CN105009655A

CN105009655A - 在支持超高频带的无线接入系统中产生同步信号的方法和装置

Info

Publication number: CN105009655A
Application number: CN201380063611.4A
Authority: CN
Inventors: 金镇玟; 金起台; 高贤秀; 郑载薰
Original assignee: LG Electronics Inc
Current assignee: LG Electronics Inc
Priority date: 2012-11-05
Filing date: 2013-11-05
Publication date: 2015-10-28
Anticipated expiration: 2033-11-05
Also published as: US20150312026A1; US9537649B2; CN105009655B; KR20150082233A; WO2014069966A1

Abstract

本发明涉及一种用于新定义要在超高频带中使用的同步信号并且通过使用该同步信号获取下行链路同步的方法以及用于支持该方法的装置。根据本发明的一个实施例的通过其e节点B(eNB)在支持超频带的无线接入系统中发送用于补偿载波频率偏移的同步信号的方法，能够包括下述步骤：生成具有第一重复特性的第一重复同步信号；生成具有第二重复特性的第二重复同步信号；以及在相同的子帧中发送第一重复同步信号和第二重复同步信号。

Description

在支持超高频带的无线接入系统中产生同步信号的方法和装置

技术领域

本发明涉及一种在超高频带中使用的新的同步信号的定义、使用同步信号获取下行链路同步的方法，以及在无线接入系统中支持该方法的设备。

背景技术

无线接入系统已经被广泛地部署以提供诸如语音或者数据的各种类型的通信服务。通常，无线通信系统是通过在它们之间共享可用的系统资源(带宽、发送功率等等)支持多个用户的通信的多址系统。例如，多址系统包括码分多址(CDMA)系统、频分多址(FDMA)系统、时分多址(TDMA)系统、正交频分多址(OFDMA)系统，以及单载波频分多址(SC-FDMA)系统等等。

与传统的无线接入系统相比较，超高频率无线接入系统以数个GHz到数十个GHz的中心频率操作。中心频率的超高频率特性恶化在用户设备(UE)的移动期间产生的多普勒效应或者通过UE和基站(BS)之间的振荡器误差引起的载波频率偏移(CFO)的效应。例如，多普勒效应和CFO相对于中心频率线性地增加。由UE和BS之间的振荡器误差产生的CFO以ppm(＝10^-6)为单位具有大的值。

为了克服在传统的蜂窝网络中的同步信号的检测遇到的CFO问题，BS向UE发送同步信道(SCH)、导频信号、和/或参考符号(RS)并且UE使用接收到的信号估计和/或校正CFO。然而，超高频率无线接入系统产生比传统蜂窝网络更大的CFO值。因此，存在对于以超高频带定义同步信号/信道并且以不同于传统网络的方式发送同步信号/信道以便于估计/校正CFO的需求。

发明内容

技术问题

被设计以解决问题的本发明的目的在此定义对于在超高频带中使用的新同步信号。

本发明的另一目的是为了提供用于在超高频带中发送同步信号以获取同步信道的各种方法。

本发明的另一目的是为了提供支持上述方法的设备。

本领域的技术人员将会理解，本发明将实现的目的不受限于在上文已经特别地描述的目的，并且从下面详细的描述中，本领域的技术人员将会更加清楚地理解本发明要实现的以上和其它目的。

技术方案

本发明涉及一种用于定义在超高频中使用的新同步信号和使用该同步信号获取下行链路同步的方法以及支持该方法的设备。

在本发明的一个方面中，在此提供一种用于在支持高频带的无线接入系统中通过基站(BS)发送同步信号以校正载波频率偏移(CFO)的方法。该方法包括：生成具有第一重复特性的第一重复同步信号；生成具有第二重复特性的第二重复同步信号；以及在相同的子帧中发送第一和第二重复同步信号。

该方法可以进一步包括发送包括指示第一重复特性的第一重复因子和指示第二重复特性的第二重复因子的消息。该消息可以进一步包括关于承载第一和第二重复同步信号的子帧的位置的信息。

在本发明的另一方面中，在此提供一种BS，该BS用于在支持高频带的无线接入系统中发送同步信号以校正CFO。BS包括发射器，和处理器，该处理器被配置成生成重复同步信号。

处理器可以被配置成生成具有第一重复特性的第一重复同步信号，生成具有第二重复特性的第二重复同步信号，并且控制发射器在相同的子帧中发送第一和第二重复同步信号。

处理器可以控制发射器发送包括指示第一重复特性的第一重复因子和指示第二重复特性的第二重复因子的消息。该消息可以进一步包括关于承载第一和第二重复同步信号的子帧的位置的信息。

根据本发明的上述方面，在子帧的相邻的正交频分复用(OFDM)符号中可以发送第一和第二重复同步信号。

根据第一重复特性通过插入零比特可以生成第一重复同步信号，并且根据第二重复特性通过插入零比特可以生成第二重复同步信号。

本发明的前述方面仅是本发明的优选实施例的一部分。从本发明的下面的详细描述中本领域的技术人员将会得出和理解反映本发明的技术特征的各种实施例。

有益效果

根据本发明的实施例，能够实现下述效果。

首先，因为本发明的实施例提供在超高频带中使用的同步信号，所以甚至在受多普勒效应严重影响的超高频带中同步信号能够被精确地检测和校正。

其次，通过用于在超高频带中发送同步信号以获取同步信道的各种方法能够适当地校正载波频率偏移(CFO)值。

本领域的技术人员将会理解，能够利用本发明实现的效果不限于已在上文特别描述的效果，并且从结合附图的下面的具体描述将更清楚地理解本发明的其它优点。

附图说明

附图被包括以提供对本发明的进一步理解，附图图示本发明的实施例并且连同描述一起用以解释本发明的原理。在附图中：

图1图示在本发明的实施例中可以使用的物理信道和使用该物理信道的一般信号传输方法；

图2图示在本发明的实施例中使用的无线电帧结构；

图3图示在本发明的实施例中可以使用的用于一个DL时隙的持续时间的下行链路(DL)资源网格的结构；

图4图示可以在本发明的实施例中使用的上行链路(UL)子帧的结构；

图5图示在本发明的实施例中可以使用的DL子帧的结构；

图6图示在本发明的实施例中使用的LTE-A系统的跨载波调度的子帧结构；

图7是图示用于根据本发明的实施例的用于生成重复的同步信号的方法之一的信号流的图；

图8图示在本发明的实施例中可以使用的用于将重复的同步信号调制成正交频分复用(OFDM)符号的设备的示例性结构；

图9图示时域中的重复同步信号的表现；

图10图示根据本发明的实施例的重复的同步信号被映射到的子帧结构之一；以及

图11是实现在图1至图10中描述的方法的设备的框图。

具体实施方式

下面详细地描述的本发明的实施例涉及在超高频带中使用的新同步信号的定义、使用该同步信号获取下行链路(DL)同步的方法，以及支持该方法的设备。

在下面描述的本发明的实施例是以特定形式的本发明的元素和特征的组合。除非另作说明，可以选择性的考虑元素或者特征。每个元素或者特征可以在没有与其他元素或者特征结合的情况下实践。此外，本发明的实施例可以通过组合元素和/或特征的部分而构造。可以重新安排在本发明的实施例中描述的操作顺序。任何一个实施例的一些构造可以被包括在另一个实施例中，并且可以与另一个实施例的相应构造或者特征来替换。

在附图的描述中，将会避免本发明的已知的过程或者步骤的详细描述免得其会晦涩本发明的主题。另外，也将不会描述本领域的技术人员应理解的过程或者步骤。

在本发明的实施例中，主要以在基站(BS)和用户设备(UE)之间的数据传输和接收关系进行描述。BS指的是网络的终端节点，其与UE直接地进行通信。可以通过BS的上节点来执行被描述为由BS执行的特定操作。

即，显然的是，在由包括BS的多个网络节点构成的网络中，BS或除了BS之外的网络节点可以执行被执行用于与UE进行通信的各种操作。可以将术语“BS”替换为术语固定站、节点B、演进节点B(e节点B或eNB)、高级基站(ABS)、接入点(AP)等。

在本发明的实施例中，术语终端可以被替换UE、移动台(MS)、订户站(SS)、移动订户站(MSS)、移动终端、高级移动站(AMS)等。

发射器是提供数据服务或者语音服务的固定的和/或移动的节点，并且接收器是接收数据服务或者语音服务的固定的和/或移动的节点。因此，在上行链路(UL)上，UE可以用作发射器并且BS可以用作接收器。同样地，在下行链路上，UE可以用作接收器并且BS可以用作发射器。

本发明的示例性实施例由对于包括电气与电子工程师协会(IEEE)802.xx系统、第三代合作伙伴计划(3GPP)系统、3GPP长期演进(LTE)系统和3GPP2系统的无线接入系统中的至少一个公开的标准文献支持。特别地，本发明的实施例可以由3GPP TS 36.211、3GPP TS 36.212、3GPP TS 36.213和3GPP TS 36.321的标准规范支持。即，在本发明的实施例中没有描述以清楚披露本发明的技术理念的步骤或者部分可以由以上的标准规范支持。通过标准规范可以解释在本发明的实施例中使用的所有术语。

现在将会参考附图来详细地参考本发明的优选实施例。下面参考附图将会给出的详细描述，旨在解释本发明的示例性实施例，而不是仅示出根据本发明能够实现的实施例。

下面的详细描述包括特定术语以便于提供对本发明的透彻理解。然而，对于本领域的技术人员来说显然的是，在没有脱离本发明的技术精神和范围的情况下特定的术语可以被替换成其它的术语。

例如，在本发明的实施例中使用的术语，TA与相同意义的时间提前、定时调节、或者时间调节可互换。

本发明的实施例能够应用于诸如码分多址(CDMA)、频分多址(FDMA)、时分多址(TDMA)、正交频分多址(OFDMA)、单载波频分多址(SC-FDMA)等等的各种无线接入系统。

CDMA可以被实现为诸如通用陆地无线电接入(UTRA)或CDMA2000的无线通信技术。TDMA可以被实现为诸如全球移动通信系统(GSM)/通用分组无线电服务(GPRS)/增强的数据速率GSM演进(EDGE)的无线电技术。OFDMA可以被实现为诸如IEEE 802.11(Wi-Fi)、IEEE 802.16(WiMAX)、IEEE 802.20、演进型UTRA(E-UTRA)等等的无线电技术。

UTRA是通用移动电信系统(UMTS)的一部分。3GPP LTE是使用E-UTRA的演进型UMTS(E-UMTS)的一部分，其对于DL采用OFDMA并且对于UL采用SC-FDMA。LTE-高级(LTE-A)是3GPP LTE的演进。虽然在3GPP LTE/LTE-A系统的背景下描述了本发明的实施例以便于澄清本发明的技术特征，但是本发明也可适用于IEEE802.16e/m系统等等。

1. 3GPP LTE/LTE-A系统

在无线接入系统中，UE在DL上从eNB接收信息并且在UL上将该信息发送到eNB。在UE和eNB之间发送和接收的信息包括一般的数据信息和各种类型的控制信息。根据在eNB和UE之间发送和接收的信息的类型/用法存在多种物理信道。

1.1系统概述

图1图示在本发明的实施例中可以使用的物理信道和使用物理信道的一般方法。

当UE被通电或者进入新的小区时，UE执行初始小区搜索(S 11)。初始小区搜索涉及与eNB同步的获取。具体地，UE可以通过从eNB接收主同步信道(P-SCH)和辅同步信道(S-SCH)同步与eNB的定时并且获取信息，诸如小区标识符(ID)。

然后UE可以通过从eNB接收物理广播信道(PBCH)获取在小区中的广播的信息。

在初始小区搜索期间，UE可以通过接收下行链路参考信号(DLRS)监测DL信道状态。

在初始小区搜索之后，UE可以基于PDCCH的信息通过接收物理下行链路控制信道(PDCCH)并且接收物理下行链路共享信道(PDSCH)获得更加详细的系统信息(S12)。

为了完成对eNB的连接，UE可以与eNB执行随机接入过程(S13至S16)。在随机接入过程中，UE可以在物理随机接入信道(PRACH)上发送前导(S13)，并且可以接收PDCCH和与PDCCH相关联的PDSCH(S 14)。在基于竞争的随机接入的情况下，UE可以附加地执行包括附加的PRACH的传输(S15)和PDCCH信号和与PDCCH信号相对应的PDSCH信号的接收(S16)的竞争解决过程。

在上述过程之后，在一般的UL/DL信号传输过程中，UE可以从eNB接收PDCCH和/或PDSCH(S17)并且将物理上行链路共享信道(PUSCH)和/或物理上行链路控制信道(PUCCH)发送到eNB(S 18)。

UE发送到eNB的控制信息通常被称为上行链路控制信息(UCI)。UCI包括混合自动重传请求肯定应答/否定应答(HARQ-ACK/NACK)、调度请求(SR)、信道质量指示符(CQI)、预编译矩阵索引(PMI)、秩指示符(RI)等等。

在LTE系统中，通常在PUCCH上定期地发送UCI。然而，如果应同时发送控制信息和业务数据，则可以在PUSCH上发送控制信息和业务数据。另外，在从网络接收请求/命令时，可以在PUSCH上不定期地发送UCI。

图2图示在本发明的实施例中使用的示例性无线电帧结构。

图2(a)图示帧结构类型1。帧结构类型1可适用于全频分双工(FDD)系统和半FDD系统两者。

一个无线电帧是10ms(T_f＝307200·T_s)长，包括从0到19编索引的等同大小的20个时隙。各个时隙是0.5ms(T_slot＝15360·T_s)长。一个子帧包括两个连续的时隙。第i个子帧包括第2i和第(2i+1)时隙。即，无线电帧包括10个子帧。对于发送一个子帧所要求的时间被定义为传输时间间隔(TTI)。Ts是作为T_s＝1/(15kHzx2048)＝3.2552x10^-8(大约33ns)被给出的采样时间。一个时隙包括时域中的多个正交频分复用(OFDM)符号或者SC-FDMA符号乘以频域中的多个资源块(RB)。

时隙在时域中包括多个OFDM符号。因为在3GPP LTE系统中对于DL采用OFDM，所以一个OFDM符号表示一个符号时段。OFDM符号可以被称为SC-FDMA符号或者符号时段。RB是在一个时隙中包括多个连续的子载波的资源分配单元。

在全FDD系统中，10个子帧中的每一个可以被同时用于10-ms的持续时间期间的DL传输和UL传输。通过频率区分DL传输和UL传输。另一方面，UE不能够在半FDD系统中同时执行传输和接收。

上述无线电帧结构仅是示例性的。因此，可以改变无线电帧中的子帧的数目、子帧中的时隙的数目、以及时隙中的OFDM符号的数目。

图2(b)图示帧结构类型2。帧结构类型2被应用于时分双工(TDD)系统。一个无线电帧是10ms(T_f＝307200·T_s)长，包括均每个具有5ms(＝153600·T_s)长的长度的两个半帧。每个半帧包括均是1ms(＝30720·T_s)长的五个子帧。第i子帧包括均具有0.5ms(T_slot＝15360·T_s)的长度的第2i和第(2i+1)时隙。T_s是被给出为T_s＝1/(15kHzx2048)＝3.2552x10^-8(大约33ns)的采样时间。

类型2帧包括特定子帧，特定子帧具有三个字段，下行链路导频时隙(DwPTS)、保护时段(GP)、以及上行链路导频时隙(UpPTS)。DwPTS被用于UE处的初始小区搜索、同步、或者信道估计，并且UpPTS被用于在eNB处的信道估计和与UE的UL传输同步。GP被用于消除通过DL信号的多路径延迟引起的在UL和DL之间的UL干扰。

下面[表1]列出特殊子帧配置(DwPTS/GP/UpPTS长度)。

[表1]

图3图示用于在本发明的实施例中可以使用的用于一个DL时隙的持续时间的DL资源网格的示例性结构。

参考图3，DL时隙在时域中包括多个OFDM符号。一个DL时隙在时域中包括7个OFDM符号并且在频域中包括12个子载波，本发明不受限于此。

资源网格的每个元素被称为资源元素(RE)。RB包括12x7个RE。在DL时隙中的RB的数目，NDL，取决于DL传输带宽。UL时隙可以具有与DL时隙相同的结构。

图4图示在本发明的实施例中可以使用的UL子帧的结构。

参考图4，在频域中UL子帧可以被划分成控制区域和数据区域。承载UCI的PUCCH被分配给控制区域并且承载用户数据的PUSCH被分配给数据区域。为了保持单载波特性，UE没有同时发送PUCCH和PUSCH。在子帧中的一对RB被分配给用于UE的PUCCH。RB对的RB在两个时隙中占用不同的子载波。因此可以说RB对在时隙边界上跳频。

图5图示在本发明的实施例中可以使用的DL子帧的结构。

参考图5，从OFDM符号0开始的DL子帧的直至3个OFDM符号被用作对其分配控制信道的控制区域，并且DL子帧的其它的OFDM符号被用作对其分配PDSCH的数据区域。为3GPP LTE系统定义的DL控制信道包括物理控制格式指示符信道(PCFICH)、PDCCH、以及物理混合ARQ指示符信道(PHICH)。

在子帧的第一OFDM符号中发送PCFICH，其承载关于子帧中被用于控制信道的传输的OFDM符号的数目(即，控制区域的大小)的信息的。PHICH是对UL传输的响应信道，递送HARQ ACK/NACK信号。在PDCCH上承载的控制信息被称为下行链路控制信息(DCI)。DCI传送用于UE组的UL资源指配信息、DL资源指配信息、或者UL传输(Tx)功率控制命令。

2.载波聚合(CA)环境

2.1 CA概述

3GPP LTE系统(遵循版本8或者版本9)(在下文中，被称为LTE系统)使用多载波调制(MCM)，其中单分量载波(CC)被划分成多个带。相反地，3GPP LTE-A系统(在下文中，被称为LTE-A系统)可以通过聚合一个或者多个CC以支持比LTE系统更宽的系统带宽来使用CA。术语CA与载波组合、多CC环境、或者多载波环境可互换地使用。

在本发明中，多载波意指CA(或者载波组合)。在此，CA覆盖连续的载波的聚合和非连续的载波的聚合。被聚合的CC的数目对于DL和UL来说可以是不同的。如果DL CC的数目等于UL CC的数目，则这被称为对称的载波。如果DL CC的数目不同于UL CC的数目，则这被称为非对称的载波。术语CA与载波组合、带宽聚合、频谱聚合等等可互换地使用。

LTE-A系统旨在通过聚合两个或者更多个CC，即，通过CA支持高达100MHz的带宽。为了确保与传统的IMT系统的后向兼容性，具有比目标带宽小的带宽的一个或者多个载波中的每一个可以被限于在传统系统中使用的带宽。

例如，传统的3GPP LTE系统支持带宽{1.4、3、5、10、15、和20MHz}并且3GPP LTE-A系统可以使用这些LTE带宽支持比20MHz更宽的带宽。本发明的CA系统可以通过定义新的带宽支持CA，不论在传统系统中使用的带宽如何。

存在两种类型的CA，带内CA和带间CA。带内CA意指多个DLCC和/或UL CC在频率中是连续的或者相邻的。换言之，DL CC和或UL CC的载波频率可以被定位在相同的带中。另一方面，在频域中CC彼此远离的环境可以被称为带间CA。换言之，多个DL CC和/或UL CC的载波频率被定位在不同的带中。在这样的情况下，UE可以使用多个射频(RF)端以在CA环境下进行通信。

LTE-A系统采用小区的概念管理无线电资源。上述CA环境可以被称为多小区环境。小区被定义为DL和UL CC对，尽管UL资源不是强制的。因此，可以通过单独的DL资源或者DL和UL资源配置小区。

例如，如果为特定的UE配置一个服务小区，则UE可以具有一个DL CC和一个UL CC。如果为UE配置两个或者更多个服务小区，则UE可以具有与服务小区的数目一样多的DL CC和与服务小区数目一样多的UL CC或者比其少的UL CC，或者反之亦然。即，如果为UE配置多个服务小区，则也可以支持使用比DL CC多的UL CC的CA环境。

CA可以被视为具有不同的载波频率(中心频率)的两个或者多个小区的聚合。在此，术语“小区”应与通过eNB覆盖的地理区域的“小区”相区分。在下文中，带内CA被称为带内多小区并且带间CA被称为带间多小区。

在LTE-A系统中，定义主小区(PCell)和辅助小区(SCell)。PCell和SCell可以被用作服务小区。对于处于RRC_CONNECTED状态下的UE，如果没有为UE配置CA或者UE不支持CA，则对于UE来说存在仅包括PCell的单个服务小区。相反地，如果UE处于RRC_CONNECTED状态下并且为UE配置CA，则对于UE来说可以存在一个或者多个服务小区，包括PCell和一个或者多个SCell。

通过RRC参数可以配置服务小区(PCell和SCell)。小区的物理层ID，PhysCellId，是范围从0至503的整数值。SCell的短的ID，SCellIndex是范围从1至7的整数值。服务小区(PCell或者SCell)的短ID，ServeCellIndex是范围从1至7的整数值。如果ServeCellIndex是0，则这指示PCell并且用于SCell的ServeCellIndex的值被预先指配。即，ServeCellIndex的最小的小区ID(或者小区索引)指示PCell。

PCell指的是在主频率(或者主CC)下操作的小区。UE可以为了初始连接建立或者连接重建使用PCell。PCell可以是在切换期间指示的小区。另外，PCell是负责在CA环境下配置的服务小区当中的控制相关通信。即，用于UE的PUCCH分配和传输可能仅在PCell中发生。另外，UE可以在获取系统信息或者改变监测过程中仅使用PCell。演进的通用陆地无线电接入网络(E-UTRAN)可以通过到支持CA的UE的包括移动性控制信息(mobilityControlInfo)的较高层RRC连接重新配置(RRCConnectionReconfiguraiton)消息仅改变用于切换过程的PCell。

SCell可以指的是在辅助频率(或者辅助CC)下操作的小区。虽然仅一个PCell被分配给特定的UE，但是一个或者多个SCell可以被分配给UE。在RRC连接建立之后SCell可以被配置并且可以被用于提供附加的无线电资源。在除了PCell的小区中，即，在CA环境下配置的服务小区当中的SCell中，不存在PUCCH。

当E-UTRAN将SCell添加到支持CA的UE时，E-UTRAN可以通过专用信令将与处于RRC_CONNECTED状态下的相关小区的操作有关的所有系统信息发送到UE。通过释放和添加有关SCell可以控制改变系统信息。在此，可以使用较高层RRCConnectionReconfiguration消息。E-UTRAN可以发送用于每个小区的具有不同参数的专用信号而不是其在有关SCell中广播。

在初始安全性激活过程开始之后，E-UTRAN可以通过将SCell添加到在连接建立过程期间最初配置的PCell来配置包括一个或者多个SCell的网络。在CA环境中，PCell和SCell中的每一个可以作为CC操作。在下文中，在本发明的实施例中主CC(PCC)和PCell可以以相同的意义被使用并且辅助CC(SCC)和SCell可以以相同的意义被使用。

2.2跨载波调度

从载波或者服务小区的角度来看，为CA系统定义了两个调度方案，自调度和跨载波调度。跨载波调度可以被称为跨CC调度或跨小区调度。

在自调度中，PDCCH(承载DL许可)和PDSCH在相同的DL CC中被发送或者在被链接到其中接收PDCCH(承载UL许可)的DL CC的UL CC中发送PUSCH。

在跨载波调度中，在不同的DL CC中发送PDCCH(承载DL许可)和PDSCH，或者在除了被链接到其中接收PDCCH(承载UL许可)的DL CC的UL CC之外的UL CC中发送PUSCH。

跨载波调度可以被UE特定地激活或者停用并且通过高层信令(例如，RRC信令)向每个UE半静态地指示。

如果跨载波调度被激活，则在指示其中由PDCCH指示的PDSCH/PUSCH将要被发送的DL/UL的PDCCH中要求载波指示符字段(CIF)。例如，PDCCH可以通过CIF向多个CC中的一个分配PDSCH资源或者PUSCH资源。即，当DL CC的PDCCH向被聚合的DL/UL CC中的一个分配PDSCH或者PUSCH时，CIF被设置在PDCCH中。在这样的情况下，LTE版本8的DCI格式可以根据CIF被扩展。CIF可以被固定到三个比特并且CIF的位置可以被固定，不论DCI格式大小如何。另外，LTE版本8PDCCH结构(基于相同的CCE的相同的编译和资源映射)可以被重用。

另一方面，如果在DL CC中发送的PDCCH分配相同的DL CC的PDSCH资源或者在被链接到DL CC的单个UL CC中分配PUSCH资源，则在PDCCH中没有设置CIF。在这样的情况下，LTE版本8PDCCH结构(基于相同的CCE的相同的编译和资源映射)可以被使用。

如果跨载波调度是可用的，则UE根据每个CC的带宽和/或传输模式在监测CC的控制区域中需要监测用于DCI的多个PDCCH。因此，为了该目的需要适当的SS配置和PDCCH监测。

在CA系统中，UE DL CC集合是用于UE接收PDSCH而调度的DL CC的集合，并且UE UL CC集合是用于UE发送PUSCH而调度的UL CC的集合。PDCCH监测集合是其中监测PDCCH的一个或者多个DL CC的集合。PDCCH监测集合可以与UE DL CC集合相同或者可以是UE DL CC集合的子集。PDCCH监测集合可以包括UE DL CC集合的DL CC中的至少一个。或者可以定义PDCCH监测集合，不论UE DLCC集合如何。被包括在PDCCH监测集合中的DL CC可以被配置为始终启用用于被链接到DL CC的UL CC的自调度。UE DL CC集合、UEUL CC集合、以及PDCCH监测集合可以被UE特定地配置、UE组特定地配置、或者小区特定地配置。

如果跨载波调度被停用，则这意味着PDCCH监测集合始终与UEDL CC集合相同。在这样的情况下，不存在对于用信号发送PDCCH监测集合的需求。然而，如果跨载波调度被激活，则PDCCH监测集合被优选地定义在UE DL CC集合内。即，eNB仅在PDCCH监测集合中发送PDCCH以调度用于UE的PDSCH或者PUSCH。

图6图示在本发明的实施例中使用的在LTE-A系统中的跨载波调度的子帧结构。

参考图6，为用于LTE-A UE的DL子帧聚合三个DL CC。DL CC“A”被配置为PDCCH监测DL CC。如果CIF没有被使用，则每个DL CC可以在没有CIF的情况下在相同的DL CC中递送调度PDSCH的PDCCH。另一方，如果通过较高层信令使用CIF，则仅DL CC“A”可以在相同的DL CC“A”或者其它的CC中承载调度PDSCH的PDCCH。在此，在没有被配置为PDCCH监测DL CC的DL CC“B”和DL CC“C”中不发送PDCCH。

3.超高频带的同步信道(SCH)

3.1载波频率偏移(CFO)

在LTE-A系统中定义在UE和eNB之间的振荡器误差值。例如，与从E-UTRA节点B接收到的载波频率相比较，3GPP TS 36.101标准规范要求在一个时隙持续时间期间UE应具有等于或者低于±0.1ppm的精确度。而且，3GPP TS 36.104标准规范将频率误差定义为在eNB的实际传输频率和被分配的频率之间的差。

下面[表2]根据BS种类列出振荡器精确度。

[表2]

BS种类	精确度
		广域BS	±0.05ppm
局域BS	±0.1ppm
		本地BS	±0.25ppm

因此，在UE和eNB之间的最大振荡器误差是±0.1ppm。如果在一个方向中产生误差，则可以给出高达0.2ppm的偏移。通过[中心频率×频率偏移(ppm)]，根据每个中心频率，该ppm值被转换成Hz。同时，OFDM系统根据子载波间距经历CFO值的不同效应。

例如，具有大的子载波间距的OFDM系统不受大的CFO值的很大地影响。在此背景下，有必要将实际的CFO值(绝对值)表示为影响OFDM系统的相对值。此相对值可以被称为被表达为[CFO(Hz)/子载波间距]的标称的CFO。

根据中心频率和振荡器偏移值[表3]列出CFO值。

[表3]

[表3]列出与中心频率和振荡器偏移值有关的CFO值和标称的CFO值。除了每个CFO值之外的括弧的值指示标称的CFO值。在[表3]中，对于2GHz的中心频率假定在LTE版本8/9/10中使用的15kH的子载波间距，并且考虑到多普勒效应，对于30GHz和60GHz的中心频率假定104.25kH的子载波间距以便于防止性能劣化。然而，这些子载波间距仅是示例性的并且因此其他的子载波间距可以被应用于中心频率。为了方便描述，在标称的CFO值的背景下给出下面的描述。除非另有明文规定，CFO值意指标称的CFO值。

在本发明的实施例中，CFO可以被划分成整数倍数的CFO和小数倍数的CFO。整数倍数的CFO是具有等于或者大于整数1的值的CFO并且小数倍数的CFO是具有小于整数1的分数值的CFO。整数倍数的CFO被表示为与对于各个整数的整数倍数一样多的子载波的移位并且小数倍数的CFO被表示为与小数倍数一样多的子载波的移位。

CFO估计技术在估计范围具有其自己的限制。根据在一个OFDM符号中被用于CFO估计的信号的重复的数目确定估计范围。如果大于估计范围的CFO被产生，则估计性能显著地降低。例如，如果使用循环前缀(CP)估计CFO，则在OFDM符号中观察到一个重复并且因此估计范围是±0.5。即，如果在OFDM符号中同步信号、序列、前导、或者训练符号被重复n次，则估计范围作为nx±0.5被给出。对于[表3]中的用于30GHz的中心频率的10ppm的振荡器偏移，CFO值是±2.9。因此，基于CP的估计技术对于CFO估计不是可行的。在一个OFDM符号中使用信号、序列、前导、或者训练符号被重复至少6次估计CFO。

因此，存在对于新同步信号、前导、或者训练符号的需求以便于在超高频无线接入系统中估计/校正CFO。将会给出用于在超高频无线接入系统中配置用于CFO估计的同步信号的方法的详细描述。而且，下面将会描述用于在超高频无线接入系统中获取同步的过程。

3.2同步信号

定义了同步序列用于产生在SCH上发送的同步信号。虽然在本发明中许多类型的序列是可用的，但将以在LTE系统中使用的辅助同步信号(SSS)作为示例。SSS是LTE系统中的m序列系列。然而，本发明不限于m序列系列并且Barker序列、Gold序列、Zadoff-ch序列等等可以被使用。此外，尽管m序列被使用，但是不同于SSS的初始种子或者具有不同于SSS的序列长度的结构可以被使用。

被用于SSS的同步序列d(0),...,d(61)是被级联和交织的两个31比特序列。被级联的序列以由主同步信号(PSS)指示的加扰序列加扰。

定义SSS的级联的两个长度31的序列在子帧0和子帧5中被不同地定义。根据[等式1]确定SSS。

[等式1]

在[等式1]中，通过下面的等式从物理层小区标识符(ID)组N_ID ^(l)中导出0≤n≤30和索引m₀和m₁。

[等式2]

m₀＝m′mod31

在下面将描述在[表4]中列出的根据[等式2]导出的m₀和m₁的值。长度31的两个序列，和是通过[等式3]定义的m序列的不同循环移位序列。

[等式3]

s_{0}^{(m_{0})} (n) = \tilde{s} ((n + m_{0}) \mod 31)

s_{1}^{(m_{1})} (n) = \tilde{s} ((n + m_{1}) \mod 31)

在[等式3]中，m序列(0≤i≤30)，并且通过下面的等式定义x(i)。

[等式4]

\begin{matrix} x (\overset{&OverBar;}{i} + 5) = (x (\overset{&OverBar;}{i} + 2) + x (\overset{&OverBar;}{i})) \mod 2, & 0 \leq \overset{&OverBar;}{i} \leq 25 \end{matrix}

在[等式4]中，设置初始条件，使得x(0)＝0、x(1)＝0、x(2)＝0、x(3)＝0、并且x(4)＝1。

根据PSS定义在[等式1]中描述的两个加扰序列c₀(n)和c₁(n)，并且根据[等式5]通过m序列的两个不同的循环移位定义。

[等式5]

c_{0} (n) = \tilde{c} ((n + N_{I D}^{(2)}) \mod 31)

c_{1} (n) = \tilde{c} ((n + N_{I D}^{(2)} + 3) \mod 31)

是物理层小区ID组中的物理层小区ID。通过[等式6]定义(0≤i≤30)和x(i)。

[等式6]

\begin{matrix} x (\overset{&OverBar;}{i} + 5) = (x (\overset{&OverBar;}{i} + 3) + x (\overset{&OverBar;}{i})) \mod 2, & 0 \leq \overset{&OverBar;}{i} \leq 25 \end{matrix}

在[等式6]中，设置初始条件，使得x(0)＝0、x(1)＝0、x(2)＝0、x(3)＝0、并且x(4)＝1。

根据[等式7]，通过m序列的循环移位定义在[等式1]中描述的加扰序列和

[等式7]

z_{1}^{(m_{0})} (n) = \tilde{z} ((n + (m_{0} \mod 8)) \mod 31)

z_{1}^{(m_{1})} (n) = \tilde{z} ((n + (m_{1} \mod 8)) \mod 31)

在[等式7]中，从[表4]获取m₀和m₁的值，并且通过[等式8]定义m序列(0≤i≤30)。

[等式8]

\begin{matrix} x (\overset{&OverBar;}{i} + 5) = (x (\overset{&OverBar;}{i} + 4) + x (\overset{&OverBar;}{i} + 2) + x (\overset{&OverBar;}{i} + 1) + x (\overset{&OverBar;}{i})) \mod 2, & 0 \leq \overset{&OverBar;}{i} \leq 25 \end{matrix}

在[等式8]中，设置初始条件，使得x(0)＝0、x(1)＝0、x(2)＝0、x(3)＝0、以及x(4)＝1。[表4]图示在通过[等式2]导出的m₀和m₁的值与物理层小区ID组之间的映射关系。

[表4]

以上述方式产生的同步序列d(n)被如下地映射到OFDM符号。根据帧结构同步序列被不同地映射到RE。在帧结构类型1中一个子帧被用于SSS并且在帧结构类型2中半帧被用于SSS。与被用于PSS的相同的天线端口被用于发送SSS。

根据[等式9]同步序列d(n)被映射到RE。

[等式9]

α_k，l＝d(n)，n＝0，...，６１

k = n - 31 + \frac{N_{R B}^{D L} N_{s c}^{R B}}{2}

然而，从[等式10]中导出的RE(k，1)不被用于SSS传输而是被保留。

[等式10]

k = n - 31 + \frac{N_{R B}^{D L} N_{s c}^{R B}}{2}

n＝-5,-4,...,-1,62,63,...66

3.3.重复同步信号-1

在3.2条中已经描述了用于生成同步信号的方法。现在，将会给出用于产生在超高频带无线接入系统中使用的重复同步信号的各种方法的详细描述。

重复同步信号基本上根据在3.2条中描述的用于产生同步信号的方法产生，并且以重复的序列构造以估计和/或校正在eNB和UE之间的振荡器误差或者多普勒效应。即，eNB和/或UE可以通过发送被重复的重复同步信号检测在超高频带中通过振荡器误差或者多普勒效应引起的CFO值。

图7图示根据本发明的实施例的生成重复同步信号的方法之一。

参考图7，eNB通过较高层信号(例如，RRC信号或者MAC信号)将重复因子N和M发送到UE，以产生重复同步序列(S710)。

步骤S710是可选的。例如，如果eNB需要在特定的无线电帧中发送重复同步信号，则eNB将包括重复因子N和M的较高层信号发送到UE。另一方面，如果应当承载重复同步信号的帧和重复因子被预设，则可以不执行步骤S710。在步骤S710中，较高层信号可以进一步包括关于承载重复同步信号的符号、子帧、和/或者帧的信息。

eNB基于重复因子N产生第一重复同步信号并且基于重复因子M产生第二重复同步信号(S720和S730)。

如果在步骤S720和S730中使用SSS配置重复同步信号，则可以通过零比特插入，即，通过在形成SSS的同步序列的元素之间插入与特定常数N或者M一样多的“0”比特，来配置重复序列。SSS序列被重复与被插入的“0”比特的数目一样多的次数，并且从初始序列的长度开始序列的总长度被增加了N或者M倍。

可以通过[等式11]产生被重复了与重复因子N一样多的次数的重复同步信号。对于重复因子M，通过在[等式11]中将N替换成M可以产生重复同步信号。

[等式11]

\begin{matrix} a_{k, l} = \tilde{d} (m), & m = 0, ..., 61 \cdot (N + 1) - 1 \end{matrix}

k = m - 31 \cdot N + \frac{N_{R B}^{D L} N_{s c}^{R B}}{2}

eNB将在步骤S720和S730中产生的第一和第二重复同步信号发送到UE(S740)。

在步骤S740中接收第一和第二重复同步信号时，UE可以估计和/或校正在超高频带中发送的信号的CFO，因为重复同步信号的估计范围被增加了与重复因子一样多。

[等式11]包括在LTE/LTE-A系统中的零比特插入之后的OFDM符号映射。因此，如果超高频无线接入系统具有不同于LTE/LTE-A系统的帧结构，则通过本发明提出的重复同步信号可以在传输之前被映射到不同的频率区域和/或不同的时间区域。在此，在[等式11]中描述的不同于k和l的值可以被使用。而且，如果除了SSS之外的序列被用作重复同步信号的基本序列，则在[等式11]中描述的d(n)(n＝0,…,61)可以被改变，并且因此可以使用不同长度的序列。

图8图示在本发明的实施例中可以使用的用于将重复同步信号调制成OFDM符号的设备的示例性结构，并且图9图示在时间域中的重复同步信号的表现。

同步信号或者训练符号被输入/输出到快速傅里叶逆变换(IFFT)模块，用于OFDM调制。图8图示IFFT模块的简化结构。IFFT模块调制用于RE映射的输入重复同步序列(d(0),0,0,d(1),…,d(n-1),0,0)至OFDM符号s(0),s(1),s(2),…,S(3n-3),S(3n-2),S(3n-1)。图8和图9图示具有重复因子N为3的示例。

图10图示根据本发明的实施例的重复同步信号被映射到其的帧结构之一。

被用于重复特性的重复因子N和M可以在超高无线接入系统中被固定地用于各个中心频率或者半静态地用于增加估计性能。

在本发明的实施例中，重复同步信号被示出为被映射到一个子帧中的一个或者多个OFDM符号。OFDM符号的数目可以根据重复同步信号的重复特性变化。例如，对于重复因子2，重复同步信号可以被映射到2个OFDM符号，并且对于重复因子3，重复同步信号可以被映射到3个OFDM符号。

此外，可以在一个子帧中发送具有不同重复特性的两个或者更多个重复同步信号。参考图10，如果一个子帧包括14个OFDM符号，则在第7和第8个OFDM符号中可以分别发送被重复两次的重复同步信号和被重复三次的重复同步信号。然而，这仅是示例性的，并且因此可以使用具有其它的重复特性的重复同步信号和/或其它位置处的OFDM符号。

如果在图7中重复因子N是2并且重复因子M是3，则eNB可以生成具有重复因子2的第一重复同步信号和具有重复因子3的第二重复同步信号。然后，eNB可以将在第7和第8符号中的第一和第二重复同步信号分别发送给UE。

当同步信号被产生时，通过在同步序列中插入“0”可以实现重复同步信号的重复特性。重复因子表示被插入的“0”的数目。

重复同步信号的使用可以增加整数倍数的CFO的估计性能，但是减少小数倍数的CFO的估计性能。因此，为了增加小数倍数CFO的估计性能，应使用不具有重复特性的同步信号。在此背景下，在特定的无线电帧中可以发送重复同步信号，并且在其它的无线电帧中可以发送不具有重复特性的同步信号，从而估计整数倍数CFO和小数倍数CFO二者。

在本发明的另一实施例中，在步骤S710中，eNB可以将关于承载重复同步信号和重复因子的无线电帧、子帧、以及被映射的OFDM符号中的至少一个的位置的信息发送到UE。在这样的情况下，UE可以通过检测通过eNB指示的无线电资源区域中的重复同步信号执行CFO校正。

4.设备

在图11中图示的设备是能够实现在之前参考图1至图10描述的方法的装置。

UE可以在UL上用作发射器并且在DL上用作接收器。BS可以在UL上用作接收器并且在DL上用作发射器。

即，UE和BS中的每一个可以包括发送(Tx)模块1140或者1150和接收(Rx)模块1160或者1170，用于控制信息、数据、和/或消息的发送和接收；和天线1100或者1110，用于发送和接收信息、数据、和/或消息。

UE和BS中的每一个可以进一步包括用于实现本发明的前述实施例的处理器1120或者1130和用于临时或者永久地存储处理器1120或者1130的操作的存储器1180或者1190。

能够使用前述的组件和UE和BS的功能实现本发明的实施例。例如，BS的处理器可以通过组合在1至3条中描述的前述方法产生和发送具有重复特性的重复同步信号。UE可以接收重复同步信号，使用重复同步信号估计和校正整数倍数的CFO，并且使用一般的同步信号估计和校正小数倍数的CFO。

UE和BS的Tx和Rx模块可以执行用于数据传输、高速分组信道编译功能、OFDMA分组调度、TDD分组调度、和/或信道化的分组调制/解调功能。图11的UE和BS中的每一个可以进一步包括低功率射频(RF)/中频(IF)模块。

同时，UE可以是个人数字助理(PDA)、蜂窝电话、个人通信服务(PCS)电话、全球移动系统(GSM)电话、宽带码分多址(WCDMA)电话、移动宽带系统(MBS)电话、手持式PC、膝上型PC、智能电话、多模多带(MM-MB)终端等等中的任意一个。

智能电话是采用移动电话和PDA二者的优点的终端。其将PDA的功能，即，诸如传真传输和接收和因特网连接的调度和数据通信合并到移动电话中。MB-MM终端指的是具有被内置在其中的多调制解调器芯片并且在移动因特网系统和其它的移动通信系统(例如，CDMA2000、WCDMA等等)中的任意一个中操作的终端。

本发明的实施例可以通过各种手段，例如，硬件、固件、软件或者其组合来实现。

在硬件配置中，可以通过一个或多个专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理装置(DSDP)、可编程逻辑器件(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器等来实现根据本发明的实施例的方法。

在固件或者软件配置中，可以以执行上述功能或者操作的模块、过程、功能等的形式实现根据本发明的实施例的方法。软件代码可以存储在存储器1180或者1190中，并且通过处理器1120或者1130执行。存储器位于该处理器的内部或者外部，并且可以经由各种已知的装置将数据发射到处理器和从处理器接收数据。

本领域内的技术人员可以明白，在不偏离本发明的精神和实质特性的情况下，可以以除了在此给出的那些之外的其他特定方式执行本发明。因此，上面的实施例在所有方面被解释为说明性的和非限制性的。应当通过所附的权利要求和它们的合法等同物而不是通过上面的描述来确定本发明的范围，并且在所附的权利要求的含义和等同范围内的所有改变意欲被涵盖在其中。对于本领域内的技术人员显然的是，在所附的权利要求中未明确地引用彼此的权利要求可以根据本发明的实施例以组合的方式被呈现或通过在提交本申请后的后续修改作为新的权利要求被包括。

工业实用性

本发明的实施例可适用于包括3GPP系统、3GPP2系统和/或IEEE802.xx系统的各种无线接入系统。除了这些无线接入系统之外，本发明的实施例可适用于其中无线接入系统发现它们的应用的所有技术领域。

Claims

1.一种用于在支持高频带的无线接入系统中通过基站(BS)发送同步信号以校正载波频率偏移(CFO)的方法，所述方法包括：

生成具有第一重复特性的第一重复同步信号；

生成具有第二重复特性的第二重复同步信号；以及

在相同的子帧中发送所述第一重复同步信号和所述第二重复同步信号。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，在所述子帧的相邻的正交频分复用(OFDM)符号中发送所述第一重复同步信号和所述第二重复同步信号。

3.根据权利要求1所述的方法，其中，根据所述第一重复特性通过插入零比特生成所述第一重复同步信号，并且根据所述第二重复特性通过插入零比特生成所述第二重复同步信号。

4.根据权利要求1所述的方法，进一步包括发送包括指示所述第一重复特性的第一重复因子和指示所述第二重复特性的第二重复因子的消息。

5.根据权利要求4所述的方法，其中，所述消息进一步包括关于承载所述第一重复同步信号和所述第二重复同步信号的所述子帧的位置的信息。

6.一种基站(BS)，所述BS用于在支持高频带的无线接入系统中发送同步信号以校正载波频率偏移(CFO)，所述BS包括：

发射器，和

处理器，所述处理器被配置成生成重复同步信号，

其中，所述处理器被配置成生成具有第一重复特性的第一重复同步信号，生成具有第二重复特性的第二重复同步信号，以及控制所述发射器在相同的子帧中发送所述第一重复同步信号和所述第二重复同步信号。

7.根据权利要求6所述的BS，其中，在所述子帧的相邻的正交频分复用(OFDM)符号中发送所述第一重复同步信号和所述第二重复同步信号。

8.根据权利要求6所述的BS，其中，根据所述第一重复特性通过插入零比特生成所述第一重复同步信号，并且根据所述第二重复特性通过插入零比特生成所述第二重复同步信号。

9.根据权利要求6所述的BS，其中，所述处理器控制所述发射器发送包括指示所述第一重复特性的第一重复因子和指示所述第二重复特性的第二重复因子的消息。

10.根据权利要求9所述的BS，其中，所述消息进一步包括关于承载所述第一重复同步信号和所述第二重复同步信号的所述子帧的位置的信息。