CN110445739B - 采样频偏的补偿方法及装置 - Google Patents
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- 238000005070 sampling Methods 0.000 title claims abstract description 192
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 33
- 230000008859 change Effects 0.000 claims abstract description 7
- 238000012795 verification Methods 0.000 claims abstract description 6
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 25
- 238000004891 communication Methods 0.000 claims description 20
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 claims description 17
- 238000012545 processing Methods 0.000 claims description 10
- 238000010408 sweeping Methods 0.000 claims description 9
- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 8
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 5
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims description 5
- 230000007423 decrease Effects 0.000 claims description 4
- 241000764238 Isis Species 0.000 claims 1
- 239000000126 substance Substances 0.000 claims 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 12
- 238000004590 computer program Methods 0.000 description 7
- 230000006870 function Effects 0.000 description 4
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 3
- 101100172132 Mus musculus Eif3a gene Proteins 0.000 description 2
- 239000013078 crystal Substances 0.000 description 2
- 238000000605 extraction Methods 0.000 description 2
- 239000011536 extraction buffer Substances 0.000 description 2
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 2
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 2
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 2
- 230000032683 aging Effects 0.000 description 1
- 239000003795 chemical substances by application Substances 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000007717 exclusion Effects 0.000 description 1
- 238000005562 fading Methods 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 230000007246 mechanism Effects 0.000 description 1
- 230000003287 optical effect Effects 0.000 description 1
- 238000011056 performance test Methods 0.000 description 1
- 230000008569 process Effects 0.000 description 1
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 1
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
- H04J3/00—Time-division multiplex systems
- H04J3/02—Details
- H04J3/06—Synchronising arrangements
- H04J3/0635—Clock or time synchronisation in a network
- H04J3/0638—Clock or time synchronisation among nodes; Internode synchronisation
- H04J3/0658—Clock or time synchronisation among packet nodes
- H04J3/0661—Clock or time synchronisation among packet nodes using timestamps
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
- H04L27/2655—Synchronisation arrangements
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Abstract
本发明公开了一种采样频偏的补偿方法及装置，包括：若接收到信标帧，则对信标帧进行译码校验；若译码校验通过并且信标帧的帧控制域非全0，则根据当前时刻n的信标帧的帧控制域中的信标时间戳与本地NTB，以及上一时刻n‑1的信标帧的帧控制域中的信标时间戳与本地NTB来计算当前时刻n的采样频偏误差；根据当前时刻n的采样频偏误差以及上一时刻计算的采样频率偏移，计算当前时刻n的实际的采样频率偏移；若当前时刻n的实际的采样频率偏移sfo大于等于第一阈值，则调整锁相环PLL系数，从而改变PLL的输出采样时钟频率来补偿采样频偏。本发明提供的一种采样频偏的补偿方法及装置，避免了小频偏情况下PLL补偿带来的相对较大的NTB计时误差。
Description
技术领域
本发明是关于频偏补偿，特别是关于一种采样频偏的补偿方法及装置。
背景技术
电力线通信(PLC)是指利用电力线传输数据和媒体信号的一种通信方式。目前主流的电力线载波通信系统都采用正交频分复用OFDM技术,可有效对抗多径衰落、窄带干扰、脉冲噪声与背景噪声，但OFDM系统对频偏非常敏感，较大的频偏会导致误码率急剧上升，因此，为保证OFDM系统的良好性能，必须准确、高效地估计频偏并对其进行补偿。
电力线通信通常是一种基带传输系统，无高频载波，只存在采样频偏(英文全称：Sampling Frequency Offset，英文缩写：SFO)，采样频偏引起的主要原因是通信双方的晶振本身的频率偏差，此外还包括由于温度变化、噪声、老化等原因引起的晶振频率偏移。另外在过检抗频偏性能测试中，会人为地制造渐变的采样频偏。总的来说，电力线通信除初始采样频偏相对较大，频偏变化是慢变的，但变化范围会较大。
基于此，本申请的发明人发现，现有技术中通常通过调整锁相环(英文全称：PhaseLocked Loop，英文缩写：PLL)的方式来进行频偏补偿，由于PLL重新锁定需要一定的时间，在频偏本身很小的情况下，也会存在相对较大的误差，造成后续基于网络基准时间(英文全称：Network Time Base,英文缩写：NTB)的频偏估计的精确度降低。
公开于该背景技术部分的信息仅仅旨在增加对本发明的总体背景的理解，而不应当被视为承认或以任何形式暗示该信息构成已为本领域一般技术人员所公知的现有技术。
发明内容
本发明的目的在于提供一种采样频偏的补偿方法即装置，其能够在补偿频偏的同时不降低NTB的频偏估计的精确度。
为实现上述目的，本发明提供了一种采样频偏的补偿方法，判断在预设时间内是否接收到信标帧，其中，所述信标帧用于对网络中的通信设备进行同步，所述信标帧包括帧控制域；若接收到所述信标帧，则对所述信标帧进行译码校验；若所述信标帧的译码校验通过并且所述信标帧的帧控制域非全0，则根据当前时刻n的所述信标帧的帧控制域中的信标时间戳与信标帧位同步时刻对应的本地NTB，以及上一时刻n-1的所述信标帧的帧控制域中的信标时间戳与信标帧位同步时刻对应的本地NTB来计算当前时刻n的采样频偏误差FreqErr；根据所述当前时刻n的采样频偏误差FreqErr以及上一时刻计算的采样频率偏移，计算当前时刻n的实际的采样频率偏移；若所述当前时刻n的实际的采样频率偏移sfo大于等于第一阈值，则根据所述当前时刻n的实际的采样频率偏移调整锁相环PLL整数倍频与分数倍数系数，从而改变PLL的输出采样时钟频率来补偿采样频偏。
在一优选的实施方式中，所述计算当前时刻n的实际的采样频率偏移之后，还包括：若所述当前时刻n的实际的采样频率偏移sfo小于所述第一阈值，则通过采样速率转换滤波器根据所述当前时刻n的实际的采样频率偏移来进行小数倍的插值或抽取来补偿采样频偏。
在一优选的实施方式中，所述与判断在预设时间内是否接收到信标帧之后，还包括：若在预设时间内没有接收到信标帧，则设置PLL的频偏为+/-kΔf进行扫频，其中，Δf是信噪比SNR为-3dB时接收机能正确接收所述信标帧的帧控制域的正负频偏绝对值中的最小值，k＝1-n，n为系统的最大频偏Δfmax除以Δf向下取整后的值；若在当前设置PLL的频偏下接收到信标帧，则对所述信标帧进行译码校验；若在当前设置PLL的频偏下没有接收到信标帧，则改变k的值继续进行扫频，直至扫频次数超过系统预设的扫频阈值或接收到信标帧为止。
在一优选的实施方式中，所述对所述信标帧进行译码校验之后，所述补偿方法还包括：若所述信标帧的译码校验不通过并且所述信标帧的帧控制域非全0，则通过前导序列来计算信道频域响应；根据所述信道频域响应计算信噪比SNR和估计采样频偏SFO；若所述SNR低于预设值，则计算SFO/4的值；若SFO/4的值大于等于第二阈值，则使用第二阈值作为第一补偿值；若SFO/4的值小于所述第二阈值，则使用SFO/4的值作为第一补偿值；通过采样速率转换滤波器根据所述第一补偿值进行小数倍的插值或抽取来补偿采样频偏。
在一优选的实施方式中，所述根据所述信道频域响应计算信噪比SNR和估计采样频偏SFO之后，还包括：若SNR高于预设值，计算SFO/2；若SFO/2大于等于第三阈值，则取第三阈值作为第二补偿值；若SFO/2小于第三阈值，则取SFO/2作为第二补偿值；通过采样速率转换滤波器根据所述第二补偿值进行小数倍的插值或抽取来补偿采样频偏。
在一优选的实施方式中，所述根据所述当前时刻n的采样频偏误差FreqErr(n)以及上一时刻计算的采样频率偏移，计算当前时刻n的实际的采样频率偏移sfo(n)包括：根据公式一计算当前n的实际的采样频率偏移sfo(n)，所述公式一包括：
sfo(n)＝(1-wf)*sfo(n-1)+wf*FreqErr(n)
其中，wf是滤波权重，用于过滤前导检测时刻的抖动，wf随信标帧接收数目的递增由1逐渐减小到(1/2)k，5≥k≥1。
为实现上述目的，本发明还提供了一种采样频偏的补偿装置，包括：判断模块，用于判断在预设时间内是否接收到信标帧，其中，所述信标帧用于对网络中的通信设备进行同步，所述信标帧包括帧控制域；校验模块，与所述判断模块相连接，用于在接收到所述信标帧时，对所述信标帧进行译码校验；采样频偏误差计算模块，与所述校验模块相连接，用于在所述信标帧的译码校验通过并且所述信标帧的帧控制域非全0时，根据当前时刻n的所述信标帧的帧控制域中的信标时间戳与信标帧位同步时刻对应的本地NTB，以及上一时刻n-1的所述信标帧的帧控制域中的信标时间戳与信标帧位同步时刻对应的本地NTB来计算当前时刻n的采样频偏误差FreqErr；采样频率偏移计算模块，与所述采样频偏误差计算模块相连接，用于根据所述当前时刻n的采样频偏误差FreqErr以及上一时刻计算的采样频率偏移，计算当前时刻n的实际的采样频率偏移sfo(n)；调整模块，与所述采样频率偏移计算模块相连接，用于在所述采样频率偏移计算模块计算的所述当前时刻n的实际的采样频率偏移sfo(n)大于等于第一阈值时，根据所述当前时刻n的实际的采样频率偏移调整锁相环PLL整数倍频与分数倍数系数，从而改变PLL输出的时钟频率来补偿采样频偏。
在一优选的实施方式中，所述调整模块还用于在所述采样频率偏移计算模块计算当前时刻n的实际的采样频率偏移之后，当所述当前时刻n的实际的采样频率偏移sfo(n)小于所述第一阈值时，通过采样速率转换滤波器根据所述当前时刻n的实际的采样频率偏移进行小数倍的插值或抽取来补偿采样频偏。
与现有技术相比，根据本发明的采样频偏的补偿方法即装置，采用PLL和采样速率转换滤波器相结合的采样频偏补偿方式，在实际的采样频率偏移sfo大于等于第一阈值时，采用PLL的方式进行补偿，避免了小频偏情况下PLL补偿带来的相对较大的NTB计时误差，具有NTB计时精度高、频偏补偿范围大的特点，且本发明提出的电力线通信采样频偏补偿装置和方法能无缝地整合到时OFDM电力线通信收发机中。
附图说明
图1是根据本发明一实施方式的采样频偏的补偿方法的流程图。
图2是根据本发明一实施方式的采样频偏的补偿装置的结构示意图。
图3是根据本发明一实施方式的接收机中的采样频偏的补偿装置的结构示意图。
具体实施方式
下面结合附图，对本发明的具体实施方式进行详细描述，但应当理解本发明的保护范围并不受具体实施方式的限制。
除非另有其它明确表示，否则在整个说明书和权利要求书中，术语“包括”或其变换如“包含”或“包括有”等等将被理解为包括所陈述的元件或组成部分，而并未排除其它元件或其它组成部分。
目前，大规模的电力线通信网络通常会形成以中心节点(英文全称：CentralCoordinator，英文缩写：CCO)为中心，以代理节点(英文全称：Proxy Coordinator，英文缩写：PCO)为中继代理，连接所有站点(英文全称：Station，英文缩写：STA)的多级关联的树形网络，且采用TDMA和CSMA/CA相结合的信道访问及冲突避免机制来共享电力线信道。中心节点通过周期性地发送信标帧来规划TDMA时隙、CSMA时隙等时隙信息，这些时隙的时间基准都是基于NTB，全网络的每个通信节点都会维护一个NTB计时器，子节点(STA或PCO)NTB在收到信标帧时进行校对，和父节点(PCO或PCO/CCO)NTB保持同步，全网形成一个基于中心节点(CCO)NTB的同步网络，为确保获取极高的收发性能，频偏的估计与补偿精度要求高，通常相临父子节点(STA和PCO,或PCO和上一级PCO,或PCO和CCO)之间的采样频偏通常须控制在1ppm之内。电力线信道是一种非常恶劣的信道，基于物理层的频偏估计精度有限，只能作为一种辅助估计方法，实际应用时一般采用信标帧中的信标时间戳来估计采样频偏，信标时间戳是发送信标的设备在发送信标时标记的网络基准时间，位于帧控制域，紧领前导序列，具有较强的抗频偏性能。
基于PLL的采样频偏补偿方法，应用在电力线通信网络中时，每次在收到信标帧，若估计出的频偏大于1ppm，就会调整PLL的倍频系数(整数倍频和分数倍频系数)，由于PLL重新锁定需要一定的时间，频繁地调整PLL，会造成节点的NTB计时存在偏差与抖动，即使对偏差进行补偿，由于频偏本身很小，也会存在相对较大的误差，造成后续基于NTB的频偏估计的精确度降低。PLL通过调整“整数倍频”及“分数倍频”系数，来达到调整输出时钟频率，进而补偿相应采样频偏。
全数字收发机中采用的支持小数倍的采样速率转换滤波器无需调整PLL,直接通过插值或抽取的方式来进行频偏补偿，但为了保证收发机中频偏补偿前后的采样数据的输入输出时序，以及支持较大的频偏补偿范围，通常需要较大的插值或抽取缓存区间，来防止采样数据溢出(上溢或下溢)。
如图1所示，其为根据本发明优选实施方式的采样频偏的补偿方法的流程图，包括：步骤S1-S5。
步骤S1，判断在预设时间内是否接收到信标帧，其中，所述信标帧用于对网络中的通信设备进行同步，所述信标帧包括前导序列、帧控制域和载荷数据。
其中，信标时间戳是发送信标的设备在发送信标时标记的网络基准时间，位于帧控制域，紧领前导序列，具有较强的抗频偏性能。
步骤S2，若接收到所述信标帧，则对所述信标帧进行译码校验。
步骤S3，若所述信标帧的译码校验通过并且所述信标帧的帧控制域非全0，则根据当前时刻n的所述信标帧的帧控制域中的信标时间戳与信标帧位同步时刻对应的本地NTB，以及上一时刻n-1的所述信标帧的帧控制域中的信标时间戳与信标帧位同步时刻对应的本地NTB来计算当前时刻n的采样频偏误差FreqErr(n)。
具体的，根据以下公式进行计算：
FreqErr(n)＝(BTS(n)-BTS(n-1))/(LCTM(n)–LCTM(n-1))–1；
其中，BTS(n)为n时刻信标帧的帧控制域中的信标时间戳，BTS(n-1)为n-1时刻信标帧的帧控制域中的信标时间戳，LCTM(n)为n时刻信标帧位同步时刻对应的本地NTB值，LCTM(n-1)为n-1时刻信标帧位同步时刻对应的本地NTB值。
步骤S4，根据当前时刻n的采样频偏误差FreqErr(n)以及上一时刻计算的采样频率偏移，计算当前时刻n的实际的采样频率偏移。
具体的，可以根据公式一计算当前n的实际的采样频率偏移sfo(n)，所述公式一包括：
sfo(n)＝(1-wf)*sfo(n-1)+wf*FreqErr(n) (1)
其中，wf是滤波权重，用于过滤前导检测时刻的抖动，wf随信标帧接收数目的递增由1逐渐减小到(1/2)k，5≥k≥1。
步骤S5，若所述当前时刻n的实际的采样频率偏移sfo(n)大于等于第一阈值，则根据所述当前时刻n的实际的采样频率偏移调整锁相环PLL整数倍频与分数倍数系数，从而改变PLL的输出采样时钟频率来补偿采样频偏。
由此，本实施例通过采用PLL和采样速率转换滤波器相结合的采样频偏补偿方式，在实际的采样频率偏移sfo大于等于第一阈值时，采用PLL的方式进行补偿，避免了小频偏情况下PLL补偿带来的相对较大的NTB计时误差，具有NTB计时精度高、频偏补偿范围大的特点，且本实施例的电力线通信采样频偏补偿装置和方法能无缝地整合到时OFDM电力线通信收发机中。
本实施例中，在步骤S4之后，还可以包括：
步骤S6，若所述当前时刻n的实际的采样频率偏移sfo小于所述第一阈值，则通过采样速率转换滤波器根据所述当前时刻n的实际的采样频率偏移来进行小数倍的插值或抽取来补偿采样频偏。
由此，本实施例通过采用PLL和采样速率转换滤波器相结合的采样频偏补偿方式，在实际的采样频率偏移大于等于第一阈值时，采用PLL的方式进行补偿；在实际的采样频率偏移小于所述第一阈值时，采用采样速率转换滤波器进行补偿，避免了小频偏情况下PLL补偿带来的相对较大的NTB计时误差，同时避免了大频偏情况下采样速率转换滤波器需要较大插值或抽取缓存区间的需求，具有NTB计时精度高、频偏补偿范围大的特点。
本实施例中，步骤S1之后，还可以包括：步骤S71-步骤S73。
步骤S71，若在预设时间内没有接收到信标帧，则设置PLL的频偏为+/-kΔf进行扫频，其中，Δf是信噪比(SNR)为-3dB时接收机能正确接收信标帧的帧控制域的正负频偏绝对值中的最小值，k＝1-n，n为系统的最大频偏Δfmax除以Δf向下取整后的值；
步骤S72，若在当前设置PLL的频偏下接收到信标帧，则对所述信标帧进行译码校验；
步骤S73，若在当前设置PLL的频偏下没有接收到信标帧，则改变k的值继续进行扫频，直至扫频次数超过系统预设的扫频阈值或接收到信标帧为止。
在一种实现方式中，步骤S2之后还包括：S81-S86。
步骤S81，若所述信标帧的帧控制域非全0并且所述译码校验不通过，则通过前导序列来计算信道频域响应；
步骤S82，根据所述信道频域响应计算信噪比(SNR)和估计采样频偏(SFO)；
步骤S83，若SNR低于预设值，计算SFO/4的值；其中，预设值可取-3dB。
步骤S84，若SFO/4大于等于第二阈值，则使用第二阈值作为第一补偿值，其中，第二阈值可以为+/-10ppm。
步骤S85，若SFO/4小于第二阈值，则使用SFO/4作为第一补偿值；
步骤S86，通过采样速率转换滤波器根据所述第一补偿值来实现进行小数倍的插值或抽取来补偿采样频偏。
在一种实现方式中，步骤S2之后还包括：S81、S82、S91-S94。
步骤S91，若SNR高于预设值，则计算SFO/2。
步骤S92，若SFO/2大于等于第三阈值，则取第三阈值作为第二补偿值，其中，第三阈值可以+/-15ppm。
步骤S93，若SFO/2小于第三阈值，则取SFO/2作为第二补偿值。
步骤S94，通过采样速率转换滤波器根据所述第二补偿值进行小数倍的插值或抽取来补偿采样频偏。
需要说明的是，SFO的补偿在帧间隔内进行，防止对正常的收发造成影响，补偿设置完成后对数据通路进行复位。
本实施例提供的补偿方法，可以应用在发送端与接收端，发送通路独立存在一个和接收通路相同的采样速率转换滤波器，用于补偿发送信号的小的采样频率偏移；发送端较大的采样频偏补偿通过调整PLL输出给数模转换器的采样时钟来实现。若采用PLL进行SFO补偿，采用调整PLL前后的参考时钟计算的PLL重新锁定时长与本地NTB计时时长的差值来对本地NTB进行补偿，消除PLL调整对NTB定时的影响。本方法理论上可支持极大的SFO范围，实际应用时，以典型的1024点FFT、子载波间隔为24.414KHz的电力线OFDM通信系统为例，采样速率为25MHz(1024*24.414KHz)。支持正负半个子载波间隔的SFO(+/-488ppm,24.414KHz/(2*25MHz))就完全满足实际的极限应用。
如图2所示，其为本实施例提供的采样频偏的补偿装置的结构示意图，包括：判断模块1、校验模块2、采样频偏误差计算模块3、采样频率偏移计算模块4，调整模块5。
判断模块1，用于判断在预设时间内是否接收到信标帧，其中，所述信标帧用于对网络中的通信设备进行同步，所述信标帧包括前导序列、帧控制域以及载荷数据。其中，信标时间戳是发送信标的设备在发送信标时标记的网络基准时间，位于帧控制域，紧领前导序列之后，由于电力线通信突发传输的每一帧都会基于前导序列进行独立的同步，帧控制域具有较强的抗频偏性能。
校验模块2与所述判断模块1相连接，用于在接收到所述信标帧时，对所述信标帧进行译码校验。
采样频偏误差计算模块3与判断模块2相连接，用于在所述信标帧的译码校验通过并且所述信标帧的帧控制域非全0时，根据当前时刻n的所述信标帧的帧控制域中的信标时间戳与信标帧位同步时刻对应的本地NTB，以及上一时刻n-1的所述信标帧的帧控制域中的信标时间戳与信标帧位同步时刻对应的本地NTB来计算当前时刻n的采样频偏误差FreqErr(n)。
具体的，根据以下公式进行计算：
FreqErr(n)＝(BTS(n)-BTS(n-1))/(LCTM(n)–LCTM(n-1))–1；
其中，BTS(n)为n时刻信标帧的帧控制域中的信标时间戳，BTS(n-1)为n-1时刻信标帧的帧控制域中的信标时间戳，LCTM(n)为n时刻信标帧位同步时刻对应的本地NTB值，LCTM(n-1)为n-1时刻信标帧位同步时刻对应的本地NTB值。
采样频率偏移计算模块4与采样频偏误差计算模块3相连接，用于根据采样频偏误差计算模块3计算的当前时刻n的采样频偏误差FreqErr(n)以及上一时刻计算的采样频率偏移，计算当前时刻n的实际的采样频率偏移。
具体的，可以根据公式一计算当前n的实际的采样频率偏移sfo(n)，所述公式一包括：
sfo(n)＝(1-wf)*sfo(n-1)+wf*FreqErr(n) (1)
其中，wf是滤波权重，用于过滤前导检测时刻的抖动，wf随信标帧接收数目的递增由1逐渐减小到(1/2)k，5≥k≥1。
调整模块5与采样频率偏移计算模块4相连接，用于在采样频率偏移计算模块4计算的所述当前时刻n的实际的采样频率偏移sfo(n)大于等于第一阈值时，根据所述当前时刻n的实际的采样频率偏移调整锁相环PLL整数倍频与分数倍数系数，从而改变PLL的输出采样时钟频率来补偿采样频偏。
所述调整模块5还用于在所述采样频率偏移计算模块计算当前时刻n的实际的采样频率偏移之后，当所述当前时刻n的实际的采样频率偏移sfo小于所述第一阈值时，通过采样速率转换滤波器根据所述当前时刻n的实际的采样频率偏移进行小数倍的插值或抽取来补偿采样频偏。
由此，本实施例通过采用PLL和采样速率转换滤波器相结合的采样频偏补偿方式，在实际的采样频率偏移sfo大于等于第一阈值时，采用PLL的方式进行补偿，避免了小频偏情况下PLL补偿带来的相对较大的NTB计时误差，具有NTB计时精度高、频偏补偿范围大的特点，且本发明提出的电力线通信采样频偏补偿装置和方法能无缝地整合到时OFDM电力线通信收发机中。
需要说明的是，本实施例中的判断模块1、校验模块2、采样频偏误差计算模块3、采样频率偏移计算模块4，调整模块5可以设置在接收机或发送机的主控模块85中。
具体地，如图3所示，其为接收机中的采样频偏的补偿装置的结构示意图，接收机中还可以设置有模数转换器81、定时模块82、解调与解码模块83、网络基准时间模块84、PLL6以及采样速率转换滤波器7，与本实施例中提供的主控模块85配合使用。
其中，模数转换器81实现电力线通信接收的模拟信号到数字信号的转换。采样速率转换滤波器7根据输入频偏来实现小数倍采样速率的转换，采用基于立方插值或分段抛物线插值的Farrow滤波器来实现。
定时模块82实现帧同步与位同步，通过确定位同步的定时点，来确定接收数据帧的帧控制域的第一个非零采样点对应时刻点。
解调解码模块83进行OFDM电力线通信接收机中频域处理与比特级处理，最终恢复出原始的帧控制及载荷数据。
锁相环模块PLL6根据参考时钟及相应的倍频(包含整数倍频与分数倍频)及分频系数，产生装置各模块所需的时钟。其中，采样时钟与计时时钟的频率通常为采样率的整数倍，其他模块的工作时钟和采样率无严格对应关系，为实现方便，通常也为采样率的整数倍。
网络基准时间模块84维护一个本地的NTB计时器，同时记录接收的数据帧的位同步时刻(帧控制域的第一个非零采样点)的本地NTB值。
主控模块85包括本实施例提供的判断模块1、校验模块2、采样频偏误差计算模块3、采样频率偏移计算模块4，调整模块5。根据当前接收的帧控制域信标时间戳和记录的信标帧位同步时刻的本地NTB值，以及有关的NTB和频偏等历史信息，估计出当前频偏值，并根据当前频偏值来调整PLL或采样速率转换滤波器的配置，达到补偿后续数据帧采样频偏的目的。
另外，主控模块85也可以设置在发射机中。发射机中还可以设置有数模转换器86、定时模块82、解调与解码模块83、网络基准时间模块84，与本实施例中提供的主控模块85、PLL6以及采样速率转换滤波器7配合使用。发射机和接收机中的主控模块85原理基本相同，区别仅仅在于信号流向不同，本实施例中不再赘述。
本领域内的技术人员应明白，本申请的实施例可提供为方法、系统、或计算机程序产品。因此，本申请可采用完全硬件实施例、完全软件实施例、或结合软件和硬件方面的实施例的形式。而且，本申请可采用在一个或多个其中包含有计算机可用程序代码的计算机可用存储介质(包括但不限于磁盘存储器、CD-ROM、光学存储器等)上实施的计算机程序产品的形式。
本申请是参照根据本申请实施例的方法、设备(系统)、和计算机程序产品的流程图和/或方框图来描述的。应理解可由计算机程序指令实现流程图和/或方框图中的每一流程和/或方框、以及流程图和/或方框图中的流程和/或方框的结合。可提供这些计算机程序指令到通用计算机、专用计算机、嵌入式处理机或其他可编程数据处理设备的处理器以产生一个机器，使得通过计算机或其他可编程数据处理设备的处理器执行的指令产生用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的装置。
这些计算机程序指令也可存储在能引导计算机或其他可编程数据处理设备以特定方式工作的计算机可读存储器中，使得存储在该计算机可读存储器中的指令产生包括指令装置的制造品，该指令装置实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能。
这些计算机程序指令也可装载到计算机或其他可编程数据处理设备上，使得在计算机或其他可编程设备上执行一系列操作步骤以产生计算机实现的处理，从而在计算机或其他可编程设备上执行的指令提供用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的步骤。
前述对本发明的具体示例性实施方案的描述是为了说明和例证的目的。这些描述并非想将本发明限定为所公开的精确形式，并且很显然，根据上述教导，可以进行很多改变和变化。对示例性实施例进行选择和描述的目的在于解释本发明的特定原理及其实际应用，从而使得本领域的技术人员能够实现并利用本发明的各种不同的示例性实施方案以及各种不同的选择和改变。本发明的范围意在由权利要求书及其等同形式所限定。
Claims (6)
1.一种采样频偏的补偿方法，其特征在于，包括：
判断在预设时间内是否接收到信标帧，其中，所述信标帧用于对网络中的通信设备进行同步，所述信标帧包括帧控制域；
若接收到所述信标帧，则对所述信标帧进行译码校验；
若所述信标帧的译码校验通过并且所述信标帧的帧控制域非全0，则根据当前时刻n的所述信标帧的帧控制域中的信标时间戳与信标帧位同步时刻对应的本地网络基准时间NTB，以及上一时刻n-1的所述信标帧的帧控制域中的信标时间戳与信标帧位同步时刻对应的本地NTB来计算当前时刻n的采样频偏误差FreqErr（n）；
根据所述当前时刻n的采样频偏误差FreqErr（n）以及上一时刻计算的采样频率偏移，计算当前时刻n的实际的采样频率偏移；
若所述当前时刻n的实际的采样频率偏移sfo（n）大于等于第一阈值，则根据所述当前时刻n的实际的采样频率偏移调整锁相环PLL整数倍频与分数倍数系数，从而改变PLL的输出采样时钟频率来补偿采样频偏；
所述计算当前时刻n的实际的采样频率偏移之后，还包括：
若所述当前时刻n的实际的采样频率偏移sfo（n）小于所述第一阈值，则通过采样速率转换滤波器根据所述当前时刻n的实际的采样频率偏移进行小数倍的插值或抽取来补偿采样频偏。
2.如权利要求1所述的补偿方法，其特征在于，所述判断在预设时间内是否接收到信标帧之后，还包括：
若在预设时间内没有接收到信标帧，则设置PLL的频偏为+/-k∆f进行扫频，其中，∆f是信噪比SNR为-3dB时接收机能正确接收所述信标帧的帧控制域的正负频偏绝对值中的最小值，k=1～N，N为系统的最大频偏
除以∆f向下取整后的值；
若在当前设置PLL的频偏下接收到信标帧，则对所述信标帧进行译码校验；
若在当前设置PLL的频偏下没有接收到信标帧，则改变k的值继续进行扫频，直至扫频次数超过系统预设的扫频阈值或接收到信标帧为止。
3.如权利要求1所述的补偿方法，其特征在于，所述对所述信标帧进行译码校验之后，所述补偿方法还包括：
若所述信标帧的译码校验不通过并且所述信标帧的帧控制域非全0，则通过前导序列来计算信道频域响应；
根据所述信道频域响应计算信噪比SNR和估计采样频偏SFO；
若所述SNR低于预设值，则计算
的值；
若
的值大于等于第二阈值，则使用第二阈值作为第一补偿值;
若
的值小于所述第二阈值，则使用
的值作为第一补偿值；
通过采样速率转换滤波器根据所述第一补偿值进行小数倍的插值或抽取来补偿采样频偏。
4.如权利要求3所述的补偿方法，其特征在于，所述根据所述信道频域响应计算信噪比SNR和估计采样频偏SFO之后，还包括：
若SNR高于预设值，计算
；
若
大于等于第三阈值，则取第三阈值作为第二补偿值；
若
小于第三阈值，则取
作为第二补偿值；
通过采样速率转换滤波器根据所述第二补偿值进行小数倍的插值或抽取来补偿采样频偏。
5.如权利要求2所述的补偿方法，其特征在于，所述根据所述当前时刻n的采样频偏误差FreqErr（n）以及上一时刻计算的采样频率偏移，计算当前时刻n的实际的采样频率偏移
包括：
根据公式一计算当前n的实际的采样频率偏移
其中，
是滤波权重，用于过滤前导检测时刻的抖动，
随信标帧接收数目的递增由1逐渐减小到
。
6.一种采样频偏的补偿装置，其特征在于，包括：
判断模块，用于判断在预设时间内是否接收到信标帧，其中，所述信标帧用于对网络中的通信设备进行同步，所述信标帧包括帧控制域；
校验模块，与所述判断模块相连接，用于在接收到所述信标帧时，对所述信标帧进行译码校验；
采样频偏误差计算模块，与所述校验模块相连接，用于在所述信标帧的译码校验通过并且所述信标帧的帧控制域非全0时，根据当前时刻n的所述信标帧的帧控制域中的信标时间戳与信标帧位同步时刻对应的本地NTB，以及上一时刻n-1的所述信标帧的帧控制域中的信标时间戳与信标帧位同步时刻对应的本地NTB来计算当前时刻n的采样频偏误差FreqErr（n）；
采样频率偏移计算模块，与所述采样频偏误差计算模块相连接，用于根据所述当前时刻n的采样频偏误差FreqErr（n）以及上一时刻计算的采样频率偏移，计算当前时刻n的实际的采样频率偏移sfo(n)；
调整模块，与所述采样频率偏移计算模块相连接，用于在所述采样频率偏移计算模块计算的所述当前时刻n的实际的采样频率偏移sfo(n)大于等于第一阈值时，根据所述当前时刻n的实际的采样频率偏移调整锁相环PLL整数倍频与分数倍数系数，从而改变PLL输出的时钟频率来补偿采样频偏；
所述调整模块还用于在所述采样频率偏移计算模块计算当前时刻n的实际的采样频率偏移之后，当所述当前时刻n的实际的采样频率偏移sfo(n)小于所述第一阈值时，通过采样速率转换滤波器根据所述当前时刻n的实际的采样频率偏移进行小数倍的插值或抽取来补偿采样频偏。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201910744624.7A CN110445739B (zh) | 2019-08-13 | 2019-08-13 | 采样频偏的补偿方法及装置 |
Applications Claiming Priority (1)
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|---|---|---|---|
| CN201910744624.7A CN110445739B (zh) | 2019-08-13 | 2019-08-13 | 采样频偏的补偿方法及装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN110445739A CN110445739A (zh) | 2019-11-12 |
| CN110445739B true CN110445739B (zh) | 2022-02-01 |
Family
ID=68435116
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201910744624.7A Active CN110445739B (zh) | 2019-08-13 | 2019-08-13 | 采样频偏的补偿方法及装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN110445739B (zh) |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN112235864B (zh) * | 2020-10-15 | 2023-02-14 | 紫光展锐(重庆)科技有限公司 | 抗定时漂移的时间同步方法及相关产品 |
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| CN113839900A (zh) * | 2021-10-09 | 2021-12-24 | 上海东软载波微电子有限公司 | 载波频偏估计方法及装置、计算机可读存储介质 |
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- 2019-08-13 CN CN201910744624.7A patent/CN110445739B/zh active Active
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|---|---|
| CN110445739A (zh) | 2019-11-12 |
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Legal Events
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|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant |