CN101499982A - 一种估计ofdm_tdd系统的调制精度的方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种估计时分复用的正交频分复用(OFDM_TDD)系统的调制精度的方法，包括：对接收到的I路和Q路信号进行滤波抽取，并对所抽取的信号进行时间偏移调整和频率偏移调整；对所述调整后的信号进行解调，生成测量信号，并对所述测量信号进行硬判，并对硬判后的信号重新调制，生成参考信号；将所述测量信号和参考信号相减，得到误差信号，再根据误差信号和参考信号计算得到误差向量值(EVM)。本发明还公开了一种估计时分复用的正交频分复用系统的调制精度的装置。本发明方案解调后的信号一方面生成参考信号，另外一方面生成测量信号，无需信道译码的处理即可得到EVM，是一种可适用于OFDM_TDD系统的调制精度估计方案。

Description

一种估计OFDM_TDD系统的调制精度的方法和装置

技术领域

本发明涉及移动通信技术领域，特别涉及一种估计时分复用的正交频分复用(OFDM_TDD)系统的调制精度的方法和装置。

背景技术

误差向量值(EVM)又称为相关星座误差，是数字通信系统中一个重要的衡量调制质量的指标。第三代移动通信系统，包括宽带码分复用多址(Wideband Code Division Multiple Access，WCDMA)，CDMA2000，时分复用同步码分多址(Time Division-Synchronous-Code Division MultipleAccess，TD-SCDMA)等，以及微波接入全球互通(Worldwide InteroperabilityMicrowave Access，WIMAX)协议均规定调制精度采用EVM来衡量。

影响输出信号的EVM指标主要有以下几个因素：

1.输入I、Q信号的幅度不平衡；

2.正交调制器移相误差，即I、Q相位不平衡；

3.载波泄漏；

4.通道滤波器幅频特性失真；

5.通道滤波器相频特性失真；

6.本振相位噪声的影响；

7.非线性产物的影响。

使用数字正交技术基本避免了其中前三项，即IQ信号幅度不平衡、正交调制器相位误差(IQ相位不平衡)、载波泄漏等因素对EVM指标的影响，但还是引入了一些来源于数字信号的量化和有限推进响应(finite impulseresponse，FIR)滤波器截断误差的影响。同时，模拟发射信道的幅度不平坦、相位失真、非线性失真和本振相位噪声也是影响调制质量的因素。以上各种因素均对EVM产生了恶化，在实际讨论时，将各部分对EVM的影响看作是近似独立的，则最终的误差向量值指标可以按下式计算：

${\mathrm{EVM}}_{\mathrm{total}}=\sqrt{\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{EVM}}_i^2}$

其中，EVM_total表示最终的误差向量值，EVM_i则为单一因素造成的误差向量值。

长期演进项目(LTE)即OFDM-TDD和WIMAX都是采用OFDM技术，其中WIMAX中提到有关EVM的描述如下：EVM是理想调制波形与实际测得的调制波形之间的偏差。理想调制波形与实际测得的调制波形再进一步用选择频率、绝对相位、绝对幅度及码片时钟定时进行调制，从而使误差向量最小后得到，处理的算法如下：

$\mathrm{RCF}={10\log }_{10}\underset{i=1}{\overset{N_{\mathrm{ts}}}{\mathrm{\Σ}}}\frac{\underset{j=1}{\overset{L_P}{\mathrm{\Σ}}}\left[\underset{k=1}{\overset{N_{\mathrm{FFT}}}{\mathrm{\Σ}}}\{{(I(i,j,k)-I_0(i,j,k))}^2+{(Q(i,j,k)-Q_0(i,j,k))}^2\}\right]}{\underset{j=1}{\overset{L_P}{\mathrm{\Σ}}}\left[\underset{k=1}{\overset{N_{\mathrm{FFT}}}{\mathrm{\Σ}}}\{{\left(I_0(i,j,k)\right)}^2+{\left(Q_0(i,j,k)\right)}^2\}\right]}\left(\frac{1}{N_{\mathrm{ts}}}\right)$

其中，

N_ts是测量时隙的个数；

L_P是每一个时隙符号的个数；

k是OFDMA符号复平面的第K个子载波；

I₀(i，j，k)和Q₀(i，j，k)分别是第k个子载波的第i个时隙、第j个理想OFDM符号的实部和虚部；

I(i，j，k)和Q(i，j，k)分别是第k个子载波的第i个时隙、第j个实际测量的OFDM符号的实部和虚部；

NFFT是快速傅立叶变换(FFT)块的大小。

现有技术没有给出针对OFDM_TDD系统的EVM的测试方法，也没有现成的装置可以用来测量OFDM_TDD系统的EVM。

发明内容

有鉴于此，本发明实施例提出一种估计OFDM_TDD系统的调制精度的方法、系统和装置，可以用来估计OFDM_TDD系统的EVM。

本发明实施例提出的估计OFDM_TDD系统的调制精度的方法，包括如下步骤：

对接收到的I路和Q路信号进行滤波抽取，并对所抽取的信号进行时间偏移调整和频率偏移调整；

对所述调整后的信号进行解调，生成测量信号；对所述测量信号进行硬判，并对硬判后的信号重新调制，生成参考信号；

将所述测量信号和参考信号相减，得到误差信号，再根据误差信号和参考信号计算得到误差向量值EVM。

本发明实施例提出的估计时分复用的正交频分复用系统的调制精度的装置，包括：

滤波处理模块，用于对接收到的I路和Q路信号进行滤波抽取；

时频偏移调整模块，用于对所述滤波处理模块所抽取的信号进行时间偏移调整和频率偏移调整，输出调整后的信号；

测量信号生成模块，用于对所述时频偏移调整模块输出的调整后的信号进行解调，生成并输出测量信号；

参考信号生成模块，用于对所述测量信号生成模块输出的测量信号进行硬判，并对硬判后的信号重新调制，生成并输出参考信号；

误差向量值计算模块，用于将所述测量信号生成模块输出的测量信号和所述参考信号生成模块输出的参考信号相减，得到误差信号，再根据误差信号和参考信号计算得到误差向量值。

从以上技术方案可以看出，对采样信号进行时域偏移，频率偏移和相位偏移的调整，得到修正后的测量信号，通过对修正后的测量信号进行硬判后再调制生成参考信号，修正后的参考信号与测量信号计算出EVM，从而实现对OFDM_TDD系统的调制精度进行估计。

附图说明

图1为本发明方案测量EVM的基本流程图；

图2为本发明实施例的测量EVM的装置在射频发射链路的位置的示意图；

图3为等波纹数字滤波器的通带频谱图样；

图4为等波纹数字滤波器的阻带频谱图样；

图5为本发明实施例的详细处理流程图；

图6为本发明实施例利用相关性确定导频起始位置的原理示意图；

图7为本发明实施例采用16QAM硬判设计的星座示意图；

图8为本发明实施例的估计OFDM_TDD系统的调制精度的装置框图。

具体实施方式

本发明实施例针对OFDM-TDD系统，提出一种测量EVM的方法和装置。该方法仅仅利用采集到的IQ数据完成EVM分析，并且无需进行信道译码，其基本流程如图1所示，包括如下步骤：

步骤101：对采集到的I路和Q路信号进行滤波抽取；

步骤102：对信号进行各种校正，包括时间偏移校正，频率偏移校正，频率幅度校正，相位偏移校正等，以减少信道对信号造成的影响；

步骤103：从所述信号中抽取测量信号和参考信号；

步骤104：将测量信号和参考信号相减，得到误差信号，再根据误差信号和参考信号计算得到EVM。

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面结合附图对本发明实施例方案作进一步的详细阐述。

本发明实施例的测量EVM方案可以应用在如图2所示的射频发射链路中。其中，粗实线表示以太网链路，虚线表示时钟链路，点划线表示I2C管理链路。基带处理单元0-4完成物理层数据的生成，所生成的物理层数据通过快速I/O链路发送到中频处理单元。中频处理单元完成数字上变频以及模/数变换，射频处理单元完成把中频信号调制到射频信号同时把信号功率放大，放大后的射频信号通过衰减器进行衰减，衰减后的信号输入本发明实施例的EVM测量装置进行EVM测量。

图1所示步骤101中的滤波抽取带来的信号截断，会造成滤波器通带内的抖动，使得EVM恶化。发明人经过理论计算与实际测试发现，如果发射和接收端都使用一种等波纹的数字滤波器(利用Remez交换算法和Chebyshev近似理论来设计的滤波器)，使实际频率响应拟合期望频率响应达到最优。从实际和理想频率之间最大误差最小化的观点来看，等波纹数字滤波器是最优的，使得EVM的恶化最小。图3示出了等波纹数字滤波器的通带频谱图样，图4示出了等波纹数字滤波器的阻带频谱图样，横坐标为MHz，纵坐标为分贝(db)。由于子载波是在频域被调制信号调制，频谱通带呈现等波纹意味着不同的子载波受到同样的频谱抖动，并且这种频谱抖动可以限制在很小的范围，子载波之间的恶化可以减少到最小。

本发明实施例的详细处理流程如图5所示，包括如下步骤：

步骤501：接收端采用等波纹数字滤波器对接收到的I路和Q路信号进行滤波抽取。

步骤502：对所抽取的信号进行时间偏移调整。具体地说，首先粗略估计信号中导频的起始位置，然后精确估计信号的起始位置。如图6所示，TS0、TS1、TS2...TS6表示一帧OFDM_TDD数据中的各个时隙(Time Slot，TS)，TS0、TS4、TS5、TS6为下行时隙，用向下的箭头表示；TS1、TS2、TS3为上行时隙，用向上的箭头表示。TS0和TS1之间，包括下行导频序列时隙(DwPTS)、保护时隙(GP)和上行导频序列时隙(UpPTS)。

所滤波抽取的一帧的OFDM_TDD数据，利用本地的导频数据(本地的导频数据长度是N_FFT)和这一帧数据进行相关，本地的导频信号与抽取的数据的导频信号完全重合时，得到的相关峰值最大，从而确定了导频的位置。

相关的算法处理如下：

[max_value，pos_max]＝max(abs(xcorr(rcv_data，ref_dwpts)))

如果有pos_max>TL+TI+N_FFT，则表明采集的信号有延时，则有

pos_max＝Δt+TL+TI+N_FFT

说明：

Δt：采样的延时时间；

TL：是常规时隙的长度，不包括TI；

TI：时隙保护带；

N_FFT：导频时隙的长度；

rcv_data(t)：采集的数据；

ref_dwpts：本地的导频信号。

通过上面的公式就可以计算出来延时时间Δt：Δt＝pos_max-TL-TI-NF_FT。

由于仅仅测试射频板的性能，噪音对相关峰值的影响不大，所以仅仅通过一次相关就可以确定其峰值功率点的位置为pos_max，从而得到延时的数值，获得延时时间后就可以得到一个完整的时隙数据，例如就可以得到完整的TS0的数据。

如果有pos_max<TL+TI+N_FFT，则表明采集太早，这时就无法得到完整的TS0的数据，所以返回重新设置采数时间，来获取完整的TS0的数据。如果用rcv_data(t)来表示采集到的数据，一个完整的时隙数据使用Z(t)来表示，Z(t)＝rcv_data(t:t+TL)，那么时延调整完成后的数据则有Z′(t)＝Z(Δt:Δt+TL)＝Z(t-Δt)。

步骤503至步骤504：利用导频进行频率偏移估计，根据所估计的频率偏移量，对时隙数据进行频率偏移的调整。

再得到完整的时隙数据之后，也就可以得到完整的导频信号如下：

rcv_dwpts＝rcv_data(Δt+TL+TI+1:Δt+TL+TI+N_FFT)

频率误差是指由发送机和接收机的本地振荡器产生的载波频率偏差的测量值。频率误差常常在时域信号中测得，但也可能利用频域样本来测量。本发明方案并未限定获得频率误差的具体方式。

利用完整的导频信号就可以估计出频率偏移。由于OFDM符号在时域上具有重复性，当频偏存在时，具有一定时间间隔的前半个OFDM符号与后半个OFDM的接收数据之间存在相位差。这样，通过利用前后两个OFDM符号的相位差，可以对信号存在的频偏进行初步估计，使频偏减少到一个更小的范围。

假设接收到下行同步符号的为rcv_dwpts。其中第i个元素表示为

rcv_dwpts_i，i＝0，…，2047

频率偏移的计算如下：

$R_c=\frac{[\underset{i=0}{\overset{N_{\mathrm{FFT}}/2-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{rcv}\_d{\mathrm{wpts}}_i\&CenterDot;\mathrm{conj}(\mathrm{rcv}\_{\mathrm{dwpts}}_{i+N_{\mathrm{FFT}}/2})]}{N_{\mathrm{FFT}}/2},$ R_c为偏移的相位。根据R_c可以得到频率偏移量：

$\mathrm{\&Delta;f}=\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;N_{\mathrm{FFT}}/2\&CenterDot;T_S}\&CenterDot;\arctan \left(\frac{\mathrm{Im}\left(R_c\right)}{\mathrm{Re}\left(R_c\right)}\right).$

因此最大频偏范围与T_s和N_FFT有关，T_s＝1/F_s，F_s＝30.72MHz。

Z′(t)＝Z(t-Δt)*exp(-j2πΔft)，t＝1:T_s·ts_length

步骤505：去除信号中的循环前缀(Cyclic Prefix，CP)，并进行快速傅立叶变换处理。

步骤506和步骤507：根据接收端预先收到的数据子载波的配置信息，从信号中提取出数据；并根据预先收到的导频子载波的配置信息，从信号中提取出导频。

步骤508：根据所提取的导频进行信道估计。信道估计的取值

是通过每个物理资源块(PRB)中的导频接收数据

和每个PRB中的导频发射数据g^(k) _i得到，信道估计包含了幅度和相位信息，所以可以用

表示。

平坦度

注释：l代表不同的符号，k代表不同的载波编号。

步骤509：根据信道估计的结果，检测接收信号，并进行相位偏移调整。

步骤510：对相位偏移调整后的信号进行解调，生成测量信号。

步骤511：对测量信号进行硬判(Hard Decision)，对硬判信号重新调制，生成参考信号。

步骤512：对参考信号进行幅度调整，使其与测量信号的幅度基本一致。

在信道估计后接收信号的数据如下：

R(k，l)＝MOD(Hard_ddecision(DEM(Z′(k，l))))

DEM(·)：表示解调处理。

Hard_decision(·)：表示的是硬判处理；

MOD(·)：表示调制处理。

为了更好的说明硬判处理，下面简单介绍常用的调制方式8PSK/16QAM的硬判处理流程。

8PSK的硬判过程：直接利用检测数据的相位来进行判断，大致具有如下两个过程：

第1步，计算数据符号在复平面内的相位角 ${\widetilde{\mathrm{\&theta;}}}_{1/2,n}^{\left(k\right)}={\mathrm{tg}}^{-1}\left(\frac{\mathrm{Im}\left({\underset{\&OverBar;}{d}}_{1/2,n}^{\left(k\right)}\right)}{\mathrm{Re}\left({\underset{\&OverBar;}{d}}_{1/2,n}^{\left(k\right)}\right)}\right),$ n＝0…N₁₆-1，并将

用最近似的角度(π/8、3π/8、5π/8、7π/8)来代表，从而确定了 $b_{3n}^{\&prime;\left(k\right)}~b_{3n+2}^{\&prime;\left(k\right)}$ 或 $b_{3N+3n}^{\&prime;\left(k\right)}~b_{3N+3n+2}^{\&prime;\left(k\right)}$ 为表1中的4组集合中的1组。

第2步，根据

的符号(正或者负，大于等于0为正)确定角度

和比特 $b_{3n}^{\&prime;\left(k\right)}~b_{3n+2}^{\&prime;\left(k\right)}$ 或 $b_{3N+3n}^{\&prime;\left(k\right)}~b_{3N+3n+2}^{\&prime;\left(k\right)}$ 的最终值。确定方法见表1中后两行所示。

表1

或者，硬判决直接根据检测数据的实、虚部的符号来判断，见下式所示：

$\left\{\begin{array}{c}{b}_{3n}^{\&prime;\left(k\right)}=\mathrm{stepfun}(\mathrm{real}\left({\underset{\&OverBar;}{d}}_{1,n}^{\left(k\right)}\right),0)\\ b_{3n+1}^{\&prime;\left(k\right)}=\mathrm{stepfun}(\mathrm{imag}\left({\underset{\&OverBar;}{d}}_{1,n}^{\left(k\right)}\right),0)\\ b_{3n+2}^{\&prime;\left(k\right)}=\mathrm{stepfun}(\left(\right|\mathrm{real}\left({\underset{\&OverBar;}{d}}_{1,n}^{\left(k\right)}\right)|-|\mathrm{imag}\left({\underset{\&OverBar;}{d}}_{1,n}^{\left(k\right)}\right)\left|\right),0)\end{array}\right.---(5.5-6)$

n＝0，1…N₁₆-1

16QAM硬判：

首先对数据符号进行顺时针

相位旋转，星座图由菱形变为正方形，如图7所示，以便于处理：

$x_{1,i}=e^{-j\frac{\mathrm{\&pi;}}{4}}\&times;{\underset{\&OverBar;}{d}}_{1,i}^{\left(k_{\mathrm{ru}}\right)},$ i＝0，...，N-1

$x_{2,i}=e^{-j\frac{\mathrm{\&pi;}}{4}}\&times;{\underset{\&OverBar;}{d}}_{2,i}^{\left(k_{\mathrm{ru}}\right)},$ i＝0，..，N-1

下面，x_1，i，x_2，i由x_1/2，i表示，

由

表示。

然后对相位旋转后的的符号进行象限判断，进而利用最小距离准则进行硬判决，对硬判之后的结果再进行逆时针

相位旋转(以第一象限为例，α为星座图归一化因子，在正方形星座图中为 $\mathrm{\&alpha;}=\frac{1}{\sqrt{10}}$ )：

{

if x_1/2，i在第一象限

 {if Re(x_1/2，i)>＝2*a and Im(x_1/2，i)>＝2*α

     $Q\left({\underset{\&OverBar;}{d}}_{1/2,i}^{\left(k_{\mathrm{ru}}\right)}\right)=e^{j\frac{\mathrm{\&pi;}}{4}}(3\mathrm{\&alpha;}+j3\mathrm{\&alpha;})$ (即在正方形星座中“0011”对应的点)

if Re(x_1/2，i)>＝2*α and Im(x_1/2，i)<2*α

     $Q\left({\underset{\&OverBar;}{d}}_{1/2,i}^{\left(k_{\mathrm{ru}}\right)}\right)=e^{j\frac{\mathrm{\&pi;}}{4}}(3\mathrm{\&alpha;}+j\mathrm{\&alpha;})$ (即在正方形星座中“0010”对应的点)

if Re(x_1/2，i)<2*α and Im(x_1/2，i)>＝2*α

     $Q\left({\underset{\&OverBar;}{d}}_{1/2,i}^{\left(k_{\mathrm{ru}}\right)}\right)=e^{j\frac{\mathrm{\&pi;}}{4}}(\mathrm{\&alpha;}+j3\mathrm{\&alpha;})$ (即在正方形星座中“0001”对应的点)

if Re(x_1/2，i)<2*α and Im(x_1/2，i)<2*α

     $Q\left({\underset{\&OverBar;}{d}}_{1/2,i}^{\left(k_{\mathrm{ru}}\right)}\right)=e^{j\frac{\mathrm{\&pi;}}{4}}(\mathrm{\&alpha;}+j\mathrm{\&alpha;})$ (即在正方形星座中“0000”对应的点)

}

}

其它象限类似。

步骤513至步骤514：将步骤410所得测量信号与步骤413所得的参考信号相减，求得误差信号；根据误差信号与参考信号求得EVM，。

${\mathrm{EVM}}_m=\sqrt{\frac{\underset{l=0}{\overset{L}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{|Z\&prime;(k,l)-R(k,l)|}^2}{\underset{l=0}{\overset{L}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|R(k,l)\right|}^2}}\&CenterDot;100\%.$

符号的个数L一般等于9。一个PRB的子载波个数K等于12。PRB的个数M等于100。所以最后得到的EVM如下：

$\mathrm{EVAM}=\frac{1}{M}\underset{m=0}{\overset{M}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{EVM}}_m$

本发明实施例还提出一种估计时分复用的正交频分复用系统的调制精度的装置，位于OFDM_TDD系统的接收端，其框图如图8所示，包括：

滤波处理模块810，用于对接收到的I路和Q路信号进行滤波抽取；

时频偏移调整模块820，用于对所述滤波处理模块810所抽取的信号进行时间偏移调整和频率偏移调整，输出调整后的信号；

测量信号生成模块830，用于对所述时频偏移调整模块820输出的调整后的信号进行解调，生成并输出测量信号；

参考信号生成模块840，用于对所述测量信号生成模块830输出的测量信号进行硬判，并对硬判后的信号重新调制，生成并输出参考信号；

误差向量值计算模块850，用于将所述测量信号生成模块830输出的测量信号和所述参考信号生成模块840输出的参考信号相减，得到误差信号，再根据误差信号和参考信号计算得到误差向量值。

较佳地，所述滤波处理模块810为等波纹数字滤波器。

所述装置还可以进一步包括：

循环前缀去除单元860，用于去除所述时频偏移调整模块820输出的调整后的信号中的循环前缀，并输出去除循环前缀之后的信号；

FFT处理单元870，用于对所述循环前缀去除单元860输出的去除循环前缀的信号进行FFT处理，并将FFT处理后的信号输出至所述测量信号生成模块830。

所述测量信号生成模块830进一步包括：

数据提取单元831，用于根据预先配置的数据子载波的配置信息，从FFT处理后的信号中提取出数据信号；

导频提取单元832，用于根据预先收到的导频子载波的配置信息，从FFT处理后的信号中提取出导频；

相位偏移调整单元833，用于根据所述导频提取单元832所提取的导频估计信道的幅度和相位信息，根据所述相位信息对所述数据提取单元831所提取的数据信号进行相位偏移调整，并输出相位偏移调整后的数据信号；

解调单元834，用于对所述相位偏移调整单元833输出的数据信号进行解调，生成测量信号。

本发明实施例方案具有如下特点：

1)对采样的信号进行EVM分析无需知道原始的发射比特数据，只要知道PRB的配置信息以及导频的配置信息就可以进行EVM分析。

2)对采样信号进行时域偏移，频率偏移和相位偏移的调整，得到修正后的测量信号，通过对修正后的测量信号进行硬判后再调制生成参考信号，修正后的参考信号与测量信号计算出EVM，这样测量信号和参考信号均是从采样信号中得到，无需保存原始发送数据。

3)EVM的计算无需信道译码的处理，解调后的信号一方面生成参考信号，另外一方面生成测量信号。

4)从本地生成一个导频时隙的数据与接收的一帧数据进行相关，完成时间同步的调整和频率偏移的调整。业务时隙的导频子载波进行频域均衡，和频率平坦度的计算，完成相位误差的调整。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (9)

1、一种估计时分复用的正交频分复用系统的调制精度的方法，其特征在于，包括：

对接收到的I路和Q路信号进行滤波抽取，并对所抽取的信号进行时间偏移调整和频率偏移调整；

对所述调整后的信号进行解调，生成测量信号；对所述测量信号进行硬判，并对硬判后的信号重新调制，生成参考信号；

将所述测量信号和参考信号相减，得到误差信号，再根据误差信号和参考信号计算得到误差向量值EVM。

2、根据权利要求1所述的估计时分复用的正交频分复用系统的调制精度的方法，其特征在于，所述对接收到的I路和Q路信号进行滤波抽取为：采用等波纹数字滤波器对接收到的I路和Q路信号进行滤波抽取。

3、根据权利要求1所述的估计时分复用的正交频分复用系统的调制精度的方法，其特征在于，所述对所抽取的信号进行时间偏移调整包括：

利用本地的导频数据和所抽取的一帧OFDM_TDD数据进行相关，本地的导频信号与抽取的数据的导频信号完全重合时，得到的相关峰值最大，从而确定了延时时间，根据所述延时时间对所抽取的数据进行调整。

4、根据权利要求1所述的估计时分复用的正交频分复用系统的调制精度的方法，其特征在于，所述对所述调整后的信号进行解调，生成测量信号之前，进一步包括：

去除所述调整后的信号中的循环前缀，并对去除循环前缀后的信号进行快速傅立叶变换FFT处理。

5、根据权利要求4所述的估计时分复用的正交频分复用系统的调制精度的方法，其特征在于，所述对所述调整后的信号进行解调，生成测量信号包括：

根据预先收到的数据子载波的配置信息，从FFT处理后的信号中提取出数据信号；并根据预先收到的导频子载波的配置信息，从FFT处理后的信号中提取出导频；

根据所提取的导频估计信道的幅度和相位信息，根据所述相位信息对所述提取的数据信号进行相位偏移调整；

对相位偏移调整后的数据信号进行解调，生成测量信号。

6、一种估计时分复用的正交频分复用系统的调制精度的装置，其特征在于，包括：

滤波处理模块，用于对接收到的I路和Q路信号进行滤波抽取；

时频偏移调整模块，用于对所述滤波处理模块所抽取的信号进行时间偏移调整和频率偏移调整，输出调整后的信号；

测量信号生成模块，用于对所述时频偏移调整模块输出的调整后的信号进行解调，生成并输出测量信号；

参考信号生成模块，用于对所述测量信号生成模块输出的测量信号进行硬判，并对硬判后的信号重新调制，生成并输出参考信号；

误差向量值计算模块，用于将所述测量信号生成模块输出的测量信号和所述参考信号生成模块输出的参考信号相减，得到误差信号，再根据误差信号和参考信号计算得到误差向量值。

7、根据权利要求6所述的估计时分复用的正交频分复用系统的调制精度的装置，其特征在于，所述滤波处理模块为等波纹数字滤波器。

8、根据权利要求6所述的估计时分复用的正交频分复用系统的调制精度的装置，其特征在于，所述装置进一步包括：

循环前缀去除单元，用于去除所述时频偏移调整模块输出的调整后的信号中的循环前缀，并输出去除循环前缀之后的信号；

FFT处理单元，用于对所述循环前缀去除单元输出的去除循环前缀的信号进行FFT处理，并将FFT处理后的信号输出至所述测量信号生成模块。

9、根据权利要求8所述的计时分复用的正交频分复用系统的调制精度的装置，其特征在于，所述测量信号生成模块进一步包括：

数据提取单元，用于根据预先配置的数据子载波的配置信息，从FFT处理后的信号中提取出数据信号；

导频提取单元，用于根据预先收到的导频子载波的配置信息，从FFT处理后的信号中提取出导频；

相位偏移调整单元，用于根据所述导频提取单元所提取的导频估计信道的幅度和相位信息，根据所述相位信息对所述数据提取单元所提取的数据信号进行相位偏移调整，并输出相位偏移调整后的数据信号；

解调单元，用于对所述相位偏移调整单元输出的数据信号进行解调，生成测量信号。

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