CN109104387B - 一种水声OFDM通信中基于Dual-Zadoff-Chu序列的信号同步方法 - Google Patents
一种水声OFDM通信中基于Dual-Zadoff-Chu序列的信号同步方法 Download PDFInfo
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Abstract
本发明公开了一种水声OFDM通信中基于Dual‑Zadoff‑Chu序列的信号同步方法，涉及水声OFDM通信领域，包括发送机和接收机，发送机发送的前导码长度为2N，由两个相同的长度为N的Dual‑ZC序列串联而成，Dual‑ZC序列由两个长度为N，参数设定相同，频率相差g(0<g<N)的ZC序列叠加而成，通过相应的接收步骤，接收机可以同时完成信号同步，多普勒扩展估计以及信道估计等多项任务。
Description
技术领域
本发明涉及水声OFDM通信领域，尤其涉及一种水声OFDM通信中基于Dual-Zadoff-Chu序列的信号同步方法。
背景技术
OFDM(正交频分复用技术)在陆上通信中的运用已经取得了重大成功，同时水声通信领域基于OFDM的研究也广泛开展。信号的同步是通信中非常重要的领域，一般而言，信号同步主要分为两个方面：定时同步和频率同步。定时同步主要是指接收机检测到信号的到来并估计出一个较为精确的时钟偏移量。频率同步主要是指估计出多普勒拓展等于多普勒拓展效应相关的参数，并补偿信号的剩余频率偏移量。在OFDM通信的信号设计中，通常会在OFDM信号前面加入循环前缀来缓解一些定时同步误差对于信号的影响，但是，OFDM信号依旧对于频率同步误差非常敏感。在水声通信领域，水声信道具有多径效应和多普勒拓展效应，OFDM信号对于同步误差敏感的这一特征使得其应用面临着更大的挑战。
通常，我们会在信号前加入前导码来解决同步问题。前导码所使用的波形大致可以分为两类：多普勒不敏感型和多普勒敏感型。例如线性调频、双曲调频产生的波形都是常见的多普勒不敏感的波形，这种波形通常可以用于解决信号检测和时钟偏移量的估计问题。而m序列和相同符号序列是典型的多普勒敏感型波形，通常会用于解决定时同步和多普勒拓展的估计问题。目前已有很多工作使用上述的波形解决同步问题，但受限于多径信道和多普勒拓展效应的影响，各种解决方法都有其局限性。
除了前述的前导码波形，Zadoff-Chu(ZC)序列也可以用作前导码。ZC序列是一种恒包络零自相关序列，具有良好的自相关和互相关特性。一个ZC序列与其循环移位后所得到的序列都不具有相关性。所以，ZC序列很适合于同步问题。现有工作中，ZC序列已经用于解决陆上射频通信中的定时同步、信道估计以及载波频率偏移等问题中。然而，对于水声通信中极为重要的多普勒拓展效应问题的考虑，在陆上射频通信中鲜有考虑。所以，ZC序列在水声同步问题中的使用无法照搬陆上射频通信的使用方法，需要研究出一套可适应水下环境的同步方法。
经检索发现，中国申请专利号为：201610414017.0，名称为：基于Zadoff-Chu序列和OFDM技术的水声通信同步方法，该技术提供了一种使用Zadoff-Chu序列作为同步包的水声通信同步方法，但是该技术仅可以解决水声通信的定时同步，没有考虑频率同步等问题；中国申请专利号为：201610626974.X，名称为：基于ZC序列的周期前导序列生成方法，该技术提供了一种基于Zadoff-Chu序列的帧检测方法，但是没有给出具体的同步方法；中国申请专利号为：200910021976.6，名称为：移动水声通信信号的多普勒估计与同步方法，该技术提供了一种水下设备高速移动时通信信号的精确同步和多普勒估计，但是该技术也仅考虑了定时同步，对于水声通信中的频率同步、载波频率偏移、信道均衡等重要问题均没有涉及。
综上，现有技术存在如下缺陷：
缺少可以同时解决定时同步、频率同步和信道估计的方法；
现有技术需要做多维搜索，运算复杂度较高；
缺少适于通信符号解调的精细时间同步方法；
在现有技术中，高精度的多普勒拓展估计多用基于搜索的方法，没有显式解。
因此，本领域的技术人员致力于开发一种水声OFDM通信中基于Zadoff-Chu序列的信号同步方法，解决水声通信中定时同步和频率同步，多普勒扩展估计以及信道估计等难题。
发明内容
有鉴于现有技术的上述缺陷，在水声OFDM通信环境中，基于Zadoff-Chu序列进行信号同步，本发明所要解决的技术问题是：
1)如何使用一个信号前导码来完成定时同步、频率同步以及信道估计问题；
2)把时间同步、频率同步以及信道估计问题独立解耦，降低运算复杂度；
3)提出适于通信符号解调的精细时间同步方法；
4)对于高精度的多普勒拓展估计提出显式求解方法。
为实现上述目的，本发明提供了一种水声OFDM通信中基于Dual-Zadoff-Chu序列的信号同步方法，包括发送机和接收机，发送机发送的前导码长度为2N，由两个相同的长度为N的Dual-ZC序列串联而成，Dual-ZC序列由两个长度为N的ZC序列ZC_seq1与ZC_seq2叠加而成，ZC_seq1与ZC_seq2的参数设定相同，ZC_seq2在ZC_seq1的基础上加入频率移动g，频率移动g的取值范围为0<g<N；
接收机包括自相关检测器和循环检测器，工作时包含以下步骤：
步骤1：接收到一段原始序列，若检测器检测到信号到来，则进入步骤2，否则继续检测下一个接收到的序列；
步骤2：当检测器检测到信号到达，根据检测器提供的信息粗略地估计出序列的信号时间偏移量和多普勒扩展；
步骤3：对接收到的原始序列进行下变频、升采样，并使用步骤2中得到的信号时间偏移量的粗略估计值对原始序列进行补偿，并将补偿后的序列送入平方率装置并减去直流分量；
步骤4：对步骤3中输出序列使用ESPRIT算法进行精确的多普勒扩展估计；
步骤5：使用步骤4中精确的多普勒扩展估计，消除大部分多普勒扩展对原始序列的影响；
步骤6：将步骤5得到的序列进行下变频并进行降采样，并使用步骤2中信号时间偏移量的粗略估计值对接收序列进行补偿，得到序列x[n]；
步骤7：使用步骤6中得到的序列x[n]估计载波频率偏移量，并使用估计值进行补偿；
步骤8：将步骤7中补偿过载波频率偏移量的信号序列与本地模板进行互相关运算，并用互相关得到的序列z[l]精确估计信号时间偏移量以及信道响应。
进一步地，步骤1中首先对接收序列预处理，对接收序列进行下变频，然后进行λ倍升采样得到序列seq1，将seq1送入平方率装置并减去其的直流分量得到序列seq2；如果使用自相关检测器，则检测器输入为seq1；如果使用循环检测器，则检测器输入为seq2。
对于接收序列中包含前导码序列的前提下，预处理序列seq2可被视为正弦序列与噪声相关序列的叠加；
进一步地，如果检测器为自相关检测器，所述自相关检测器中包含级联的第一滑窗与第二滑窗，所述第一滑窗与所述第二滑窗既不重叠也无间隔，使用所述第一滑窗与所述第二滑窗内的序列进行归一化的互相关运算；
计算结果与第一个滑窗的第一个采样点的位置以及每个滑窗的长度Nl相关。
第一个滑窗的第一个采样点的位置k以及每个滑窗的长度Nl构成的(k，Nl)对应一个归一化的互相关结果y(k，Nl)；
第一个滑窗中的第一个采样点的位置为整个序列的第k个采样点，检测过程中k的取值为从1开始的正整数；
对于某一个k值，不同的滑窗长度Nl可以在取值范围[(1-γmax)λN，(1+γmax)λN]中均匀取得，其中γmax为多普勒扩展的绝对值的最大值，对于水下移动节点，γmax取值一般为3000ppm；
如果存在一个y(k，Nl)大于预先设定好的检测器门限值，则认为检测到信号到来；如果所有归一化的互相关值均没有超过检测器门限值，则k＝k+1，重新计算下一组结果。
1.进一步地，步骤2中检测器为自相关检测器时，对于超出检测门限值的互相关值y(k，Nl)对应的k值，作为信号时间偏移量的粗略估计值
粗略的多普勒扩展的估计值
可由下式求得：
进一步地，如果检测器为循环检测器，计算输入信号序列的循环自相关函数，进一步得到所需的检测统计量并与门限值进行对比，若检测统计量大于门限值，则认为检测到信号到来；
根据先验已知的多普勒扩展的取值范围，可计算得出中的正弦信号频率的取值范围；对于水下移动节点，一般情况下多普勒扩展的取值范围为[-3000ppm,3000ppm]
通过式
计算得出seq2中的正弦信号频率的取值范围，并在取值范围里按照特定步长取得若干个频率值，并称每个频率值为一个待定频率，根据预先设定的错误报警率，计算出每个待定频率对应的检测门限值用于信号检测；
在每个观察窗中依次计算所有的待定频率对应的循环自相关函数值与检测统计量，并进一步得到每个观察窗的检测统计量，并与门限值对比；
窗内第1个采样点也是整个被检测序列的第1个采样点的观察窗被视为第1个观察窗，相邻观察窗内仅有一个采样点不同，第k个观察窗内的第1个采样点为整个被检测序列的第k个采样点；每个观察窗的长度为Ns，具体取值根据期望的系统检测精度和参数估计精度来确定；
在每个窗内，按顺序使用所有待定频率计算出对应于每个待定频率的循环自相关函数值，进而计算出对应于本窗内每个待定频率的检测统计量，并取其中的最大值为本窗的检测统计量。
进一步地，步骤2中检测器为循环检测器，在使用第k个观察窗进行检测时，若检测统计量超过门限，检测器显示信号到达，此时信号时间偏移量的粗略估计值为
第k个观察窗的检测统计量对应的待定频率作为seq2中正弦信号的频率
的粗略估计值，并通过式
粗略估计出多普勒扩展的取值
进一步地，步骤4中ESPRIT算法用来精确估计seq2中正弦序列的频率
并使用式
计算得到多普勒扩展的精确估计值
进一步地，步骤5包括以下步骤：
步骤51：对未经处理的接收序列(包含带通信号)进行λ倍升采样；
步骤52：对步骤51中得到的序列以1/
为采样倍数进行重采样，得到消除了大部分多普勒扩展的接收序列。
由于多普勒扩展因子的估计值与真实值仍有较小偏差，故重采样无法完全消除多普勒扩展的影响；重采样后的信号中剩余的多普勒扩展的影响可视为载波频率偏移的一部分。
步骤6中由于信号时间偏移量的估计值与真实值之间存在误差，此步骤无法完全补偿信号时间偏移，故使用p0表示剩余的信号时间偏移量对序列的影响。
进一步地，步骤7中对于水声信道，载波频率偏移量取值一般小于1，在本发明中，我们只需要估计载波频率偏移量的小数部分fR，通过下式
计算载波频率偏移量的小数部分的估计值。
补偿了载波偏移量的信号序列，只剩下剩余时延p0需要进一步补偿。
进一步地，步骤8包括以下步骤：
步骤81：使用能量检测器来精确估计信号时间偏移量，对于给定的错误报警率，首先计算出对应检测器门限值；
步骤82：z[l]中每个采样点在能量检测器中定义有对应的检测统计量，依次计算出z[l]中每个采样点的检测统计量，第一个超过门限值的检测统计量对应的采样点位置l作为精确的时延估计值
步骤83：互相关结果z[l]可看作由两个聚合信道脉冲响应组成，并且两个聚合信道脉冲响应均移位了p0个采样点，使用精确的时延估计值
对z[l]进行补偿，得到聚合信道脉冲响应。
本发明设计了一个基于Dual-ZC序列的信号前导码和对应的接收步骤来解决水声OFDM通信中的信号同步问题，与多普勒拓展效应相关的信息携带于接收信号的频率之中，因此，通过ESPRIT类的算法，可以将多普勒拓展巧妙地估计出来。同时，凭借前导码的特殊构造，使得信号的剩余频率偏移量能够被估计出来。而前导码出色的互相关性质使得信道估计可以通过一个简化的信道估计器得到，使得信号接收机可同时完成同步，多普勒扩展估计以及信道估计等多项任务。信号接收机中的信号检测与定时同步可以在不需要任何信道信息的情况完成；可以得到多普勒扩展因子的解析估计值；剩余载波频率与信道估计也可通过互相关的方法予以解决。
以下将结合附图对本发明的构思、具体结构及产生的技术效果作进一步说明，以充分地了解本发明的目的、特征和效果。
附图说明
图1是本发明的前导码结构；
图2是本发明的接收信号处理流程。
具体实施方式
以下参考说明书附图介绍本发明的多个优选实施例，使其技术内容更加清楚和便于理解。本发明可以通过许多不同形式的实施例来得以体现，本发明的保护范围并非仅限于文中提到的实施例。
在附图中，结构相同的部件以相同数字标号表示，各处结构或功能相似的组件以相似数字标号表示。附图所示的每一组件的尺寸和厚度是任意示出的，本发明并没有限定每个组件的尺寸和厚度。为了使图示更清晰，附图中有些地方适当夸大了部件的厚度。
本实施例中，我们使用两个水下自主航行器(Autonomous Underwater Vehicle，AUV)作为实验平台，每个AUV都装备有水下通信模块，AUV发送的通信信号中使用本发明设计的双ZC序列前导码。
发送端生成如图1所示的前导码并发送给接收节点，前导码的总长度为2N，由两个相同的长度为N的Dual-ZC序列串联而成，Dual-ZC序列由两个长度为N的ZC序列ZC_seq1与ZC_seq2叠加而成，ZC_seq1与ZC_seq2的参数设定相同，ZC_seq2在ZC_seq1的基础上加入频率移动g，频率移动g的取值范围为0<g<N；在此实施例中我们使用g＝N/2。
接收端在接收信号前，完成以下准备工作：
(1)依据给定的信号错误报警率计算出信号检测的门限值；
(2)对于水下移动节点，一般情况下多普勒扩展因子的取值范围为[-3000ppm,3000ppm]，计算得出预处理后得到的正弦信号频率的取值范围，并根据给定的步长确定待定频率集合；
按照图2所示流程，可分为如下几个步骤：
第一步：接收机对接收序列进行下变频、升采样，并进行预处理；
第二步：将第一步处理后的信号送入信号检测器，若检测统计量大于门限，则认为检测到信号，继续进行第三步；如果没有大于门限的检测统计量，则认为没有信号到来，返回第一步，继续处理下一个接收序列；
第三步：若检测到信号到达，根据检测信息粗略地计算出时延
和多普勒扩展；
第四步：对接收到的原始序列进行下变频、升采样，并使用
对序列进行补偿，并将补偿后的序列送入平方率装置并减去直流分量；
第五步：对第四步中输出序列使用ESPRIT算法得到精确的多普勒扩展估计值
第六步：对未经处理的原始接收序列进行升采样，并以1/
为采样因子对信号进行重采样，消除大部分多普勒扩展的影响，并对序列进行下变频转为基带信号；
第七步：并将整个序列的前
个采样点去除，进行定时同步，并对剩余序列进行降采样，降采样比例因子与升采样相同；
第八步：使用降采样后的序列估计载波频率偏移量，并使用估计值进行补偿；
第九步：使用补偿载波频率偏移量后的信号与本地模板进行互相关运算，并用互相关得到的序列精确估计时延以及信道响应。
经过上述九个步骤，仅通过接收端对本发明提出的前导码的处理，便实现了信号检测、多普勒扩展估计、定时同步、载波频率偏移量估计、聚合信道响应估计等任务。使用上述信息接收端可实现对信号的频率同步、定时同步、多普勒扩展因子补偿、信道均衡从而完整复现发送端的发送信号。
以上详细描述了本发明的较佳具体实施例。应当理解，本领域的普通技术无需创造性劳动就可以根据本发明的构思作出诸多修改和变化。因此，凡本技术领域中技术人员依本发明的构思在现有技术的基础上通过逻辑分析、推理或者有限的实验可以得到的技术方案，皆应在由权利要求书所确定的保护范围内。
Claims (10)
1.一种水声OFDM通信中基于Dual-Zadoff-Chu序列的信号同步方法，其特征在于，包括发送机和接收机，所述发送机发送的前导码长度为2N，由两个相同的长度为N的Dual-ZC序列串联而成，所述Dual-ZC序列由两个长度为N的ZC序列ZC_seq1与ZC_seq2叠加而成，所述ZC_seq1与所述ZC_seq2的参数设定相同，所述ZC_seq2在所述ZC_seq1的基础上加入频率移动g，所述频率移动g的取值范围为0<g<N；
所述接收机包括自相关检测器和循环检测器，工作时包含以下步骤：
步骤1：接收到一段原始序列，若检测器检测到信号到来，则进入步骤2，否则继续检测下一个接收到的序列；
步骤2：当所述检测器检测到信号到达，根据所述检测器提供的信息粗略地估计出序列的信号时间偏移量和多普勒扩展；
步骤3：对接收到的所述原始序列进行下变频、升采样，并使用步骤2中得到的所述信号时间偏移量的粗略估计值对所述原始序列进行补偿，并将补偿后的序列送入平方律装置并减去直流分量；
步骤4：对步骤3中输出序列使用ESPRIT算法进行精确的多普勒扩展估计；
步骤5：使用步骤4中所述精确的多普勒扩展估计，消除大部分多普勒扩展对所述原始序列的影响；
步骤6：将步骤5得到的序列进行下变频并进行降采样，并使用步骤2中所述信号时间偏移量的粗略估计值对接收序列进行补偿，得到序列x[n]；
步骤7：使用步骤6中得到的所述序列x[n]估计载波频率偏移量，并使用估计值进行补偿；
步骤8：将步骤7中补偿过载波频率偏移量的信号序列与本地模板进行互相关运算，并用互相关得到的序列z[l]精确估计所述信号时间偏移量以及信道响应。
2.如权利要求1所述的水声OFDM通信中基于Dual-Zadoff-Chu序列的信号同步方法，其特征在于，所述步骤1中首先对接收序列预处理，对接收序列进行下变频，然后进行λ倍升采样得到序列seq1，将所述seq1送入平方律装置并减去其直流分量得到序列seq2；如果使用所述自相关检测器，则输入为所述seq1；如果使用所述循环检测器，则输入为所述seq2。
3.如权利要求2所述的水声OFDM通信中基于Dual-Zadoff-Chu序列的信号同步方法，其特征在于，所述自相关检测器中包含级联的第一滑窗与第二滑窗，所述第一滑窗与所述第二滑窗既不重叠也无间隔，使用所述第一滑窗与所述第二滑窗内的序列进行归一化的互相关运算；
所述第一滑窗的第一个采样点的位置k以及所述第一滑窗的长度Nl构成的(k，Nl)对，对应一个归一化的互相关结果y(k，Nl)；
所述第一滑窗中的第一个采样点的位置为整个序列的第k个采样点，检测过程中k的取值为从1开始的正整数；
对于某一个k值，不同的滑窗长度Nl可以在取值范围[(1-γmax)Nλ，(1+γmax)Nλ]中均匀取得，其中γmax为多普勒扩展的绝对值的最大值，所述γmax取值一般为3000ppm；
如果存在一个y(k，Nl)大于预先设定好的检测器门限值，则认为检测到信号到来；如果所有归一化的互相关值均没有超过所述检测器门限值，则k＝k+1，重新计算下一组结果。
4.如权利要求2所述的水声OFDM通信中基于Dual-Zadoff-Chu序列的信号同步方法，其特征在于，所述循环检测器计算输入信号序列的循环自相关函数，进一步得到所需的检测统计量并与门限值进行对比，若所述检测统计量大于所述门限值，则认为检测到信号到来；
通过算式
计算得出所述seq2中的正弦信号频率的取值范围，并在所述取值范围里按照特定步长取得若干个频率值，并称每个频率值为一个待定频率，根据预先设定的错误报警率，计算出每个所述待定频率对应的检测门限值用于信号检测；
其中，γ为真实的多普勒扩展，
为在多普勒影响下的接收信号通过平方律设备后的频率值；
在每个观察窗中依次计算所有的所述待定频率对应的循环自相关函数值与检测统计量，并进一步得到每个观察窗的检测统计量，并与所述门限值对比；
窗内第1个采样点也是整个被检测序列的第1个采样点的观察窗被视为第1个观察窗，相邻观察窗内仅有一个采样点不同，第k个观察窗内的第1个采样点为整个被检测序列的第k个采样点；每个观察窗的长度为Ns，具体取值根据期望的系统检测精度和参数估计精度来确定；
在每个窗内，按顺序使用所有所述待定频率计算出对应于每个所述待定频率的循环自相关函数值，进而计算出对应于本窗内每个所述待定频率的检测统计量，并取其中的最大值为本窗的检测统计量。
5.如权利要求1所述的水声OFDM通信中基于Dual-Zadoff-Chu序列的信号同步方法，其特征在于，所述步骤2中检测器为自相关检测器时，对于超出检测门限值的互相关值y(k，Nl)对应的所述k值，作为所述信号时间偏移量的粗略估计值
粗略的多普勒扩展的估计值
可由下式求得：
其中，Nt设计的同步头的长度，
为估计得到的同步头的实际长度。
6.如权利要求1所述的水声OFDM通信中基于Dual-Zadoff-Chu序列的信号同步方法，其特征在于，所述步骤2中检测器为所述循环检测器，在使用第k个观察窗进行检测时，若检测统计量超过门限，检测器显示信号到达，此时所述信号时间偏移量的粗略估计值为
第k个观察窗的检测统计量对应的待定频率作为所述seq2中正弦信号的频率
的粗略估计值，并通过算式
粗略估计出所述多普勒扩展的取值
其中，γ为真实的多普勒扩展，
为在多普勒影响下的接收信号通过平方律设备后的频率值。
7.如权利要求1所述的水声OFDM通信中基于Dual-Zadoff-Chu序列的信号同步方法，其特征在于，所述步骤4中所述ESPRIT算法用来精确估计所述seq2中正弦序列的频率
并使用算式
计算得到所述多普勒扩展的精确估计值
其中，γ为真实的多普勒扩展，
为在多普勒影响下的接收信号通过平方律设备后的频率值。
8.如权利要求1所述的水声OFDM通信中基于Dual-Zadoff-Chu序列的信号同步方法，其特征在于，所述步骤5包括以下步骤：
步骤51：对未经处理的接收序列进行λ倍升采样；
步骤52：对步骤51中得到的序列以
为采样倍数进行重采样，得到消除了大部分多普勒扩展的接收序列。
9.如权利要求1所述的水声OFDM通信中基于Dual-Zadoff-Chu序列的信号同步方法，其特征在于，通过下式
计算所述载波频率偏移量的小数部分的估计值。
10.如权利要求1所述的水声OFDM通信中基于Dual-Zadoff-Chu序列的信号同步方法，其特征在于，所述步骤8包括以下步骤：
步骤81：使用能量检测器来精确估计信号时间偏移量，对于给定的错误报警率，首先计算出对应检测器门限值；
步骤82：所述z[l]中每个采样点在所述能量检测器中定义有对应的检测统计量，依次计算出所述z[l]中每个采样点的检测统计量，第一个超过门限值的检测统计量对应的采样点位置l作为精确的时延估计值
步骤83：使用所述精确的时延估计值
对所述z[l]进行补偿，得到聚合信道脉冲响应。
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