信号，并确定所述至少一个物理层信号中每一个物理层信号的信号速率，具体包括：

获取待传输的至少一个物理层信号，根据上行同步定时TRT测量结果，对所述至少一个物理层信号进行同步调整后，确定所述至少一个物理层信号中每一个物理层信号的信号速率。

可选的，在所述至少一个物理层信号中，分别筛选出与设定的第一标准速率的比值不符合预设值的所有物理层信号和符合预设值的所有物理层信号，具体包括：

在所述至少一个物理层信号中，分别计算所述第一标准速率与每一个物理层信号的速率的比值，筛选出所有比值不为2的整数次幂的物理层信号作为不符合预设值的物理层信号，以及筛选出所有比值为2的整数次幂的物理层信号作为符合预设值的物理层信号。

可选的，每筛选出一个不符合预设值的物理层信号，则针对所述一个不符合预设值的物理层信号进行分数内插滤波处理以归一化至所述第一标准速率，具体包括：

每筛选出一个不符合预设值的物理层信号，则针对所述一个不符合预设值的物理层信号进行K倍内插并有效滤除镜像归一化至所述所述第一标准速率，其中，K大小等于所述第一标准速率与所述一个不符合预设值的物理层信号的信号速率的比值。

可选的，将归一化至所述第一标准速率的所有物理层信号与符合预设值的所有物理层信号进行多信号叠加后进行发送，具体包括：

针对归一化至所述第一标准速率的所有物理层信号进行频谱成型滤波处理后，再进行半带滤波处理将信号速率调整至预设的第二标准速率；

针对符合预设值的每个物理层信号进行频谱成型滤波处理后，再进行次半带滤波处理将信号速率调整至预设的第二标准速率，K大小等于所述第一标准速率与当前符合预设值的物理层信号的信号速率的比值；

将调整至所述第二标准速率的所有信号进行多信号叠加后进行发送。

可选的，将调整至所述第二标准速率的所有信号进行多信号叠加后进行发送，具体包括：

将调整至所述第二标准速率的所有信号进行多信号叠加后，针对叠加后的信号进行半带滤波处理后将速率调整至预设的第三标准速率后依次进行信号的削峰操作与数字预失真处理，并进行信号的同步发送。

可选的，该方法还包括：

通过模拟数字转换器ADC以第二标准速率采集各终端发送的信号；

基于物理层测量的频偏估计，对所述信号进行频偏补偿，并进行1/2半带滤波抽取后将各终端发送的信号速率进行速率调整；

对速率调整后的信号通过频谱成型滤波处理后，进行相应的分数滤波抽取处理并发送给基站的接收端。

一种自适应速率的信号处理装置，包括：

确定单元，用于获取待传输的至少一个物理层信号，并确定所述至少一个物理层信号中每一个物理层信号的信号速率；

筛选单元，在所述至少一个物理层信号中，分别筛选出与设定的第一标准速率的比值不符合预设值的所有物理层信号和符合预设值的所有物理层信号；其中，每筛选出一个不符合预设值的物理层信号，则针对所述一个不符合预设值的物理层信号进行分数内插滤波处理以归一化至所述第一标准速率；

第一处理单元，用于将归一化至所述第一标准速率的所有物理层信号与符合预设值的所有物理层信号进行多信号叠加后进行发送。

这样能够实现不同速率，不同带宽，不同子载波信号的混合发送，同时，使用最小的资源满足系统要求。

可选的，获取待传输的至少一个物理层信号，并确定所述至少一个物理层信号中每一个物理层信号的信号速率时，所述确定单元具体用于：

获取待传输的至少一个物理层信号，根据上行同步定时TRT测量结果，对所述至少一个物理层信号进行同步调整后，确定所述至少一个物理层信号中每一个物理层信号的信号速率。

可选的，在所述至少一个物理层信号中，分别筛选出与设定的第一标准速率的比值不符合预设值的所有物理层信号和符合预设值的所有物理层信号时，所述筛选单元具体用于：

在所述至少一个物理层信号中，分别计算所述第一标准速率与每一个物理层信号的速率的比值，筛选出所有比值不为2的整数次幂的物理层信号作为不符合预设值的物理层信号，以及筛选出所有比值为2的整数次幂的物理层信号作为符合预设值的物理层信号。

可选的，每筛选出一个不符合预设值的物理层信号，则针对所述一个不符合预设值的物理层信号进行分数内插滤波处理以归一化至所述第一标准速率时，所述筛选单元具体用于：

每筛选出一个不符合预设值的物理层信号，则针对所述一个不符合预设值的物理层信号进行K倍内插并有效滤除镜像归一化至所述所述第一标准速率，其中，K大小等于所述第一标准速率与所述一个不符合预设值的物理层信号的信号速率的比值。

可选的，将归一化至所述第一标准速率的所有物理层信号与符合预设值的所有物理层信号进行多信号叠加后进行发送时，所述第一处理单元具体用于：

针对归一化至所述第一标准速率的所有物理层信号进行频谱成型滤波处理后，再进行半带滤波处理将信号速率调整至预设的第二标准速率；

针对符合预设值的每个物理层信号进行频谱成型滤波处理后，再进行次半带滤波处理将信号速率调整至预设的第二标准速率，K大小等于所述第一标准速率与当前符合预设值的物理层信号的信号速率的比值；

将调整至所述第二标准速率的所有信号进行多信号叠加后进行发送。

可选的，将调整至所述第二标准速率的所有信号进行多信号叠加后进行发送时，所述第一处理单元具体用于：

将调整至所述第二标准速率的所有信号进行多信号叠加后，针对叠加后的信号进行半带滤波处理后将速率调整至预设的第三标准速率后依次进行信号的削峰操作与数字预失真处理，并进行信号的同步发送。

可选的，该装置还包括第二处理单元用于：

通过模拟数字转换器ADC以第二标准速率采集各终端发送的信号；

基于物理层测量的频偏估计，对所述信号进行频偏补偿，并进行1/2半带滤波抽取后将各终端发送的信号速率进行速率调整；

对速率调整后的信号通过频谱成型滤波处理后，进行相应的分数滤波抽取处理并发送给基站的接收端。

附图说明

图1为基站系统时钟工作原理图；

图2A为GPS时钟理论模型验证示意图；

图2B为GPS时钟理论模型涉及参数示意图；

图3A为GPS时钟沿的左右抖动示意图；

图3B为消除GPS时钟信号中干扰脉冲的示意图；

图4为本发明实施例中多速率调节中射频架构的发送模型示意图；

图5为本发明实施例中自适应速率的信号处理方法流程示意图；

图6为本发明实施例中3倍内插时数据输入输出示意图；

图7为本发明实施例中3/2倍内插时数据输入输出示意图；

图8为本发明实施例中3相内插滤波器的结构示意图；

图9A和图9B为NCO工作原理结构示意图；

图10为本发明实施例中多速率调节中射频架构的接收模型示意图；

图11为本发明实施例中物理层接收信号后进行频偏估计相关示意图；

图12为本发明实施例中1/3倍抽取时数据输入输出示意图；

图13为本发明实施例中2/3倍抽取时数据输入输出示意图；

图14为本发明实施例中3相抽取滤波器的结构示意图；

图15为本发明实施例中基站物理层和中频算法模块的示意图；

图16和图17为本发明实施例中天线的处理过程示意图；

图18为本发明实施例中自适应速率的信号处理装置示意图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，并不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

LTE-TDD系统是一个TDD系统，通过在不同时间段内发送和接收上下行数据来完成某个完整的业务。当LTE-TDD网络内某个节点不能按照正确的上下行时隙收发业务数据时就会影响到相邻节点的业务。因此要求LTE-TDD网络内各个节点做到上下行时隙同步，基站设备作为LTE-TDD网络中的无线接入设备，直接控制上下行业务的发送接收时刻点。由此可见LTE-TDD系统的时间同步特点主要由基站来实现完成。基站中的射频拉远单元(RadioRemoteUnit，RRU)实现业务信号的发送和接收，并严格按照配置好的时隙开关进行发送和接收控制。时隙开关的功能就是在某个确定的时刻控制发送或是接收射频通道打开还是关闭。LTE-TDD网络要求每个基站的时隙开关在同一时刻打开或是在同一时刻关闭这样才能做到系统同步。

目前，不管是从技术发展还是工程实现，时分(TimeDivision，TD)基站主要依赖全球定位系统(GlobalPositioningSystem，GPS)进行时间同步。即使基站和传输网络实现了1588v2时间同步技术，但1588v2技术只是对精确时间进行发送和恢复不能完全实现绝对时间的授时，于是追溯到最终也需要GPS系统进行授时。已经商用的基站设备必备GPS同步功能，选配1588v2同步功能。基站内部的主控板上专门有一部分电路和相应的软件来实现对GPS时钟的跟踪和整个基站时钟的分发。为了后面更好的开展讨论，可以认为GPS接收机、1588从时钟或是北斗接收机都是基站的参考时钟源，这些参考时钟源向基站提供PPS同步信号和绝对时间消息。基站内部由恒温槽晶体振荡器(OvenControlledCrystalOscillator，OCXO)、现场可编程门阵列(FieldProgrammableGateArray，FPGA)和中央处理器(CentralProcessingUnit，CPU)软件组合实现的锁相环称为基站的系统时钟，系统时钟主要向基站提供10MHz的频率信号和秒脉冲(PulsePerSecond，PPS)。同步信号。基站系统时钟工作原理参阅图1所示，具体来说GPS/北斗是1S钟的信号，GPS时钟是稳定的，但是杂散，后级的滤波就是要滤除这些杂散OCXO晶振有频偏，但是没有杂散，GPS-OCXO信号后，误差信号的频率大致在0HZ附近，通过无限冲激响应(InfiniteImpulsiveResponse，IIR)低通滤波器滤除杂散，此时剩余下来的信号仅仅是频偏的大小，频偏的大小通过数模转换器(Digital-to-AnalogueConverter，DAC)来控制OCXO来调整频率，GPS-OCXO信号相减，得到的误差测量通过一个61.44MHZ的时钟来得到精确的误差大小，GPS信号的抖动在一定范围内，所以通过30个均值来获取抖动的位置。

GPS时钟理论模型验证如图2A所示，组成数字锁相环(DigitalPhaseLockedLoop，DPLL)的各模块均用典型数学模型模拟，认为OCXO理想。具体涉及的参数说明如图2B所示。根据图2A和图2B可知，观测PPS参考输入信号和本地恢复PPS信号，这两个信号相减，得到的相位差，单位是纳秒，基带处理单远(BaseBandProcessUnit，BBU)上面有GPS时钟检测单元。系统同步技术包括BBU内部的同步以及RRU空口的同步，数字锁相环的目的是GPS接收来的信号，要和本地OCXO输出的信号对齐，如果没有对齐(出现相差)，那么相差通过数字滤波，DAC来调整电压，通过电压的调整使得OCXO的震荡频率发生变动，使得频率的变动和信号的上升沿对齐联系起来。(例如相差200ns，通过调整频率就可以使得时钟沿对齐了。在鉴相器与OCXO之间还有一个10MHz的分频器，由它来产生时钟的秒信号。由它产生的秒信号与GPS的PPS信号同时输入到PD进行相差的比较。分频器：OCXO输出一个10M+-6HZ的频率，大概在10M左右震荡，1S会震荡10^7，然后计数器只是在第一次记住，取出来使用。

GPS的频率是不稳定的，有一定的抖动，会在100ns左右跳动，此时和分频器出来的信号相减，得到的误差信号也是有一定跳动，但是多次数据经过数字滤波就是要滤除这些抖动，使得输入信号的时间沿和分频器的时钟沿对齐，具体的，GPS时钟沿的左右抖动示意图可参阅图3A所示。这种GPS和PPS的左右抖动不是像白噪声一样完全随机的抖动，而是可能按照一定规律向上，或者向下的抖动，例如一直像上+30，29，25NS的抖动，此时通过后级滤波器就是要滤除这种低频抖动，具体如图3B所示。

在系统实际工作中，由于电路复杂，可能使某个时间点上出现频率跳变的情况，当跳变值过大时，可能会引起环路失锁。在本次仿真过程中，频率跳变是指OCXO输出频率与10MHz标准输出的频率差值的跳变，即相当于PD的输出相位差有较大的抖动。BBU通过对GPS锁相和时钟恢复，BBU恢复出来的10MHZ信号，通过FPGA随路的参考时钟信号到达RRU，首先把参考时钟Serdes恢复出的153.6MHz时钟提供给PLL芯片(AD9523-1)做参考；然后这个参考时钟通过低通滤波器(LowPassFilter，LPF)和VCXO输出给AD9523-1(相当于PD，分频器)，通过这个器件然后分发给各个器件模块如模数转换(Analogue-to-DigitalConverter，ADC)/FPGA所需要的各种时钟信号。

FPGA得到这种时钟信号后就可以提供给各种制式的OFDM信号，例如LTE-TDD，LTE-FDD等信号，从而RRU-FPGA可以支持各种的速率带宽的物理层信号。

本发明实施例中在射频拉远单元内设计了一种多速率调节中射频架构装置，通过在多种带宽和速率下，分别对各种信号进行内插操作，将多种信号的中频速率提高至统一的指定速率，再对中频速率相同的信号进行叠加并发送，这样该装置中的中射频算法模块能够自适应满足OFDM系统采用不同速率，不同子载波带宽，不同子载波个数时，通过多载波的聚合来完成中射频算法的功能实现。具体的多速率调节中射频架构的发射模型可参阅图4所示。该发射模型由三部分模块构成：速率匹配模块，频谱成型和多载波叠加模块和高速线性化模块。其中，速率匹配模块将获取到的物理层信号的速率统一匹配到设定的第一标准速率；谱成型和多载波叠加模块将速率匹配后的信号完成频谱成型后进行半带滤波达到一定速率后进行多载波信号的叠加，进入高速线性化模块，其中频谱成型和多载波叠加模块具体包括频谱成型滤波器(PrigramFinialImpulseResponse，PFIR)、一系列半带(Halfband，HB)滤波器和数控振荡器(numericallycontrolledoscillator，NCO)，其中PFIR完成信号的频谱成型，HB滤波器用于提升信号的速率，NCO用于完成多路信号的复数调制；高速线性化模块主要针对信号进行再一次提速，以及峰值因子削除(CrestFactorReduction，CFR)和数字预失真(DigitalPredistortion，DPD)处理。此外，这三个模块能够独立拼接和移植。第一级速率匹配模块：使得中射频算法模块无论基带采用何种速率，何种带宽，何种子载波个数，中射频算法都可以统一模块化，这样方便整体中射频算法模块能够适应各种情况，便于模块的移植和复用，大大简化了中射频算法重复设计和架构设计，降低了中射频算法设计的复杂度；第二级采用频谱成型模块和不同的HB滤波器，能够最有效的进行滤波和提速；第三极模块用于信号通过模拟器件仍然成型线性化的处理，而且这三个模块根据不同的场合进行不同的设定。

以上简述了本发明实施例中多速率调节中射频架构，以及描述了各个模块的主要功能。以下将具体描述如何基于该架构装置实现自适应速率的信号发送。

参阅图5所示，本发明实施例提供一种自适应速率的信号处理方法，具体流程如下：

步骤500：获取待传输的至少一个物理层信号，并确定该至少一个物理层信号中每一个物理层信号的信号速率。

具体的，获取待传输的至少一个物理层信号，并确定该至少一个物理层信号中每一个物理层信号的信号速率，具体过程为：获取待传输的至少一个物理层信号，根据上行同步定时(IRT)测量结果，对该至少一个物理层信号进行同步调整后，确定该至少一个物理层信号中每一个物理层信号的信号速率。

在OFDM系统中，符号同步的目的是接收端能够准确确定每个OFDM符号的起止时刻，即确定每个快速傅立叶变换(FastFourierTransform，FFT)正确窗的位置，并进一步实现块同步或帧同步。样值定时同步是为了使接收端确定每个样值符号的起止时刻。

用户的上行链路数据传输必须时刻保持定时同步，因为定时同步的偏差不但会引起本用户的信道检测差错，而且会带来多用户之间的干扰，影响其他用户的信号检测性能，所以系统必须周期地对用户上行定时进行跟踪校正，以防止用户因移动距离变化或意外链路中断造成定时的偏移。

IRT估计分为上行估计和下行估计，上行估计在基站进行，下行估计在终端进行，下行估计目的是让终端知道自己离基站的时差，从而知道自己何时发送上行(Uplink，UL)信号最合适，目的是让所有用户终端(UserEquipment，UE)信号都能够同时同步到达基站。上行估计是基站能够知道每一个用户发送信号到达基站的时间。上下行IRT测量采用的都是频域相关法。不过上行IRT测量现在更新的算法是在时域进行IRT估计。频域IRT估计是以能量最集中径为基准，因而估计出的值还依赖于信道多径分布，无法有效跟踪第一径。对于时域定时估计算法，可以有效的跟踪到达信号第一径。上行IRT测量推荐使用探测用参考信号(SoundingReferenceSignal，SRS)进行IRT估计，下行同步定时偏差估计推荐采用小区专属导频信号(Cell-specificreferencesignals，CRS)小区专用参考信号进行，导频信道估计值，采用频域相关法。

下行IRT估计流程：

Step1：将导频信道估计按导频所在的OFDM符号排列；

排列后的导频信道估计表示为其中m＝1,2,3,4表示一个PRB的4列导频符号，k_aR＝1,…,K_aR，p＝0,…,min{2,P}-1，表示一个OFDM符号中含导频R0或R1的个数。

Step2：求每个导频所在OFDM符号中频域相邻的导频位置处导频信道估计的相关值

$R_f^{(k_{aR},p,m)}=h_m^{(k_{aR},p,n_{RS}+1)}\·conj\left(h_m^{(k_{aR},p,n_{RS})}\right),n_{RS}=1,\mathrm{...},2N_{RB}^{DL}-1$

其中conj()表示求共轭运算；的定标值为Q(32，2)。

Step3：计算相关值相对于子载波和OFDM符号的和值；

$sum\_R_f^{(k_{aR},p)}=\underset{m=1}{\overset{42}{\Σ}}\underset{n_{RS}=1}{\overset{2N_{RB}^{DL}-1}{\Σ}}{R}_f^{(k_{aR},p,m)}$

定标为Q(32，12)。

Step4：求对应的角度；

其中angle()表示求角度运算，用Cordic函数来实现。定标为Q(16，3)，可以满足字长和精度需要。

Step5：估计定时同步偏差；

UE获知这个定时偏差之后，UE将按照这个数值提前发送UL信号。同时通知基站提前发送的时间，同时基站根据测量得到的UL提前时间，根据基站上所有用户的时间提前量求取平均，从而确定数字上变频(DigitalUpConverter，DUC)信号是否需要延时发送出去。

步骤501：在上述至少一个物理层信号中，分别筛选出与设定的第一标准速率的比值不符合预设值的所有物理层信号和符合预设值的所有物理层信号；其中，每筛选出一个不符合预设值的物理层信号，则针对该一个不符合预设值的物理层信号进行分数内插滤波处理以归一化至该第一标准速率。

具体的，步骤501中在至少一个物理层信号中，分别筛选出与设定的第一标准速率的比值不符合预设值的所有物理层信号和符合预设值的所有物理层信号，具体过称为：在上述至少一个物理层信号中，分别计算所述第一标准速率与每一个物理层信号的速率的比值，筛选出所有比值不为2的整数次幂的物理层信号作为不符合预设值的物理层信号，以及筛选出所有比值为2的整数次幂的物理层信号作为符合预设值的物理层信号。

具体的，每筛选出一个不符合预设值的物理层信号，则针对该一个不符合预设值的物理层信号进行分数内插滤波处理以归一化至该第一标准速率，具体包括：

每筛选出一个不符合预设值的物理层信号，则针对该一个不符合预设值的物理层信号进行K倍内插并有效滤除镜像归一化至该该第一标准速率，其中，K大小等于该第一标准速率与该一个不符合预设值的物理层信号的信号速率的比值。

例如，输入的物理层信号速率是fs0，第一标准速率是fs1，确定fs1/fs0不是2的整数次幂时，则进行速率匹配，将信号速率统一第一标准速率fs1，假设第一标准标准速率fs1＝30.72MSPS，输入的信号速率是fs0＝20.48MSPS，则此时需要加入一个fs1/fs0(30.72/20.48＝3072/20.48＝3/2＝P/Q)倍的分数滤波器进行分数滤波内插处理，完成速率匹配，速率匹配之后就完全复用后面的中射频算法模块了。后级的频谱成型模块PFIR根据不同的带宽配置不同的系数，滤波器阶数不变的前提下，仅仅修改滤波器系数即可。

其中，速率匹配的fs1/fs0＝3/2倍的分数滤波器主要是进行速率转换功能，不强调频谱成型特性，能够有效滤除镜像即可。滤波是在后级由PFIR完成。

一般情况下，P/Q>1倍内插滤波的处理是首先进行P倍内插，然后在进行Q倍抽取，通过两步完成小数倍内插操作。本实施例中，采用多相电路同时完成内插和抽取的操作，由于内插操作使得信号的速率提高，所以内插倍数发射k大于1，不可能小于1，P＞Q，其中，P为电路的子相数，Q为读取子相输出信号时的步长，内插的本质就是在P个多相中邻近Q个输出一个。

又例如，P＝3，Q＝1，即表示在3相电路中，每一个电路相都输出；参阅图6所示，假设原始信号是a，b，c，d4个数据，通过内插倍数是3的内插操作后，所有相产生的信号均输出，即输出信号依次是a1，a2，a3，b1，b2，b3，c1，c2，c3，d1，d2，d3。这样输入4个数，输出12个数。

又例如，P＝3，Q＝2，则基于步长尺寸Q＝2有选择的进行输出，参阅图7所示，假设原始信号是a，b，c，d4个数据，通过内插倍数是3/2的内插操作后，所有相产生的信号每间隔一个再输出，这样输入4个数a，b，c，d，输出6个数a1，a3，b2，c1，c3，d2。所以正好完成内插倍数4*3/2＝6的内插任务。

本发明实施例中，假设P＝3，9个滤波器系数的多相内插滤波器的结构如图8所示，此种结构中，各个子相滤波器均使用各自的乘法器完成滤波功能，各子相滤波器之间并行执行，适用于适用信号速率低，乘法器多的处理。多相内插滤波器通过使用一个高速选择器完成内插功能，每输入一个信号，就有P路信号输出，各相都在低速的情况下完成滤波。换向开关是对子带滤波器输出数据的选择。对于3倍内插，多相输出顺序是1相，2相，3相，1相，2相，3相，1相，2相……对于3/2倍内插，则隔离Q相输出一相，上述输出就变成了1相，3相，2相，1相，3相……通过高速换向开关完成就完成了小数倍内插功能。

例如，输入的物理层信号速率是20.48MSPS，假设此时传输数据的有效带宽是14.6MSPS，3/2倍的分数滤波器的通带和阻带的设置分别如下，这样可以最大程度的利用阻带的频段，增加过渡带的带宽，减少分数倍滤波器系数的长度，实现高性能的同时减少硬件资源。

Fs＝3*20.48；Fs为采样频率(SamplingFrequency)

Fpass＝14.6/2；Fpass为通带频率(PassbandFrequency)

Fstop＝20.48-14.6/2；Fstop为阻带频率(StopbandFrequency)

步骤502：将归一化至该第一标准速率的所有物理层信号与符合预设值的所有物理层信号进行多信号叠加后进行发送。

具体的，将归一化至该第一标准速率的所有物理层信号与符合预设值的所有物理层信号进行多信号叠加后进行发送，具体包括：

针对归一化至该第一标准速率的所有物理层信号进行频谱成型滤波处理后，再进行半带滤波处理将信号速率调整至预设的第二标准速率；

针对符合预设值的每个物理层信号进行频谱成型滤波处理后，再进行次半带滤波处理将信号速率调整至预设的第二标准速率，K大小等于该第一标准速率与当前符合预设值的物理层信号的信号速率的比值；

将调整至该第二标准速率的所有信号进行多信号叠加后进行发送。

例如，输入的两个物理层信号的信号速率不同，分别为fs0和f0，第一标准速率是fs1，第二标准速率是fs2，且fs1＝30.72MSPS，fs2＝61.44MSPS，f0＝7.68MSPS，fs1/fs0＝3/2，经过上述分数滤波内插处理后，将fs0调整到30.72MSPS后，通过频谱成型滤波器进行频谱成型滤波处理，然后再进行半带滤波处理将信号速率调整至61.44MSPS；由于fs1/f0＝4＝2²，因此，将速率大小为f0的信号进行频谱成型滤波处理后，再进行M次半带滤波处理，将信号速率调整至61.44MSPS，其中进一步的，将内插调整至61.44MSPS的两个信号通过NCO的混频完成频谱搬移后，进行进一步的叠加发送。

其中，数控振荡器是决定数字变频(DDC/DUC)的性能的主要因素之一。NCO的目标是产生频率可变的正交正、余弦样本，在FPGA中，NCO采用直接数字频率合成(DDS)的方法来实现，其基本结构如图9A所示。

NCO由相位累加器、相位加法器和正余弦查找表组成。相位增量Δθ通过相位累加器后得到相应的相位信息，每来一个时钟相位就在原来的基础上增加一个相位增量，相位加法器可产生一定的初始相位偏置，对NCO的输出相位进行调整。DDS的输出频率为：f_out＝Δθ·f_CLK/2^Nb，频率分辨率为：Δf＝f_CLK/2^Nb，相位增量Δθ可由以下公式确定：Δθ＝f_out2^Nb/f_CLK，其中Nb为相位累加器的位数。当Δθ的取值为固定值时，DDS输出为固定频率信号；本次就是固定信号。

查表法主要是运用正弦表TAB(φ)和相位φ存在的一一对应关系：φ-TAB(φ)，TAB(φ)表示以φ为地址，该地址上的内容数据。

$\mathrm{\φ}\left(n\right)=\frac{f_{out}}{f_{clk}}\×2^{n_b}\×n$

其中：式中φ表示相对相位，n_b表示相对相位数据的位数。则得到表φ-TAB(φ)，由于相位增量Δθ可由以下公式确定：Δθ＝f_out2^Nb/f_CLK，所以：

φ(n)＝Δθ·n＝φ(n-1)+Δθ

NCO在数字中频完成复数调制，如图9B所示，I/Q两路信号输入，通过NCO完成混频器输出的I/Q复数调制如下：

$\begin{array}{c}(I+jQ)\·\exp (-{\mathrm{j\ω}}_1)=(I+jQ)\·({\mathrm{cos\ω}}_1-{\mathrm{jsin\ω}}_1)=\\ (I\·{\mathrm{cos\ω}}_1+Q\·{\mathrm{sin\ω}}_1)+(Q\·{\mathrm{cos\ω}}_1-I\·{\mathrm{sin\ω}}_1)\·j\end{array}$

需要说明的是，上述频谱成型滤波器采用过渡带优先的滤波器对从基站接收的LTE-TDD信号(即输入的LTE-TDD制式的物理层信号)进行滤波，因为如果采用通带优先的滤波器，则在接收LTE-TDD信号时，无法把邻近的LTE-TDD信号有效地抑制到过渡带之下。

具体，将调整至该第二标准速率的所有信号进行多信号叠加后进行发送，具体过称为：将调整至该第二标准速率的所有信号进行多信号叠加后，针对叠加后的信号进行半带滤波处理后将速率调整至预设的第三标准速率后依次进行信号的削峰操作与数字预失真处理，并进行信号的同步发送。

例如，对上述输入的两个物理层信号的信号的信号速率调整到第二标准速率fs2＝61.44MSPS并完成信号叠加后，将叠加后的信号通过半带滤波器进行提速，提速至第三标准速率fs3＝122.88MSPS，并依次进行信号的削峰操作与数字预失真处理，针对处理完成的信号进行相应的发送。

具体的，在执行将叠加后的信号进行再一次提速时，可以采用半带滤波器实现内插操作时，这又分为两种情况：

基于的Fs/Fbw考虑，Fs为叠加信号提速后的中频速率，即第三标准速率122.88MHZ，而Fbw为中频信号占用的带宽，HB滤波器又分为宽带HB滤波器(即过渡带平缓的滤波器)和窄带HB滤波器(过渡带陡峭的滤波器)。为了实现更好的抑制镜像的效果，本发明实施例中，在Fs/Fbw相对小时采用窄带HB滤波器，在Fs/Fbw相对大时采用宽带HB滤波器，从而既能满足系统镜像抑制的要求，同时也兼顾资源节省的要求。所谓Fs/Fbw相对小和Fs/Fbw相对大也可以用镜像抑制效果来描述，如，先用宽带HB滤波器进行滤波后，若镜像抑制达到设置阈值(如，70dbc)，则采用宽带HB滤波器进行滤波，若镜像抑制未达到设置阈值(如，70dbc)，则改用窄带HB滤波器进行滤波。相反，也可以先采用窄带HB滤波器进行滤波，不符合要求时，再换为宽带滤波器，在此不再赘述。

实际应用中，宽带HB滤波器阶数要比窄带HB滤波器系数的系数少8阶，同时，宽带HB滤波器的波纹要小，所以宽带HB滤波器波适合应用在信号速率更高的系统，而窄带HB滤波器适合应用在信号速度较低的系统。

进一步的，本发明实施例中还提供一种多速率调节中射频架构的接收模型可参阅图10所示，相应的，基于该接收模型而实现信号接收过程为：通过模拟数字转换器(ADC)以第二标准速率采集各终端发送的信号；基于物理层测量的频偏估计，对所述信号进行频偏补偿，并进行1/2半带滤波抽取后将各终端发送的信号速率进行速率调整；对速率调整后的信号通过频谱成型滤波处理后，进行相应的分数滤波抽取处理并发送给基站的接收端。

其中，对于多速率的多载波聚合架构，还能够有效的对系统造成的频偏进行修正，在图10中NCO处理时能够接收物理层的频偏估计的数值，从而能够有效避免频偏对系统性能的影响。

频率偏移估计，简称频偏估计。频率偏移是由收发设备的本地载频之间的偏差、信道的多普勒频移等引起的，由子载波间隔的整数倍偏移和子载波间隔的小数倍偏移构成。子载波间隔的整数倍不会引起载波干扰(ICI)，抽样点仍在定点，但是解调出来的信息符号的错误概率为50％，子载波间隔的小数倍的偏移由于抽样点不在顶点，破坏了子载波之间的正交性由此引起了ICI。下面公式给出子载波间干扰(ICI)和加性高斯白噪声(AWGN)情况下有效信噪比(SignalandNoiseRatio，SNR)的下界。

${\mathrm{SNR}}_e\left(\mathrm{\ϵ}\right)\≥\frac{SNR}{1+0.5947{\mathrm{SNRsin}}^2\mathrm{\π}\mathrm{\ϵ}}{(sin\mathrm{\π}\mathrm{\ϵ}/\mathrm{\π}\mathrm{\ϵ})}^2$

如果要获得有效SNR是30dB或更高，则频率偏移相对于子载波间隔的归一化值|ε|≤1.3×10^-2，这说明即使很小的频率偏移也会带来较大的性能损失。测量模块中的频偏估计是在小区初搜之后对频偏的校准过程，在小区初搜过程中，对晶振和多普勒扩展引入的大范围频偏进行了校准，在小区初搜完成之后，可以将频偏控制在150Hz内；在测量模块中继续进行频偏校准，以保证UE的频偏始终控制在150Hz内。频偏估计模块是利用同一子帧中的两列导频之间的相位差来进行估计，如果进行了子帧内跳频，则不进行频偏估计和补偿。假设FFT输出的频域信道估计结果为：pilot_freq_ch_slot(p,k)，其中：端口p＝0,…,P-1子载波编号 $k=0,\mathrm{...},M_{SC}^{PUSCH}-1.$ slot＝0,1时隙，则：

pilot_freq_ch₁：是第一列导频的频域信道信息。

是第二列导频的共轭频域信道信息。

计算共轭相关对所在两列导频符号的时间间隔；

$\begin{array}{c}L=6\·(N_{FFT}+N_{CP,0}^{\′})+(N_{FFT}+N_{CP,1}^{\′})\\ =6\·(N_{FFT}+144\·(N_{FFT}/2048\left)\right)+(N_{FFT}+160\·(N_{FFT}/2048\left)\right)\\ =(15/2)\·N_{FFT}\end{array}$

其中Ts：是物理层的采样速率间隔，一般是1/(30.72*10^6)。

频偏估计的测量是在物理层测量模块子系统进行，上行测量部分主要与物理上行共享信道(PhysicalUplinkSharedChannel，PUSCH)、SRS等的检测有关，需要PUSCH和SRS提供估计到的信道信息作为功率类测量量和上行定时估计的基础；另外，PUSCH解调前后的数据作为SNR估计的基础；探测信号(SRS)的信道估计结果作为上行信道质量指示(ChannelQualityIndicator，CQI)估计的基础。其中频偏估计(FrequencyOffsetEstimate，FOE)测量都是在频域进行，也就是物理层参考信号在时域去噪之后变回频域进行，具体的，物理层接收信号后频偏估计相关示意图可参阅图11所示。其中，测量模块主要是利用解调模块的接收信号和信道估计值进行功率、时间和信道质量等测量。测量模块在移动通信系统中是非常重要的，它不仅能够保证接收端信号的接收质量，也是接收端某些重要解调、解码算法的参数来源，同时某些物理层测量量还要上报给高层，这些测量是无线资源管理模块有效执行的基础和依据。本次测量模块测量的频率偏移就可以快速的提供给数字中频进行频偏的补偿，总结上行时所有的测量量可以归结为三类：功率类、定时类和信道质量。功率类测量算法包括噪声空间相关矩阵、上行接收干扰功率、热噪声功率、上行SRS接收功率、物理上行链路控制信道(PhysicalUplinkControlCHannel，PUCCH)接收功率、PUSCH接收功率、上行接收总功率和信噪比估计；定时类算法包括IRT，频偏估计；信道质量算法即信道质量指示测量的算法。

相应地，进行分数滤波抽取处理时，假如在接收端处理中频速率为46.08MHZ的中频信号时，需要滤波抽取变换到30.72MHZ，抽取

若是整数倍抽取，如P＝1，Q＝3，则输入的数据依次进入滤波器，输出是每一子相的叠加，参阅图12可以看出，输入6个信号a，b，c，d，e，f，而输出2个数据(a+b+c)，(d+e+f)，使得输出数据量是输入数据的1/3。

若是小数倍抽取，如P＝2，Q＝3，则基于P＝2进行叠加，被跳过的信号填充零值即可。则参阅图13所示，输入6个信号a，c，e，g，i，k，而输出4个信号(a+c)，e，(g+i)，k，这样就可以令输出数据量是输入数据的2/3，从而基于更少的计算完成叠加。

参阅图14所示，以抽取因子M＝3，9个滤波器系数的多相滤波器示意图。高速数据以时分的方式把输入的信号发送给各个子相，每一个子相在低速率的情况下完成滤波功能，各个子相滤波后的信号完成数据的叠加。多相滤波抽取通过使用一个高速选择器来完成抽取功能，每输入一个信号，换向开关切换就切换一次子相。

例如，对于1/3倍的抽取操作，多相输入顺序是1相，2相，3相，1相，2相，3相，1相，2相……

而对于上述2/3倍抽取操作，则按照步长尺寸Q＝2进行切换，上述输入就变成了1相，3相，2相，1相，3相……，显然，通过换向开关的切换便完成就完成了小数倍抽取操作。

综上所述，由于系统需要支持各种速率，各种带宽，各种载波的信号聚合，因此很容易使得终端在时间和频率上产生偏差，故此本发明还提供一种在每一根天线上物理层完成时间定时偏差和频率偏差的测量之后，把测量结果通过信令通知中频算法模块，从而中频算法模块能够根据偏差的大小和方向自适应调节，使得系统和终端达到同频和同步，而且，多天线的物理层信号通过自适应中频架构处理后，能够按照规定的频率，发射时间和采样速率发射出去，具体的基站物理层和中频算法模块的连接示意图可参阅图15所示。

其中，中射频多速率发射模块和接收模块能够在完成载波信号同步校准，频率偏移调整之后，承担发射和接收多天线信号的任务。

多天线发射中有一种模式叫发射分集，通过将多个数据流进行联合编码对抗信道衰落，降低误码率每根发送天线所发送的都是同一个信号经过不同或相同编码后的样本Space-TimeBlockCode(STBC)，例如从天线0发送的信号记做S0，从天线1发送的信号记做S1。在下一个信号周期，天线0发送－S1*，天线1发送S0*，这种编码方法称为空时分组码(Space-TimeBlockCode，SFBC)，如果S0和S1是不同的子载波，此时的编码叫做空频分组码(Space-frequencyBlockCode，SFBC)，信道可以分别用h0(t)和h1(t)表示，具体的多天线示意图可参阅图16所示假设在相邻的两个符号周期内信道的衰落是常数，则有h₀(t)＝h₀(t+T)＝h₀，h₁(t)＝h₁(t+T)＝h₁，

则接收的两个时刻的信号分别为r0，r1等于

r₀＝r(t)＝h₀s₀+h₁s₁+n₀

$r_1=r(t+T)=-h_0{s}_1^{*}+h_1{s}_0^{*}+n_1$

合并单元接收信号和并输出两个信号

${\tilde{s}}_0=h_0^{*}{r}_0+h_1{r}_1^{*}$

${\tilde{s}}_1=h_1^{*}{r}_0-h_0{r}_1^{*}$

$\left[\begin{array}{c}{\tilde{s}}_0\\ {\tilde{s}}_1\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{h}_0^{*}& h_1\\ h_1^{*}& -h_0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{r}_0\\ r_1*\end{array}\right]$

通过下面推导评估得到的信号和和接收到的信号，如果忽略噪声的影响，呈现线性关系，说明准确的得到了原始的发送信号

$\begin{array}{c}{\tilde{s}}_0=h_0^{*}\·(h_0{s}_0+h_1{s}_1+n_0)+h_1\·{(-h_0{s}_1^{*}+h_1{s}_0^{*}+n_1)}^{*}\\ =h_0^{*}{h}_0{s}_0+h_0^{*}{h}_1{s}_1+h_0^{*}\·n_0-h_1\·h_0^{*}{s}_1+h_1^{*}{h}_1{s}_0+h_1\·{n_1}^{*}\\ =s_0(h_0^{*}{h}_0+h_1^{*}hl1)+h_0^{*}\·n_0+h_1\·{n_1}^{*}\\ =A_0\·s_0+(h_0^{*}\·n_0+h_1\·{n_1}^{*})\end{array}$

$\begin{array}{c}{\tilde{s}}_1=h_1^{*}{r}_0-h_0{r}_1^{*}=\\ h_1^{*}\·(h_0{s}_0+h_1{s}_1+n_0)-h_0\·{(-h_0{s}_1^{*}+h_1{s}_0^{*}+n_1)}^{*}\\ =h_1^{*}{h}_0{s}_0+h_1^{*}{h}_1{s}_1+h_1^{*}\·n_0+h_0\·h_0^{*}{s}_1-h_0{h}_1^{*}{s}_0-h_1\·{n_1}^{*}\\ =s_1(h_0^{*}{h}_0+h_1^{*}{h}_1)+h_0^{*}\·n_0-h_1\·{n_1}^{*}\\ =A_1\·s_1(h_0^{*}\·n_0-h_1\·{n_1}^{*})\end{array}$

如果发射是分集发射，接收分集接收则有：层数υ小于或等于用于物理信道传输的天线端口数P，每个待传输码字的复值调制符号被映射到一个或多个层上，也就是层数小于或等于码字数。下面都是按照1个码字2层信号，2个端口来设计。一个码字的发射信号映射到两层。

x⁽⁰⁾(i)＝d⁽⁰⁾(2i)

x⁽¹⁾(i)＝d⁽⁰⁾(2i+1)

协议规定，对于两天线口传输，p∈{0,1}，预编码的输出y(i)＝[y⁽⁰⁾(i)y⁽¹⁾(i)]^T， $i=0,1,\mathrm{...},M_{symb}^{ap}-1$ 定义为

$\left[\begin{array}{c}{y}^{\left(0\right)}\left(2i\right)\\ y^{\left(1\right)}\left(2i\right)\\ y^{\left(0\right)}(2i+1)\\ y^{\left(1\right)}(2i+1)\end{array}\right]=\frac{1}{\sqrt{2}}\left[\begin{array}{cccc}1& 0& j& 0\\ 0& -1& 0& j\\ 0& 1& 0& j\\ 1& 0& -j& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{Re}\left(x^{\left(0\right)}\right(i\left)\right)\\ \mathrm{Re}\left(x^{\left(1\right)}\right(i\left)\right)\\ \mathrm{Im}\left(x^{\left(0\right)}\right(i\left)\right)\\ \mathrm{Im}\left(x^{\left(1\right)}\right(i\left)\right)\end{array}\right]$

实际上就是把输入信号按照频率和空间分集进行发射。

第一个时刻两层的信号映射到两个天线端口 $\left[\begin{array}{c}{y}^{\left(0\right)}\left(2i\right)\\ y^{\left(1\right)}\left(2i\right)\end{array}\right]=\frac{1}{\sqrt{2}}\left[\begin{array}{c}{x}^{\left(0\right)}\left(i\right)\\ -x^{\left(1\right)}*\left(i\right)\end{array}\right]$ 第二个时刻两层的信号映射到两个天线端口。

$\left[\begin{array}{c}{y}^{\left(0\right)}(2i+1)\\ y^{\left(1\right)}(2i+1)\end{array}\right]=\frac{1}{\sqrt{2}}\left[\begin{array}{c}{x}^{\left(1\right)}\left(i\right)\\ x^{\left(0\right)}*\left(i\right)\end{array}\right]$

x^(υ)(i)其中υ是层号，这里取0，1。

y^(p)(2i+1)：这里p是天线端口号，这里取0，1。

基站是2个天线端口分集发射，终端是2根天线分集接收，，事先通过信令基站通知终端准确分集接收

基站2天线分集发射终端2天线分集接收示意图如图17所示，

终端接收到的信号修改如下：

r⁽⁰⁾(2i)＝h⁰⁰(2i)·x⁽⁰⁾(i)-h⁰¹(2i)·x^(1)*(i)+n⁽⁰⁾(2i)

r⁽¹⁾(2i)＝h¹⁰(2i)·x⁽⁰⁾(i)-h¹¹(2i)·x^(1)*(i)+n⁽¹⁾(2i)

r⁽⁰⁾(2i+1)＝h⁰⁰(2i+1)·x⁽¹⁾(i)+h⁰¹(2i+1)·x^(0)*(i)+n⁽⁰⁾(2i+1)

r⁽¹⁾(2i+1)＝h¹⁰(2i+1)·x⁽¹⁾(i)+h¹¹(2i+1)·x^(0)*(i)+n⁽¹⁾(2i+1)

通过下面推导评估得到的信号和和接收到的信号，如果忽略噪声的影响，呈现线性关系，说明准确的得到了原始的发送信号

${\tilde{x}}^{\left(1\right)}\left(i\right)=-h^{01*}\left(i\right)\·r^{\left(0\right)}\left(2i\right)+h^{00*}\left(i\right)\·r^{\left(0\right)}(2i+1)-h^{11*}\left(i\right)\·r^{\left(1\right)}\left(2i\right)+h^{10*}\left(i\right)\·r^{\left(1\right)}(2i+1)$

$\stackrel{\→}{H}\left(i\right)=\left[\begin{array}{cc}{h}^{(0,0)}\left(2i\right)& -h^{(0,1)}\left(2i\right)\\ h^{(1,0)}\left(2i\right)& -h^{(1,1)}\left(2i\right)\\ h^{*(0,1)}(2i+1)& h^{*(0,0)}(2i+1)\\ h^{*(1,1)}(2i+1)& h^{*(1,0)}(2i+1)\end{array}\right]$

h^(tp,rp)(2i)中：上标tp:表示发射天线端口编号：0，1rp:表示接收天线端口编号：0，1，2i表示当前时刻，2i+1表示下一个时刻。

等效接收信号矩阵：

$\stackrel{\→}{r}\left(i\right)=\left[\begin{array}{c}{r}_{sig}^{\left(0\right)}\left(2i\right)\\ r_{sig}^{\left(1\right)}\left(2i\right)\\ r_{sig}^{\left(0\right)*}(2i+1)\\ r_{sig}^{\left(1\right)*}(2i+1)\end{array}\right]$

上标rp表示接收天线端口0，1，2i表示当前时刻，2i+1表示下一个时刻。

等效信道矩阵为等效接收信号矩阵为则发送分集信道均衡解调如下：

$\left\{\begin{array}{c}{x}^{\left(0\right)}\left(i\right)\\ x^{\left(1\right)}\left(i\right)\end{array}\right\}=({\left({\stackrel{\→}{H}}^{*}\left(i\right)\right)}^{\′}\×\stackrel{\→}{r}(i\left)\right)$

把接收信号带入r⁽⁰⁾(2i),r⁽⁰⁾(2i+1)r⁽¹⁾(2i),r⁽¹⁾(2i+1)带入评估器中最重可以得到评估的信号正好是原始信号，如下面两个公式，下面两个公式省略的噪声的影响。

${\tilde{x}}^{\left(0\right)}\left(i\right)=\frac{1}{2}\[\left|\right|h_{00}\left(i\right)|{|}^2+|\left|h_{01}\left(i\right)\right|{|}^2+\left|\right|h_{10}\left(i\right)|{|}^2+|\left|h_{11}\left(i\right)\right|{|}^2\]x^{\left(0\right)}\left(i\right)$

${\tilde{x}}^{\left(1\right)}\left(i\right)=\frac{1}{2}\[\left|\right|h_{00}\left(i\right)|{|}^2+|\left|h_{01}\left(i\right)\right|{|}^2+\left|\right|h_{10}\left(i\right)|{|}^2+|\left|h_{11}\left(i\right)\right|{|}^2\]x^{\left(1\right)}\left(i\right)$

最后解层映射，2层接收信号反映射到一个码字数据流

${\tilde{d}}^{\left(0\right)}\left(2i\right)={\tilde{x}}^{\left(0\right)}\left(i\right)$

${\tilde{d}}^{\left(0\right)}(2i+1)={\tilde{x}}^{\left(1\right)}\left(i\right)$

至此多天线分集发射和接收在多速率中射频处理后就能够顺利完成解调处理。

基于上述技术方案，参阅图18所示，本发明实施例中还提供一种自适应速率的信号处理装置，包括：确定单元180，筛选单元181、第一处理单元182和第二处理单元183，其中：

确定单元180，用于获取待传输的至少一个物理层信号，并确定所述至少一个物理层信号中每一个物理层信号的信号速率；

筛选单元181，在所述至少一个物理层信号中，分别筛选出与设定的第一标准速率的比值不符合预设值的所有物理层信号和符合预设值的所有物理层信号；其中，每筛选出一个不符合预设值的物理层信号，则针对所述一个不符合预设值的物理层信号进行分数内插滤波处理以归一化至所述第一标准速率；

第一处理单元182，用于将归一化至所述第一标准速率的所有物理层信号与符合预设值的所有物理层信号进行多信号叠加后进行发送。

这样能够实现不同速率，不同带宽，不同子载波信号的混合发送，同时，使用最小的资源满足系统要求。

可选的，获取待传输的至少一个物理层信号，并确定所述至少一个物理层信号中每一个物理层信号的信号速率时，所述确定单元180具体用于：

获取待传输的至少一个物理层信号，根据上行同步定时TRT测量结果，对所述至少一个物理层信号进行同步调整后，确定所述至少一个物理层信号中每一个物理层信号的信号速率。

可选的，在所述至少一个物理层信号中，分别筛选出与设定的第一标准速率的比值不符合预设值的所有物理层信号和符合预设值的所有物理层信号时，所述筛选单元181具体用于：

在所述至少一个物理层信号中，分别计算所述第一标准速率与每一个物理层信号的速率的比值，筛选出所有比值不为2的整数次幂的物理层信号作为不符合预设值的物理层信号，以及筛选出所有比值为2的整数次幂的物理层信号作为符合预设值的物理层信号。

可选的，每筛选出一个不符合预设值的物理层信号，则针对所述一个不符合预设值的物理层信号进行分数内插滤波处理以归一化至所述第一标准速率时，所述筛选单元181具体用于：

每筛选出一个不符合预设值的物理层信号，则针对所述一个不符合预设值的物理层信号进行K倍内插并有效滤除镜像归一化至所述所述第一标准速率，其中，K大小等于所述第一标准速率与所述一个不符合预设值的物理层信号的信号速率的比值。

可选的，将归一化至所述第一标准速率的所有物理层信号与符合预设值的所有物理层信号进行多信号叠加后进行发送时，所述第一处理单元182具体用于：

针对归一化至所述第一标准速率的所有物理层信号进行频谱成型滤波处理后，再进行半带滤波处理将信号速率调整至预设的第二标准速率；

针对符合预设值的每个物理层信号进行频谱成型滤波处理后，再进行次半带滤波处理将信号速率调整至预设的第二标准速率，K大小等于所述第一标准速率与当前符合预设值的物理层信号的信号速率的比值；

将调整至所述第二标准速率的所有信号进行多信号叠加后进行发送。

可选的，将调整至所述第二标准速率的所有信号进行多信号叠加后进行发送时，所述第一处理单元182具体用于：

将调整至所述第二标准速率的所有信号进行多信号叠加后，针对叠加后的信号进行半带滤波处理后将速率调整至预设的第三标准速率后依次进行信号的削峰操作与数字预失真处理，并进行信号的同步发送。

可选的，该装置还包括第二处理单元183用于：

通过模拟数字转换器ADC以第二标准速率采集各终端发送的信号；

基于物理层测量的频偏估计，对所述信号进行频偏补偿，并进行1/2半带滤波抽取后将各终端发送的信号速率进行速率调整；

对速率调整后的信号通过频谱成型滤波处理后，进行相应的分数滤波抽取处理并发送给基站的接收端。

综上所述，本发明实例中获取待传输的至少一个物理层信号，并确定该至少一个物理层信号中每一个物理层信号的信号速率；在该至少一个物理层信号中，分别筛选出与设定的第一标准速率的比值不符合预设值的所有物理层信号和符合预设值的所有物理层信号；其中，每筛选出一个不符合预设值的物理层信号，则针对该一个不符合预设值的物理层信号进行分数内插滤波处理以归一化至第一标准速率；将归一化至第一标准速率的所有物理层信号与符合预设值的所有物理层信号进行多信号叠加后进行发送，这样，在同一RRU内实现了不同速率，不同带宽，不同子载波信号的混合发送，同时，使用最小的资源满足系统要求。

本领域内的技术人员应明白，本发明的实施例可提供为方法、系统、或计算机程序产品。因此，本发明可采用完全硬件实施例、完全软件实施例、或结合软件和硬件方面的实施例的形式。而且，本发明可采用在一个或多个其中包含有计算机可用程序代码的计算机可用存储介质(包括但不限于磁盘存储器、CD-ROM、光学存储器等)上实施的计算机程序产品的形式。

本发明是参照根据本发明实施例的方法、设备(系统)、和计算机程序产品的流程图和/或方框图来描述的。应理解可由计算机程序指令实现流程图和/或方框图中的每一流程和/或方框、以及流程图和/或方框图中的流程和/或方框的结合。可提供这些计算机程序指令到通用计算机、专用计算机、嵌入式处理机或其他可编程数据处理设备的处理器以产生一个机器，使得通过计算机或其他可编程数据处理设备的处理器执行的指令产生用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的装置。

这些计算机程序指令也可存储在能引导计算机或其他可编程数据处理设备以特定方式工作的计算机可读存储器中，使得存储在该计算机可读存储器中的指令产生包括指令装置的制造品，该指令装置实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能。

这些计算机程序指令也可装载到计算机或其他可编程数据处理设备上，使得在计算机或其他可编程设备上执行一系列操作步骤以产生计算机实现的处理，从而在计算机或其他可编程设备上执行的指令提供用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的步骤。

尽管已描述了本发明的优选实施例，但本领域内的技术人员一旦得知了基本创造性概念，则可对这些实施例作出另外的变更和修改。所以，所附权利要求意欲解释为包括优选实施例以及落入本发明范围的所有变更和修改。

显然，本领域的技术人员可以对本发明实施例进行各种改动和变型而不脱离本发明实施例的精神和范围。这样，倘若本发明实施例的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。

Claims (14)

1.一种自适应速率的信号处理方法，其特征在于，包括：

获取待传输的至少一个物理层信号，并确定所述至少一个物理层信号中每一个物理层信号的信号速率；

在所述至少一个物理层信号中，分别筛选出与设定的第一标准速率的比值不符合预设值的所有物理层信号和符合预设值的所有物理层信号；其中，每筛选出一个不符合预设值的物理层信号，则针对所述一个不符合预设值的物理层信号进行分数内插滤波处理以归一化至所述第一标准速率；

将归一化至所述第一标准速率的所有物理层信号与符合预设值的所有物理层信号进行多信号叠加后进行发送。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，获取待传输的至少一个物理层信号，并确定所述至少一个物理层信号中每一个物理层信号的信号速率，具体包括：

获取待传输的至少一个物理层信号，根据上行同步定时TRT测量结果，对所述至少一个物理层信号进行同步调整后，确定所述至少一个物理层信号中每一个物理层信号的信号速率。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，在所述至少一个物理层信号中，分别筛选出与设定的第一标准速率的比值不符合预设值的所有物理层信号和符合预设值的所有物理层信号，具体包括：

在所述至少一个物理层信号中，分别计算所述第一标准速率与每一个物理层信号的速率的比值，筛选出所有比值不为2的整数次幂的物理层信号作为不符合预设值的物理层信号，以及筛选出所有比值为2的整数次幂的物理层信号作为符合预设值的物理层信号。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，每筛选出一个不符合预设值的物理层信号，则针对所述一个不符合预设值的物理层信号进行分数内插滤波处理以归一化至所述第一标准速率，具体包括：

每筛选出一个不符合预设值的物理层信号，则针对所述一个不符合预设值的物理层信号进行K倍内插并有效滤除镜像归一化至所述所述第一标准速率，其中，K大小等于所述第一标准速率与所述一个不符合预设值的物理层信号的信号速率的比值。

5.如权利要求1-4任一项所述的方法，其特征在于，将归一化至所述第一标准速率的所有物理层信号与符合预设值的所有物理层信号进行多信号叠加后进行发送，具体包括：

针对归一化至所述第一标准速率的所有物理层信号进行频谱成型滤波处理后，再进行半带滤波处理将信号速率调整至预设的第二标准速率；

针对符合预设值的每个物理层信号进行频谱成型滤波处理后，再进行次半带滤波处理将信号速率调整至预设的第二标准速率，K大小等于所述第一标准速率与当前符合预设值的物理层信号的信号速率的比值；

将调整至所述第二标准速率的所有信号进行多信号叠加后进行发送。

6.如权利要求5所述的方法，其特征在于，将调整至所述第二标准速率的所有信号进行多信号叠加后进行发送，具体包括：

将调整至所述第二标准速率的所有信号进行多信号叠加后，针对叠加后的信号进行半带滤波处理后将速率调整至预设的第三标准速率后依次进行信号的削峰操作与数字预失真处理，并进行信号的同步发送。

7.如权利要求5所述的方法，其特征在于，该方法还包括：

通过模拟数字转换器ADC以第二标准速率采集各终端发送的信号；

基于物理层测量的频偏估计，对所述信号进行频偏补偿，并进行1/2半带滤波抽取后将各终端发送的信号速率进行速率调整；

对速率调整后的信号通过频谱成型滤波处理后，进行相应的分数滤波抽取处理并发送给基站的接收端。

8.一种自适应速率的信号处理装置，其特征在于，包括：

确定单元，用于获取待传输的至少一个物理层信号，并确定所述至少一个物理层信号中每一个物理层信号的信号速率；

筛选单元，在所述至少一个物理层信号中，分别筛选出与设定的第一标准速率的比值不符合预设值的所有物理层信号和符合预设值的所有物理层信号；其中，每筛选出一个不符合预设值的物理层信号，则针对所述一个不符合预设值的物理层信号进行分数内插滤波处理以归一化至所述第一标准速率；

第一处理单元，用于将归一化至所述第一标准速率的所有物理层信号与符合预设值的所有物理层信号进行多信号叠加后进行发送。

9.如权利要求8所述的装置，其特征在于，获取待传输的至少一个物理层信号，并确定所述至少一个物理层信号中每一个物理层信号的信号速率时，所述确定单元具体用于：

获取待传输的至少一个物理层信号，根据上行同步定时TRT测量结果，对所述至少一个物理层信号进行同步调整后，确定所述至少一个物理层信号中每一个物理层信号的信号速率。

10.如权利要求8所述的装置，其特征在于，在所述至少一个物理层信号中，分别筛选出与设定的第一标准速率的比值不符合预设值的所有物理层信号和符合预设值的所有物理层信号时，所述筛选单元具体用于：

在所述至少一个物理层信号中，分别计算所述第一标准速率与每一个物理层信号的速率的比值，筛选出所有比值不为2的整数次幂的物理层信号作为不符合预设值的物理层信号，以及筛选出所有比值为2的整数次幂的物理层信号作为符合预设值的物理层信号。

11.如权利要求8所述的装置，其特征在于，每筛选出一个不符合预设值的物理层信号，则针对所述一个不符合预设值的物理层信号进行分数内插滤波处理以归一化至所述第一标准速率时，所述筛选单元具体用于：

每筛选出一个不符合预设值的物理层信号，则针对所述一个不符合预设值的物理层信号进行K倍内插并有效滤除镜像归一化至所述所述第一标准速率，其中，K大小等于所述第一标准速率与所述一个不符合预设值的物理层信号的信号速率的比值。

12.如权利要求8-11任一项所述的装置，其特征在于，将归一化至所述第一标准速率的所有物理层信号与符合预设值的所有物理层信号进行多信号叠加后进行发送时，所述第一处理单元具体用于：

针对归一化至所述第一标准速率的所有物理层信号进行频谱成型滤波处理后，再进行半带滤波处理将信号速率调整至预设的第二标准速率；

针对符合预设值的每个物理层信号进行频谱成型滤波处理后，再进行次半带滤波处理将信号速率调整至预设的第二标准速率，K大小等于所述第一标准速率与当前符合预设值的物理层信号的信号速率的比值；

将调整至所述第二标准速率的所有信号进行多信号叠加后进行发送。

13.如权利要求12所述的装置，其特征在于，将调整至所述第二标准速率的所有信号进行多信号叠加后进行发送时，所述第一处理单元具体用于：

将调整至所述第二标准速率的所有信号进行多信号叠加后，针对叠加后的信号进行半带滤波处理后将速率调整至预设的第三标准速率后依次进行信号的削峰操作与数字预失真处理，并进行信号的同步发送。

14.如权利要求13所述的装置，其特征在于，该装置还包括第二处理单元用于：

通过模拟数字转换器ADC以第二标准速率采集各终端发送的信号；

基于物理层测量的频偏估计，对所述信号进行频偏补偿，并进行1/2半带滤波抽取后将各终端发送的信号速率进行速率调整；

对速率调整后的信号通过频谱成型滤波处理后，进行相应的分数滤波抽取处理并发送给基站的接收端。