CN104539564A - 一种用于lte系统的频偏估计方法和装置 - Google Patents

一种用于lte系统的频偏估计方法和装置 Download PDF

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曾献敏
康忠林
卓开泳
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Abstract

本发明公开了一种用于LTE系统的频偏估计方法，用于在恶劣信道环境下的频偏估计，可有效的降低误码率。本发明提供的方法包括：对接收到的数字信号与本地主同步信号进行互相关运算，从所述数字信号中提取到下行主同步信号；对所述下行主同步信号进行频偏估计，得到所述数字信号被校正需要的粗频偏；使用所述粗频偏对所述数字信号进行频偏校正，得到初步校正后的数字信号；从初步校正后的数字信号中提取出循环前缀信号；对所述循环前缀信号进行频偏估计，得到所述数字信号被校正需要的细频偏；根据所述粗频偏和所述细频偏对所述数字信号进行频偏校正，得到最终校正后的数字信号。

Description

一种用于LTE系统的频偏估计方法和装置
技术领域
本发明涉及通信技术领域，尤其涉及一种用于长期演进(Long Term Evolution，LTE)的频偏估计方法和装置。
背景技术
LTE系统的下行采用正交频分多址的接入方式，其具有频谱效率高、抗多径干扰能力强、均衡简单等优点，但是相对增加的符号周期使得LTE系统对于载波偏移比单载波系统更加敏感，造成载波频偏的原因主要是发射机的载波频率和接收机的本地频率之间的差异性以及终端高速移动引起的多普勒频移。而由于频率的偏移很容易造成各子载波之间的干扰，这会极大影响数据的正确解调，导致误码率的增加，因此有必要对LTE系统中的频偏进行有效测量和估计，然后根据测量值进行校准和跟踪，以使得发射机和接收机之间的偏差尽可能的减小。
现有技术中对频偏估计主要采用的方法是基于参考信号的频偏估计算法，该算法通过时域互相关来进行频偏估计，该算法计算复杂度适中,但受到采用的估计函数限制,对整数倍的频偏估计性能良好，但是在整数频偏存在情况下对于小数倍的频偏估计精度较差，其次,该算法还依赖于可靠的定时同步,当信道环境恶劣或定时同步偏差较大时,频偏估计的性能会严重下降，影响数据的正确解调。
发明内容
本发明实施例提供了一种用于LTE系统的频偏估计方法和装置，用于在恶劣信道环境下的频偏估计，可有效的降低误码率。
为解决上述技术问题，本发明实施例提供以下技术方案：
第一方面，本发明实施例提供一种用于LTE系统的频偏估计方法，包括：
对接收到的数字信号与本地主同步信号进行互相关运算，从所述数字信号中提取到下行主同步信号；
对所述下行主同步信号进行频偏估计，得到所述数字信号被校正需要的粗频偏；
使用所述粗频偏对所述数字信号进行频偏校正，得到初步校正后的数字信号；
从初步校正后的数字信号中提取出循环前缀信号；
对所述循环前缀信号进行频偏估计，得到所述数字信号被校正需要的细频偏；
根据所述粗频偏和所述细频偏对所述数字信号进行频偏校正，得到最终校正后的数字信号。
第二方面，本发明实施例还提供一种用于LTE系统的频偏估计装置，包括：
下行主同步确定模块，用于对接收到的数字信号与本地主同步信号进行互相关运算，从所述数字信号中提取到下行主同步信号；
粗频偏获取模块，用于对所述下行主同步信号进行频偏估计，得到所述数字信号被校正需要的粗频偏；
第一频偏校正模块，用于使用所述粗频偏对所述数字信号进行频偏校正，得到初步校正后的数字信号；
循环前缀确定模块，用于从初步校正后的数字信号中提取出循环前缀信号；
细频偏获取模块，用于对所述循环前缀信号进行频偏估计，得到所述数字信号被校正需要的细频偏；
第二频偏校正模块，用于根据所述粗频偏和所述细频偏对所述数字信号进行频偏校正，得到最终校正后的数字信号。
从以上技术方案可以看出，本发明实施例具有以下优点：
在本发明实施例中，首先对接收到的数字信号与本地主同步信号进行互相关运算，从数字信号中提取到下行主同步信号，然后对下行主同步信号进行频偏估计，得到数字信号被校正需要的粗频偏，以及使用粗频偏对数字信号进行频偏校正，得到初步校正后的数字信号，接下来从初步校正后的数字信号中提取出循环前缀信号，对循环前缀信号进行频偏估计，得到数字信号被校正需要的细频偏，最后根据粗频偏和细频偏对数字信号进行频偏校正，得到最终校正后的数字信号。由于循环前缀在LTE系统中的出现频率比小区参考信号和主同步信号要高的多，本发明实施例中采用循环前缀和主同步相结合的方法对粗细频偏估计来进行最终的频偏校正，采用了两级的频偏估计可以分别获取到粗频偏和细频偏，通过粗频偏和细频偏可以对LTE系统中的数字信号进行最终校正，可以保证估计的精度，适用于小数倍的频偏估计，从而能够很好的降低数字信号解调的误码率，适用于环境恶劣的信道。
附图说明
图1为本发明实施例提供的一种用于LTE系统的频偏估计方法的流程方框示意图；
图2为本发明实施例提供的用于LTE系统的频偏估计方法的实现逻辑示意图；
图3为本发明实施例提供的用于LTE系统的频偏估计方法以及现有技术的频偏估计方法在高斯白噪声
信道下的误码率仿真结果示意图；
图4-a为本发明实施例提供的一种于LTE系统的频偏估计装置的组成结构示意图；
图4-b为本发明实施例提供的下行主同步确定模块的组成结构示意图；
图4-c为本发明实施例提供的粗频偏获取模块的组成结构示意图。
具体实施方式
本发明实施例提供了一种用于LTE系统的频偏估计方法和装置，用于在恶劣信道环境下的频偏估计，可有效的降低误码率。
为使得本发明的发明目的、特征、优点能够更加的明显和易懂，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，下面所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而非全部实施例。基于本发明中的实施例，本领域的技术人员所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本发明的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。应该理解这样使用的术语在适当情况下可以互换，这仅仅是描述本发明的实施例中对相同属性的对象在描述时所采用的区分方式。此外，术语“包括”和“具有”以及他们的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含，以便包含一系列单元的过程、方法、系统、产品或设备不必限于那些单元，而是可包括没有清楚地列出的或对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它单元。
以下分别进行详细说明。
请参阅图1所示，本发明一个实施例提供的用于LTE系统的频偏估计，具体可以包括如下步骤：
101、对接收到的数字信号与本地主同步信号进行互相关运算，从数字信号中提取到下行主同步信号。
在本发明实施例中，LTE系统中传输的数字信号作为基带信号，由用于LTE系统的频偏估计装置接收到，由于信道会受到噪声干扰，该数字信号作为初始信号被接收到需要进行频偏校正，首先对初始数字信号进行下行同步的确定，以实现符号同步，通过对接收到的数字信号与本地保存的本地主同步信号做互相关运算，根据互相关运算结果确定下行同步的时刻，从而可以从数字信号中提取到下行主同步信号。
在本发明的一些实施例中，步骤101对接收到的数字信号与本地主同步信号进行互相关运算，从所述数字信号中提取到下行主同步信号，具体可以包括如下步骤：
A1、通过如下方式计算数字信号与本地主同步信号之间的互相关函数值Sum-IQ：
Sum - IQ = Σ n = 1 62 { | I ( n ) d i ( n ) + Q ( n ) d q ( n ) | + | d q ( n ) I ( n ) - d i ( n ) Q ( n ) | } ;
其中，I(n)和Q(n)分别表示第n个数字信号的实部和虚部，di(n)和dq(n)分别表示第n个本地主同步信号的实部和虚部，n为大于等于1且小于等于62的自然数；
A2、根据Sum-IQ大于或等于互相关归一化门限对应的时刻，从数字信号中确定出下行主同步信号。
其中，步骤A1中，接收到的初始数字信号表示为(I，Q)，则第n个数字信号表示为(I(n)，Q(n))，I(n)和Q(n)分别表示第n个数字信号的实部和虚部，另外，本地存储的本地主同步信号可以表示为(di，dq)，则第n个本地主同步信号可以表示为(di(n)，dq(n))，di(n)和dq(n)分别表示第n个本地主同步信号的实部和虚部。具体的，主同步信号占用载波中心的62个子载波，所以n的取值为从1至62，共有62个子载波的信号，可以理解的是，若连带算上左右两侧各自存在的空闲子载波，n的取值也可以大于62，但是通常取值小于子载波的个数(例如72个)。
步骤A2中，通过前述步骤计算出互相关函数值Sum-IQ之后，将Sum-IQ与预置的互相关归一化门限进行数值判断，确定出Sum-IQ大于或等于互相关归一化门限对应的时刻，在该时刻得到的数字信号即为下行主同步信号，其中互相关归一化门限的取值为预先设定，可以通过仿真来确定，也可以据实际的应用场景中计算出的经验值作为互相关归一化门限，可选的，根据统计设定下行主同步码到达时互相关归一化门限的取值为THR大于0.2，例如THR取值需要保证错误的同步概率为0，漏同步的概率小于0.1％，在这种情况下计算得到THR大于0.2，优选的THR＝0.25。
需要说明的是，互相关归一化门限作为实际经验值，该值越大，漏同步的概率越大，误同步的概率越小，值越小，漏同步的概率越小，误同步的概率越大。根据Sum-IQ≥THR时，表示该时刻是下行主同步码的到达时刻，根据协议规定的下行主同步信号的生成公式，主同步码信号长度为62，然后将62个主同步信号的实部虚部(I1,Q1)值保存下来。
在本发明的一些实施例中，本地主同步信号每半个无线帧就传输一次，根据扇区标识码的不同，本地主同步信号共有3种可能的取值，具体的，可以通过如下方式计算出：
d u ( n ) = e - j πun ( n + 1 ) 63 n = 0,1 , . . . , 30 e - j πu ( n + 1 ) ( n + 2 ) 63 n = 31,32 , . . . , 61
其中，u的取值分别为25、29、34，当u的取值为25时，du(n)表示第0路的第n个本地主同步信号，当u的取值为29时，du(n)表示第1路的第n个本地主同步信号，当u的取值为34时，du(n)表示第2路的第n个本地主同步信号，n为大于等于1且小于等于62的自然数。
102、对下行主同步信号进行频偏估计，得到数字信号被校正需要的粗频偏。
在本发明实施例中，获取到下行主同步信号之后，对该下行主同步信号进行频偏估计，得到一个粗频偏，该粗频偏为需要输入到初始的数字信号中进行校正的输入参数，对下行主同步信号进行频偏估计可以通过数值法频偏估计来实现。
具体的，步骤102对下行主同步信号进行频偏估计，得到数字信号被校正需要的粗频偏，可以包括如下步骤：
B1、从粗频偏集合中分别选取不同的粗频偏对下行主同步信号进行频偏校正，得到校正后的下行主同步信号；
B2、对校正后的下行主同步信号与本地主同步信号进行互相关运算，得到与粗频偏集合中每个粗频偏对应的互相关运算结果；
B3、从多个的互相关运算结果中选择取值最大的互相关运算结果对应的粗频偏，作为数字信号被校正需要的粗频偏。
对于上述步骤B1而言，需要选取的粗频偏为粗频偏集合中的某一个频偏值，使用每一个可能的粗频偏都对下行主同步信号做一次频偏估计，共计算出多个校正后的下行主同步信号，具体的，粗频偏集合可以为{-7.5khz，-6.5khz，-5.5khz，-4.5khz，-3.5khz，-2.5khz，-1.5khz，-0.5khz，0.5khz，1.5khz，2.5khz，3.5khz，4.5khz，5.5khz，6.5khz,7.5khz},共有16个粗频偏的取值可能，对于16个粗频偏，可以计算出16个校正后的下行主同步信号。
进一步的，上述步骤B1从粗频偏集合中分别选取不同的粗频偏对下行主同步信号进行频偏校正，得到校正后的下行主同步信号，具体可以包括：
通过如下方式计算校正后的下行主同步信号：
I 2 = I 1 ( n ) × cos 2 πnΔ f ′ 1 f + Q 1 ( n ) × sin 2 πnΔ f ′ 1 f ;
Q 2 ( n ) = Q 1 ( n ) × cos 2 πnΔ f ′ 1 f - I 1 ( n ) × sin 2 πnΔ f ′ 1 f ;
其中，I2(n)和Q2(n)表示第n个校正后的下行主同步信号的实部和虚部，I1(n)和Q1(n)表示第n个下行主同步信号的实部和虚部，f为采样频率，n为大于等于1且小于等于62的自然数，△f′1表示粗频偏集合中的任意一个粗频偏。
例如，△f′1为粗频偏集合{-7.5khz，-6.5khz，-5.5khz，-4.5khz，-3.5khz，-2.5khz，-1.5khz，-0.5khz，0.5khz，1.5khz，2.5khz，3.5khz，4.5khz，5.5khz，6.5khz,7.5khz}中的任意一个粗频偏取值，每次取粗频偏集合中的一个值，△f′1共有16种取值可能，所以共可以计算出16个校正后的下行主同步信号，在上述公式中用(I2(n)，Q2(n))来表示。
在步骤B2中，每个校正后的下行主同步信号都与本地同步信号进行互相关运算，得到与粗频偏集合中每个粗频偏对应的互相关运算结果。例如，若计算出16个校正后的下行主同步信号，则每个校正后的下行主同步信号与本地同步信号进行互相关运算后，都会得到一个互相关运算结果，对应于粗频偏集合中的每个粗频偏，都会存在一个互相关运算结果，例如粗频偏集合中有16个粗频偏，也会得到对应于16个粗频偏的16个互相关运算结果。
进一步的，步骤B2对频偏校正后的下行主同步信号与本地主同步信号进行互相关运算，得到与粗频偏集合中每个粗频偏对应的互相关运算结果，具体可以包括如下步骤：
通过如下方式计算与粗频偏集合中每个粗频偏对应的互相关运算结果Sum-IQ1；
Sum - IQ 1 = Σ n = 1 62 { | I 2 ( n ) d i ( n ) + Q 2 ( n ) d q ( n ) + d q ( n ) I 2 ( n ) - d i ( n ) Q 2 ( n ) | } ;
其中，I2(n)和Q2(n)分别表示第n个校正后的下行主同步信号的实部和虚部，di(n)和dq(n)分别表示第n个本地主同步信号的实部和虚部，n为大于等于1且小于等于62的自然数。
仍以前述粗频偏的取值为例，若计算出16组的(I2(n)，Q2(n))，则对应于16组的(I2(n)，Q2(n))的互相关运算结果，也会有16组的Sum-IQ1。
在步骤B3中，得到多个互相关运算结果后，从得到的所有互相关运算结果中选取出值最大的互相关结果，将值最大的互相关结果对应的粗频偏作为最终选择的粗频偏，也就是需要输入到数字信号中进行频偏校正的粗频偏。
需要说明的是，步骤102对下行主同步信号进行频偏估计得到的粗频偏，除了前述举例实现方式之外，也可以通过辅同步码或者导频时隙进行粗频偏估计，或者是基于最大似然估计的ML估计算法，但是辅同步码间隔时间太长，不利于信号的实时频偏纠正，而导频时隙和基于最大似然估计的ML估计算法的算法复杂，需要大量的存储器和逻辑资源，不适合fpga实际使用，综合实际应用情况，考虑了实时情况和降低成本和算法复杂度，采取对下行主同步信号进行频偏估计，可降低算法复杂度。
103、使用粗频偏对数字信号进行频偏校正，得到初步校正后的数字信号。
在本发明实施例中，获取到数字信号被校正需要的粗频偏之后，将粗频偏作用于初始的数字信号，通过使用粗频偏对数字信号进行频偏校正，可以得到初步校正后的数字信号。具体的，可实现的方式为，根据粗频偏可以获取到旋转因子，将旋转因子与初始的数字信号进行相乘，得到初步校正后的数字信号。
举例说明如下，步骤103使用粗频偏对数字信号进行频偏校正，得到初步校正后的数字信号，具体可以包括如下步骤：
通过如下方式计算初步校正后的数字信号：
I 3 = I ( n ) × cos 2 πnΔ f 1 f + Q ( n ) × sin 2 πnΔ f 1 f ;
Q 3 ( n ) = Q ( n ) × cos 2 πnΔ f 1 f + I ( n ) × sin 2 πnΔ f 1 f ;
其中，I3(n)和Q3(n)表示第n个初步校正后的数字信号的实部和虚部，I(n)和Q(n)表示第n个数字信号的实部和虚部，f为采样频率，n为大于等于1且小于等于62的自然数，△f1表示数字信号被校正需要的粗频偏。
在上述实现方式中，对于第n个初步校正后的数字信号的实部I3(n)和虚部Q3(n)，由初始的数字信号(I(n)，Q(n))与旋转因子相乘得到，初步校正得到的数字信号可以用于细频偏的计算，具体请参阅后续步骤104和步骤105的描述。
104、从初步校正后的数字信号中提取出循环前缀信号。
在本发明实施例中，使用粗频偏对初始的数字信号进行初步校正后，得到的初步校正后的数字信号可以用于循环前缀信号(Cyclic Prefix,CP)的确定。循环前缀在LTE系统中的出现频率比小区参考信号和主同步信号要高的多，通过确定的的循环前缀信号可以用于计算对数字信号进行校正需要的细频偏。
在本发明的一些实施例中，步骤104从初步校正后的数字信号中提取出循环前缀信号，具体可以包括如下步骤：
C1、通过如下方式计算初步校正后的数字信号之间的自相关函数值Sum-cp：
Sum - cp = Σ n = 1 144 { [ I 3 ( n ) I 3 ( n + 2048 ) + Q 3 ( n ) Q 3 ( n + 2048 ) ] 2 + [ Q 3 ( n ) I 3 ( n + 2048 ) - I 3 ( n ) Q 3 ( n + 2048 ) ] 2 }
其中，I3(n)和Q3(n)分别表示第n个初步校正后的数字信号的实部和虚部，I3(n+2048)和Q3(n+2048)分别表示第(n+2048)个初步校正后的数字信号的实部和虚部，n为大于等于1且小于等于144的自然数；
C2、根据Sum-cp大于自相关归一化门限对应的时刻，从初步校正后的数字信号中提取出循环前缀信号。
对于前述步骤C1，通常为了能够做快速傅里叶变换(Fast Fourier Transformation，FFT)，通常按照2048个子载波进行采样，例如，对于20M带宽的LTE系统而言，采样点数为2048，所以需要计算第n个初步校正后的数字信号和第(n+2048)个初步校正后的数字信号之间的自相关，得到自相关函数值Sum-cp，n的取值为从1至144，其中，144为LTE系统中循环前缀信号的长度。
对于步骤C2，通过前述步骤计算出自相关函数值Sum-cp之后，将Sum-cp与预置的自相关归一化门限进行数值判断，确定出Sum-cp大于或等于自相关归一化门限对应的时刻，在该时刻得到的数字信号即为循环前缀信号，其中自相关归一化门限的取值为预先设定，可以通过仿真来确定，也可以据实际的应用场景中计算出的经验值作为自相关归一化门限，可选的，根据统计设定循环前缀信号出现时自相关归一化门限的取值为THR1大于0.48且小于0.6，优选的，THR1＝0.5。
需要说明的是，自相关归一化门限作为实际经验值，根据Sum-cp>THR1时，表示该时刻是循环前缀码的到达时刻，根据协议确定循环前缀信号的长度为144，,然后将144个循环前缀信号的实部虚部(I4,Q4)值保存下来，例如保存第n个循环前缀信号的实部虚部(I4(n)，Q4(n))以及第(n+2048)个循环前缀信号的实部虚部(I4(n+2048)，Q4(n+2048))保存下来。
105、对循环前缀信号进行频偏估计，得到数字信号被校正需要的细频偏。
在本发明实施例中，获取到循环前缀信号之后，对该循环前缀信号进行频偏估计，得到一个细频偏，该细频偏为需要输入到初始的数字信号中进行校正的输入参数，对循环前缀信号进行频偏估计可以通过对保存的循环前缀信号一一对应的计算频率差并进行归一化运算，从而得到细频偏。
具体的，步骤105对循环前缀信号进行频偏估计，得到数字信号被校正需要的细频偏，可以包括如下步骤：
通过如下方式计算数字信号被校正需要的细频偏△f2：
Δ f 2 = Σ n = 1 144 a tan ( I 4 ( n + 2048 ) Q 4 ( n ) - I 4 ( n ) Q 4 ( n + 2048 ) I 4 ( n ) I 4 ( n + 2048 ) + Q 4 ( n ) Q 4 ( n + 2048 ) ) 144
其中，I4(n)和Q4(n)分别表示第n个循环前缀信号的实部和虚部，I4(n+2048)和Q4(n+2048)分别表示第(n+2048)个循环前缀信号的实部和虚部，n为大于等于1且小于等于144的自然数，atan表示反正切函数。
对于上述实现方式中，对于144个循环前缀信号，逐一的计算频率差，并通过上述公式计算得到细频偏。
需要说明的是，步骤105获取细频偏的方式除了前述举例，还可以通过导频时隙或者盲估计算法得到数字信号被校正需要的细频偏，但是这两种算法相计算复杂度较高，没有前述实施例中△f2的计算方式更容易实现。
106、根据粗频偏和细频偏对数字信号进行频偏校正，得到最终校正后的数字信号。
在本发明实施例中，通过前述步骤101至步骤105得到粗频偏和细频偏之后，将粗频偏和细频偏输入到初始的数字信号，通过粗频偏和细频偏对初始的数字信号进行频偏校正，得到最终校正后的数字信号。
在本发明的一些实施例中，步骤106根据粗频偏和细频偏对数字信号进行频偏校正，得到最终校正后的数字信号，包括：
通过如下方式计算最终校正后的数字信号：
I ′ ( n ) = I ( n ) × cos 2 πnΔf f + Q ( n ) × sin 2 πnΔf f ;
Q ′ ( n ) = Q ( n ) × cos 2 πnΔf f - I ( n ) × sin 2 πnΔf f ;
其中，△f表示数字信号被校正需要的总频偏，△f满足如下关系：△f＝△f1+△f2，I′(n)和Q′(n)表示第n个最终校正后的数字信号的实部和虚部，I(n)和Q(n)表示第n个数字信号的实部和虚部，f为采样频率，n为大于等于1且小于等于62的自然数。
在上述实现方式中，对于第n个最终校正后的数字信号的实部I′(n)和虚部Q′(n)，由初始的数字信号(I(n)，Q(n))与旋转因子相乘得到，通过粗频偏和细频偏对初始的数字信号的共同校正，可以保证频偏校正的精度。
通过以上实施例对本发明的描述说明可知，首先对接收到的数字信号与本地主同步信号进行互相关运算，从数字信号中提取到下行主同步信号，然后对下行主同步信号进行频偏估计，得到数字信号被校正需要的粗频偏，以及使用粗频偏对数字信号进行频偏校正，得到初步校正后的数字信号，接下来从初步校正后的数字信号中提取出循环前缀信号，对循环前缀信号进行频偏估计，得到数字信号被校正需要的细频偏，最后根据粗频偏和细频偏对数字信号进行频偏校正，得到最终校正后的数字信号。由于循环前缀在LTE系统中的出现频率比小区参考信号和主同步信号要高的多，本发明实施例中采用循环前缀和主同步相结合的方法对粗细频偏估计来进行最终的频偏校正，采用了两级的频偏估计可以分别获取到粗频偏和细频偏，通过粗频偏和细频偏可以对LTE系统中的数字信号进行最终校正，可以保证估计的精度，适用于小数倍的频偏估计，从而能够很好的降低数字信号解调的误码率，适用于环境恶劣的信道。
为便于更好的理解和实施本发明实施例的上述方案，下面对本发明实施例提供的用于LTE系统的频偏估计方法从算法原理上进行详细说明，请参阅如图2所示，为本发明实施例中用于LTE系统的频偏估计方法的实现逻辑示意图。
初始的数字信号表示为I(n)Q(n),初始时对数字信号I(n)Q(n)的频偏校正中，△f1＝0，△f2＝0,△f＝△f1+△f2，首先将初始的数字信号I(n)Q(n)输入到下行主同步信号互相关，具体实现方式请参阅前述步骤101，可以得到下行主同步信号I1(n)Q1(n),然后将下行主同步信号I1(n)Q1(n)输入到数值法频偏估计，具体实现方式请参阅前述步骤102，得到粗频偏△f1，将粗频偏△f1输入到频偏校正，对初始的数字信号I(n)Q(n)进行频偏校正，具体实现方式请参阅前述步骤103，得到初步校正后的数字信号I3(n)Q3(n)，接下来将初步校正后的数字信号I3(n)Q3(n)输入到循环前缀信号自相关，具体实现方式请参阅前述步骤104，得到循环前缀信号I4(n)Q4(n)和I4(n+2048)Q4(n+2048)，最后将循环前缀信号I4(n)Q4(n)和I4(n+2048)Q4(n+2048)输入到基于循环前缀信号的频偏估计，具体实现方式请参阅前述步骤105，得到细频偏△f2。参阅前述步骤106，由粗频偏和细频偏计算出总频偏，由总频偏计算出旋转因子，使用旋转因子与初始的数字信号进行相乘，得到最终校正后的数字信号。
计算出最终校正后的数字信号后，就完成了对初始的数字信号的完整的频偏纠正，由于循环前缀在LTE系统中的出现频率比小区参考信号和主同步信号要高的多，本发明中采用这种循环前缀和主同步信号相结合的方法对粗细频偏矫正同时进行实时的迭代更新，每一次接收到主同步信号就计算一次△f1，每一次接收到循环前缀信号就计算一次△f2，将每次重新计算出的△f1，△f2用于对初始的数字信号的最终校正，能够很好的完成对采样信号的频偏矫正，为后面的LTE系统中信号解码的实现提供了良好的基础。
为了进一步说明本发明提供的用于LTE系统的频偏估计方法的性能，接下来以高斯白噪声信道条件下进行仿真，具体的，有效径数是4，相对时延为0ns,781ns,1563ns,2344ns,基带信号传输带宽为20M，射频载波频率为2GHz，一个时隙包含7个OFDM符号。按照如上条件进行仿真，可得到如图3所示的用于LTE系统的频偏估计方法以及现有技术的频偏估计方法在高斯白噪声信道下的误码率仿真结果示意图，其中，以在高斯白噪声信道下对本发明的算法，现有技术1以及现有技术2共三种算法进行仿真，本发明的算法具体如前述实施例的描述，现有技术1以基于循环前缀(cp)的频偏估计算法为例，现有技术2以基于参考信号的频偏估计算法为例，其中，图3中以实线条上加“*”符号表示现有技术1得到的在不同dB取值下的信噪比(Signal to Noise Ratio，SNR)与误码率(以均方误差(MeanSquaredError,MSE)的计算为例)之间的曲线，图3中以实线条上加“+”符号表示现有技术2得到的不同dB取值下的SNR与误码率(以MSE为例)之间的曲线，图3中以实线条加上“△”符号表示本发明的算法得到的不同dB取值下的SNR与误码率(以MSE为例)之间的曲线。通过图3可以准确无误的获知，按照本发明实施例提供的频偏估计算法进行频偏纠正后，解码的误码率大大降低，经过实际检测，本发明实施例提供的频偏估计算法在实际应用中可以正确的解调LTE的物理下行控制信道(Physical Downlink Control Channel，PDCCH)信道上承载的信息和系统消息(System Information Block Type，SIB1)等信息，具有非常好的应用性能。
需要说明的是，对于前述的各方法实施例，为了简单描述，故将其都表述为一系列的动作组合，但是本领域技术人员应该知悉，本发明并不受所描述的动作顺序的限制，因为依据本发明，某些步骤可以采用其他顺序或者同时进行。其次，本领域技术人员也应该知悉，说明书中所描述的实施例均属于优选实施例，所涉及的动作和模块并不一定是本发明所必须的。
为便于更好的实施本发明实施例的上述方案，下面还提供用于实施上述方案的相关装置。
请参阅图4-a所示，本发明实施例提供的一种用于LTE系统的频偏估计装置400，可以包括：下行主同步确定模块401、粗频偏获取模块402、第一频偏校正模块403、循环前缀确定模块404、细频偏获取模块405和第二频偏校正模块406，其中，
下行主同步确定模块401，用于对接收到的数字信号与本地主同步信号进行互相关运算，从所述数字信号中提取到下行主同步信号；
粗频偏获取模块402，用于对所述下行主同步信号进行频偏估计，得到所述数字信号被校正需要的粗频偏；
第一频偏校正模块403，用于使用所述粗频偏对所述数字信号进行频偏校正，得到初步校正后的数字信号；
循环前缀确定模块404，用于从初步校正后的数字信号中提取出循环前缀信号；
细频偏获取模块405，用于对所述循环前缀信号进行频偏估计，得到所述数字信号被校正需要的细频偏；
第二频偏校正模块406，用于根据所述粗频偏和所述细频偏对所述数字信号进行频偏校正，得到最终校正后的数字信号。
在本发明的一些实施例中，请参阅如图4-b所示，所述下行主同步确定模块401，包括：第一互相关计算子模块4011和下行主同步确定子模块4012，其中，
所述第一互相关计算子模块4011，用于通过如下方式计算所述数字信号与所述本地主同步信号之间的互相关函数值Sum-IQ：
Sum - IQ = Σ n = 1 62 { | I ( n ) d i ( n ) + Q ( n ) d q ( n ) | + | d q ( n ) I ( n ) - d i ( n ) Q ( n ) | } ;
其中，所述I(n)和所述Q(n)分别表示第n个所述数字信号的实部和虚部，所述di(n)和所述dq(n)分别表示第n个所述本地主同步信号的实部和虚部，所述n为大于等于1且小于等于62的自然数；
所述下行主同步确定子模块4012，用于根据所述Sum-IQ大于或等于互相关归一化门限对应的时刻，从所述数字信号中确定出所述下行主同步信号。
在本发明的一些实施例中，所述本地主同步信号，通过如下方式计算出：
d u ( n ) = e - j πun ( n + 1 ) 63 n = 0,1 , . . . , 30 e - j πu ( n + 1 ) ( n + 2 ) 63 n = 31,32 , . . . , 61
其中，所述u的取值分别为25、29、34，当所述u的取值为25时，所述du(n)表示第0路的第n个本地主同步信号，当所述u的取值为29时，所述du(n)表示第1路的第n个本地主同步信号，当所述u的取值为34时，所述du(n)表示第2路的第n个本地主同步信号，所述n为大于等于1且小于等于62的自然数。
在本发明的一些实施例中，请参阅如图4-c所示，所述粗频偏获取模块402，包括：下行主同步校正子模块4021、第二互相关计算子模块4022和粗频偏获取子模块4023，其中，
所述下行主同步校正子模块4021，用于从粗频偏集合中分别选取不同的粗频偏对所述下行主同步信号进行频偏校正，得到校正后的所述下行主同步信号；
所述第二互相关计算子模块4022，用于对校正后的所述下行主同步信号与所述本地主同步信号进行互相关运算，得到与粗频偏集合中每个粗频偏对应的互相关运算结果；
所述粗频偏获取子模块4023，用于从多个的所述互相关运算结果中选择取值最大的互相关运算结果对应的粗频偏，作为所述数字信号被校正需要的粗频偏。
进一步的，所述下行主同步校正子模块4021，具体用于通过如下方式计算校正后的所述下行主同步信号：
I 2 = I 1 ( n ) × cos 2 πnΔ f ′ 1 f + Q 1 ( n ) × sin 2 πnΔ f ′ 1 f ,
Q 2 ( n ) = Q 1 ( n ) × cos 2 πnΔ f ′ 1 f - I 1 ( n ) × sin 2 πnΔ f ′ 1 f ;
其中，所述I2(n)和所述Q2(n)表示第n个校正后的所述下行主同步信号的实部和虚部，所述I1(n)和所述Q1(n)表示第n个所述下行主同步信号的实部和虚部，所述f为采样频率，所述n为大于等于1且小于等于62的自然数，所述△f′1表示所述粗频偏集合中的任意一个粗频偏。
所述第二互相关计算子模块4022，具体用于通过如下方式计算与粗频偏集合中每个粗频偏对应的互相关运算结果Sum-IQ1；
Sum - IQ 1 = Σ n = 1 62 { | I 2 ( n ) d i ( n ) + Q 2 ( n ) d q ( n ) + d q ( n ) I 2 ( n ) - d i ( n ) Q 2 ( n ) | } ;
其中，所述I2(n)和所述Q2(n)分别表示第n个校正后的所述下行主同步信号的实部和虚部，所述di(n)和所述dq(n)分别表示第n个所述本地主同步信号的实部和虚部，所述n为大于等于1且小于等于62的自然数。
在本发明的一些实施例中，所述第一频偏校正模块403，具体用于通过如下方式计算初步校正后的数字信号：
I 3 = I ( n ) × cos 2 πnΔ f 1 f + Q ( n ) × sin 2 πnΔ f 1 f ;
Q 3 ( n ) = Q ( n ) × cos 2 πnΔ f 1 f + I ( n ) × sin 2 πnΔ f 1 f ;
其中，所述I3(n)和所述Q3(n)表示第n个初步校正后的数字信号的实部和虚部，所述I(n)和所述Q(n)表示第n个数字信号的实部和虚部，所述f为采样频率，所述n为大于等于1且小于等于62的自然数，所述△f1表示所述数字信号被校正需要的粗频偏。
在本发明的一些实施例中，所述循环前缀确定模块404，用于通过如下方式计算所述初步校正后的数字信号之间的自相关函数值Sum-cp：
Sum - cp = Σ n = 1 144 { [ I 3 ( n ) I 3 ( n + 2048 ) + Q 3 ( n ) Q 3 ( n + 2048 ) ] 2 + [ Q 3 ( n ) I 3 ( n + 2048 ) - I 3 ( n ) Q 3 ( n + 2048 ) ] 2 }
其中，所述I3(n)和所述Q3(n)分别表示第n个初步校正后的数字信号的实部和虚部，所述I3(n+2048)和所述Q3(n+2048)分别表示第(n+2048)个初步校正后的数字信号的实部和虚部，所述n为大于等于1且小于等于144的自然数；
根据所述Sum-cp大于自相关归一化门限对应的时刻，从初步校正后的数字信号中提取出循环前缀信号。
在本发明的一些实施例中，所述细频偏获取模块405，用于通过如下方式计算所述数字信号被校正需要的细频偏△f2：
Δ f 2 = Σ n = 1 144 a tan ( I 4 ( n + 2048 ) Q 4 ( n ) - I 4 ( n ) Q 4 ( n + 2048 ) I 4 ( n ) I 4 ( n + 2048 ) + Q 4 ( n ) Q 4 ( n + 2048 ) ) 144
其中，所述I4(n)和所述Q4(n)分别表示第n个循环前缀信号的实部和虚部，所述I4(n+2048)和所述Q4(n+2048)分别表示第(n+2048)个循环前缀信号的实部和虚部，所述n为大于等于1且小于等于144的自然数，所述atan表示反正切函数。
在本发明的一些实施例中，所述第二频偏校正模块406，具体用于通过如下方式计算最终校正后的数字信号：
I ′ ( n ) = I ( n ) × cos 2 πnΔf f + Q ( n ) × sin 2 πnΔf f ;
Q ′ ( n ) = Q ( n ) × cos 2 πnΔf f - I ( n ) × sin 2 πnΔf f ;
其中，所述△f表示所述数字信号被校正需要的总频偏，所述△f满足如下关系：△f＝△f1+△f2，所述I′(n)和所述Q′(n)表示第n个最终校正后的数字信号的实部和虚部，所述I(n)和所述Q(n)表示第n个数字信号的实部和虚部，所述f为采样频率，所述n为大于等于1且小于等于62的自然数。
通过以上实施例对本发明的描述说明可知，下行主同步确定模块首先对接收到的数字信号与本地主同步信号进行互相关运算，从数字信号中提取到下行主同步信号，然后粗频偏获取模块对下行主同步信号进行频偏估计，得到数字信号被校正需要的粗频偏，以及第一频偏校正模块使用粗频偏对数字信号进行频偏校正，得到初步校正后的数字信号，接下来循环前缀确定模块从初步校正后的数字信号中提取出循环前缀信号，细频偏获取模块对循环前缀信号进行频偏估计，得到数字信号被校正需要的细频偏，最后第二频偏校正模块根据粗频偏和细频偏对数字信号进行频偏校正，得到最终校正后的数字信号。由于循环前缀在LTE系统中的出现频率比小区参考信号和主同步信号要高的多，本发明实施例中采用循环前缀和主同步相结合的方法对粗细频偏估计来进行最终的频偏校正，采用了两级的频偏估计可以分别获取到粗频偏和细频偏，通过粗频偏和细频偏可以对LTE系统中的数字信号进行最终校正，可以保证估计的精度，适用于小数倍的频偏估计，从而能够很好的降低数字信号解调的误码率，适用于环境恶劣的信道。
需要说明的是，上述装置各模块/单元之间的信息交互、执行过程等内容，由于与本发明方法实施例基于同一构思，其带来的技术效果与本发明方法实施例相同，具体内容可参见本发明前述所示的方法实施例中的叙述，此处不再赘述。
另外需说明的是，以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，其中所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部模块来实现本实施例方案的目的。另外，本发明提供的装置实施例附图中，模块之间的连接关系表示它们之间具有通信连接，具体可以实现为一条或多条通信总线或信号线。本领域普通技术人员在不付出创造性劳动的情况下，即可以理解并实施。
通过以上的实施方式的描述，所属领域的技术人员可以清楚地了解到本发明可借助软件加必需的通用硬件的方式来实现，当然也可以通过专用硬件包括专用集成电路、专用CPU、专用存储器、专用元器件等来实现。一般情况下，凡由计算机程序完成的功能都可以很容易地用相应的硬件来实现，而且，用来实现同一功能的具体硬件结构也可以是多种多样的，例如模拟电路、数字电路或专用电路等。但是，对本发明而言更多情况下软件程序实现是更佳的实施方式。基于这样的理解，本发明的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在可读取的存储介质中，如计算机的软盘，U盘、移动硬盘、只读存储器(ROM，Read-Only Memory)、随机存取存储器(RAM，RandomAccess Memory)、磁碟或者光盘等，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行本发明各个实施例所述的方法。
综上所述，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照上述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对上述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。

Claims (10)

1.一种用于长期演进LTE系统的频偏估计方法，其特征在于，包括：
对接收到的数字信号与本地主同步信号进行互相关运算，从所述数字信号中提取到下行主同步信号；
对所述下行主同步信号进行频偏估计，得到所述数字信号被校正需要的粗频偏；
使用所述粗频偏对所述数字信号进行频偏校正，得到初步校正后的数字信号；
从初步校正后的数字信号中提取出循环前缀信号；
对所述循环前缀信号进行频偏估计，得到所述数字信号被校正需要的细频偏；
根据所述粗频偏和所述细频偏对所述数字信号进行频偏校正，得到最终校正后的数字信号。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述对所述下行主同步信号进行频偏估计，得到所述数字信号被校正需要的粗频偏，包括：
从粗频偏集合中分别选取不同的粗频偏对所述下行主同步信号进行频偏校正，得到校正后的所述下行主同步信号；
对校正后的所述下行主同步信号与所述本地主同步信号进行互相关运算，得到与粗频偏集合中每个粗频偏对应的互相关运算结果；
从多个的所述互相关运算结果中选择取值最大的互相关运算结果对应的粗频偏，作为所述数字信号被校正需要的粗频偏。
3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述从粗频偏集合中分别选取不同的粗频偏对所述下行主同步信号进行频偏校正，得到校正后的所述下行主同步信号，包括：
通过如下方式计算校正后的所述下行主同步信号：
I 2 ( n ) = I 1 ( n ) × cos 2 πnΔ f ′ 1 f + Q 1 ( n ) × sin 2 πnΔ f ′ 1 f ;
Q 2 ( n ) = Q 1 ( n ) × cos 2 πnΔ f ′ 1 f - I 1 ( n ) × sin 2 πnΔ f ′ 1 f ;
其中，所述I2(n)和所述Q2(n)表示第n个校正后的所述下行主同步信号的实部和虚部，所述I1(n)和所述Q1(n)表示第n个所述下行主同步信号的实部和虚部，所述f为采样频率，所述n为大于等于1且小于等于62的自然数，所述△f′1表示所述粗频偏集合中的任意一个粗频偏。
4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述从初步校正后的数字信号中提取出循环前缀信号，包括：
通过如下方式计算所述初步校正后的数字信号之间的自相关函数值Sum-cp：
Sum - cp = Σ n = 1 144 { [ I 3 ( n ) I 3 ( n + 2048 ) + Q 3 ( n ) Q 3 ( n + 2048 ) ] 2 + [ Q 3 ( n ) I 3 ( n + 2048 ) - I 3 ( n ) Q 3 ( n + 2048 ) ] 2 }
其中，所述I3(n)和所述Q3(n)分别表示第n个初步校正后的数字信号的实部和虚部，所述I3(n+2048)和所述Q3(n+2048)分别表示第(n+2048)个初步校正后的数字信号的实部和虚部，所述n为大于等于1且小于等于144的自然数；
根据所述Sum-cp大于自相关归一化门限对应的时刻，从初步校正后的数字信号中提取出循环前缀信号。
5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述对所述循环前缀信号进行频偏估计，得到所述数字信号被校正需要的细频偏，包括：
通过如下方式计算所述数字信号被校正需要的细频偏△f2：
Δ f 2 = Σ n = 1 144 a tan ( I 4 ( n + 2048 ) Q 4 ( n ) - I 4 ( n ) Q 4 ( n + 2048 ) I 4 ( n ) I 4 ( n + 2048 ) + Q 4 ( n ) Q 4 ( n + 2048 ) ) 144
其中，所述I4(n)和所述Q4(n)分别表示第n个循环前缀信号的实部和虚部，所述I4(n+2048)和所述Q4(n+2048)分别表示第(n+2048)个循环前缀信号的实部和虚部，所述n为大于等于1且小于等于144的自然数，所述atan表示反正切函数。
6.一种用于长期演进LTE系统的频偏估计装置，其特征在于，包括：
下行主同步确定模块，用于对接收到的数字信号与本地主同步信号进行互相关运算，从所述数字信号中提取到下行主同步信号；
粗频偏获取模块，用于对所述下行主同步信号进行频偏估计，得到所述数字信号被校正需要的粗频偏；
第一频偏校正模块，用于使用所述粗频偏对所述数字信号进行频偏校正，得到初步校正后的数字信号；
循环前缀确定模块，用于从初步校正后的数字信号中提取出循环前缀信号；
细频偏获取模块，用于对所述循环前缀信号进行频偏估计，得到所述数字信号被校正需要的细频偏；
第二频偏校正模块，用于根据所述粗频偏和所述细频偏对所述数字信号进行频偏校正，得到最终校正后的数字信号。
7.根据权利要求6所述的装置，其特征在于，所述粗频偏获取模块，包括：下行主同步校正子模块、第二互相关计算子模块和粗频偏获取子模块，其中，
所述下行主同步校正子模块，用于从粗频偏集合中分别选取不同的粗频偏对所述下行主同步信号进行频偏校正，得到校正后的所述下行主同步信号；
所述第二互相关计算子模块，用于对校正后的所述下行主同步信号与所述本地主同步信号进行互相关运算，得到与粗频偏集合中每个粗频偏对应的互相关运算结果；
所述粗频偏获取子模块，用于从多个的所述互相关运算结果中选择取值最大的互相关运算结果对应的粗频偏，作为所述数字信号被校正需要的粗频偏。
8.根据权利要求7所述的装置，其特征在于，所述第二互相关计算子模块，具体用于通过如下方式计算与粗频偏集合中每个粗频偏对应的互相关运算结果Sum-IQ1；
Sum - I Q 1 = Σ n = 1 62 { | I 2 ( n ) d i ( n ) + Q 2 ( n ) d q ( n ) + d q ( n ) I 2 ( n ) - d i ( n ) Q 2 ( n ) | } ;
其中，所述I2(n)和所述Q2(n)分别表示第n个校正后的所述下行主同步信号的实部和虚部，所述di(n)和所述dq(n)分别表示第n个所述本地主同步信号的实部和虚部，所述n为大于等于1且小于等于62的自然数。
9.根据权利要求6所述的装置，其特征在于，所述循环前缀确定模块，用于通过如下方式计算所述初步校正后的数字信号之间的自相关函数值Sum-cp：
Sum - cp = Σ n = 1 144 { [ I 3 ( n ) I 3 ( n + 2048 ) + Q 3 ( n ) Q 3 ( n + 2048 ) ] 2 + [ Q 3 ( n ) I 3 ( n + 2048 ) - I 3 ( n ) Q 3 ( n + 2048 ) ] 2 }
其中，所述I3(n)和所述Q3(n)分别表示第n个初步校正后的数字信号的实部和虚部，所述I3(n+2048)和所述Q3(n+2048)分别表示第(n+2048)个初步校正后的数字信号的实部和虚部，所述n为大于等于1且小于等于144的自然数；
根据所述Sum-cp大于自相关归一化门限对应的时刻，从初步校正后的数字信号中提取出循环前缀信号。
10.根据权利要求6所述的装置，其特征在于，所述细频偏获取模块，用于通过如下方式计算所述数字信号被校正需要的细频偏△f2：
Δ f 2 = Σ n = 1 144 a tan ( I 4 ( n + 2048 ) Q 4 ( n ) - I 4 ( n ) Q 4 ( n + 2048 ) I 4 ( n ) I 4 ( n + 2048 ) + Q 4 ( n ) Q 4 ( n + 2048 ) ) 144
其中，所述I4(n)和所述Q4(n)分别表示第n个循环前缀信号的实部和虚部，所述I4(n+2048)和所述Q4(n+2048)分别表示第(n+2048)个循环前缀信号的实部和虚部，所述n为大于等于1且小于等于144的自然数，所述atan表示反正切函数。
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