CN1925470B - 一种时分双工移动通信系统的多径判决方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种时分双工移动通信系统的多径判决方法，包括以下步骤：根据接收数据的训练序列I/Q数据和本地训练序列进行信道估计，得到信道冲击响应的原始估计值；求原始冲击响应的每个抽头的能量值；计算平均噪声能量；在能量窗中搜索具有最大能量的抽头，并根据最大能量的抽头计算第二门限；根据第二门限与固定门限的关系依预定标准判决得到最终的多径判决门限；进行多径抽头判决，并输出判决后的冲击响应。本发明方法与现有技术相比，解决了高信噪比时上行同步跟踪过程中由于旁瓣信号超过门限造成的多径信号满窗假象引起的系统性能损失，现场测试表明本发明所述的方法在解决多径信号满窗假象带来的问题时能取得满意的效果。

Description

一种时分双工移动通信系统的多径判决方法 

技术领域

本发明涉及一种时分双工移动通信系统中的多径判决方法，尤其涉及的是一种适用于TD-SCDMA时分双工同步码分多址移动通信系统基站侧上行同步跟踪的多径判决方法。 

背景技术

在移动通信系统中，接收端接收到的信号往往是经过周围物体的多重反射、折射得到的不同时延的多个样本的叠加，由于移动台与基站之间的相对运动或周围物体的运动，使得移动信道通常呈现衰落特性，影响接收机的性能。为了提高接收机性能、合理应用多径信号，通常使用相干Rake接收机、联合检测接收机等技术。 

相干接收机需要知道信道的传输特性，如时延、幅度、相位等，通常使用发射已知导频的方法来估计信道特性。接收端将接收到的导频信号与已知的导频序列进行相关，从而得到信道的传输特性，即信道冲击响应。如在TD-SCDMA标准中，每个5ms子帧的中间位置发射144chips的midamble偏移序列，表征不同用户的midamble偏移序列是由同一基本midamble经过循环移位得到的，接收端只需将已知的本地midamble序列与接收数据的midamble部分的数据进行相关，通常用快速傅立叶变换实现，并按照一定的方式分离，即可得到每个用户对应的信道冲击响应。但 是，由于不同用户的信道是不同的并且是快速变化的，并非信道估计窗口中所有抽头都是有效的多径信号，大多数抽头其实是本地midamble码与噪声相关的结果，如果不剔除噪声抽头，将会极大地影响接收机性能。另一方面，不象异步CDMA系统可以通过多倍采样在基站或移动台本地取得接收信号的位同步，对于TD-SCDMA这样的同步CDMA系统，要通过基站与移动台之间的互动形成闭环系统维持上行链路的时隙同步和位同步，即基站根据接收到的移动台的信号判断接收信号与本地采样时钟之间的时间误差，并在下行物理信道中反馈同步SS命令，以便来告诉移动台应该提前或者推后发射时间。 

通常使用没有建立无线链路的信道估计窗口的抽头作为噪声抽头计算平均噪声能量或用其它方法得到平均噪声能量，并设定固定的信噪比门限，如图1所示，将平均噪声能量与信噪比门限相乘得到能量门限，逐个将信道冲击响应抽头能量与能量门限比较，高于门限的抽头被认为是多径信号并保留其原始估值，低于门限的抽头被认为是噪声抽头并将相应的信道估值置为0从而得到经过多径判决的信道冲击响应，该信道冲击响应被用来进行多用户信号的联合检测。另一方面，初始得到的信道冲击响应经过多倍插值(提高时延测量精度)后，与一固定的门限比较以确定有效多径信号的包络形状及在多径窗口中的位置从而用于上行链路的同步保持。 

经过成形滤波的用户数据具有旁瓣信号，由于同步跟踪精度、采样时钟抖动、多径环境等因素的影响，采样时刻会偏离最佳采样点，样本中旁瓣信号不会为0。在大信号时，旁瓣信号可能超过门限，这不仅影响联合检测的解调性能而且会误判多径信号的包络形状以及在信道估计窗口中的位置，从而降低同步跟踪的精度。特别在多径窗口宽度较小，如TD-SCDMA系统中K值为16时窗宽为8chips，且信噪比高的情况下，多个旁瓣信号会超过门限从而造成多径满窗的假象，如图3所示的，有用抽 头的能量超过门限的同时，一些旁瓣抽头的能量也超过门限，使得上行同步无法调整，严重影响到整个基站系统的性能，多径判决结果如图4所示，*号代表被判有效的抽头，除了多径抽头被判有效外，多个旁瓣也被判为有效，这就造成有效多径数较多甚至充满多径搜索窗口的假象，降低上行同步跟踪精度甚至使同步跟踪无法进行。从这个角度，信噪比门限应该取高一点，但门限太高会使得小信号下的有用多径信号可能超不过门限，影响小信号下的解调性能和同步跟踪性能。因此固定的门限取值不能同时满足大小信号下的系统性能要求，现有技术还有待于改进和发展。 

发明内容

本发明的目的在于提供一种时分双工移动通信系统的多径判决方法，可根据输入信号的大小动态改变信噪比门限大小，以解决现有的固定门限多径判决方案中大小不同信号下性能不能同时达到最好的缺陷，特别是解决高信噪比时上行同步跟踪过程中多径信号满窗假象造成的系统性能损失。 

本发明的技术方案包括： 

一种时分双工移动通信系统的多径判决方法，包括以下步骤： 

1)根据接收数据的训练序列I/Q数据和本地训练序列进行信道估计，得到信道冲击响应的原始估计值； 

2)求原始冲击响应的每个抽头的能量值； 

3)计算平均噪声能量； 

4)在能量窗中搜索具有最大能量的抽头，并根据最大能量的抽头计算第二门限； 

5)将固定门限乘以平均噪声能量得到的结果与第二门限进行比较，取二者中的较大值作为最终的多径判决门限； 

6)进行多径抽头判决，并输出判决后的冲击响应； 

7)将每个用户的未判决前的冲击响应能量值与多径判决门限Г进行比较，得到第一个超过多径判决门限Г的抽头的索引值，计其时间为开始时间；和最后一个超过门限的抽头的索引值，计其时间为结束时间；搜索该用户的原始冲击响应抽头中具有最大能量值的抽头的索引值，计其时间为峰值时间； 

8)根据上行同步跟踪要求的精度，在开始时间、峰值时间、结束时间处对冲击响应的能量值进行插值处理，得到更为精确的开始时间、峰值时间、结束时间，用于上行同步跟踪的后续处理。 

所述的方法，其中，所述方法还包括： 

所述步骤1)得到信道冲击响应的原始估计值为h＝[h₀，h₁，...，h_P-1]，P为基本midamble长度；原始冲击响应的每个抽头的能量值Q＝|h|²＝[|h₀|²，|h₁|²，...，|h_P-1|²]；在能量窗中搜索具有最大能量的抽头记为q_max＝max(Q)，得到所述第二门限Г₂＝q_max/M，M的取值根据同步跟踪精度为1/2码片chips时，有效多径信号与其旁瓣信号之间的能量大小关系确定；以及在所述步骤5)中设固定门限为Г₁，根据 与Г₂的关系确定最终的多径判决门限Г，即若 

则多径判决门限Г取为 

否则多径判决门限Г取为Г₂， 

为平均噪声能量。 

所述的方法，其中，所述步骤3)还包括： 

初始阶段根据未使用的midamble偏移的原始估值计算噪声能量，并在若干个子帧上对噪声能量进行递归平均，得到所述平均噪声能量 

所述的方法，其中，所述步骤6)还包括： 

比较能量窗中每个抽头能量与多径判决门限的大小，若抽头能量大于多径判决门限值，则保留相应抽头位置的冲击响应值，否则将相应位置的冲击响应置为0；同时将没有超过门限的抽头做为噪声抽头，用于后续进行噪声能量的计算。 

9) 

本发明所提供的一种时分双工移动通信系统的多径判决方法，与现有技术相比的有益效果是：1)解决了高信噪比时上行同步跟踪过程中由于旁瓣信号超过门限造成的多径信号满窗假象引起的系统性能损失，现场测试表明本发明所述的方法在解决多径信号满窗假象带来的问题时能取得满意的效果；2)解决了高信噪比时旁瓣信号超过门限所造成的解调性能损失；3)兼顾了小信号下的解调性能和上行同步跟踪性能。 

附图说明

图1为现有技术的使用固定门限进行多径判决的原理框图； 

图2为现有技术的输入信噪比较低时使用固定门限的多径判决示意图； 

图3为现有技术的输入信噪比较高时使用固定门限的多径判决示意图； 

图4为现有技术中的输入信噪比较高时使用固定门限的多径判决结果示意图； 

图5为本发明方法所述的多径判决原理框图； 

图6为本发明方法的输入信噪比较低时的多径判决示意图； 

图7为本发明方法输入信噪比较高时的多径判决示意图； 

图8为本发明方法输入信噪比较高时的多径判决结果示意图。 

具体实施方式

以下结合附图，将对本发明的各较佳实施例进行较为详细的说明。 

本发明所述时分双工移动通信系统的多径判决方法，其具体包括以下步骤： 

9)首先根据接收数据的训练序列如midamble码I/Q数据和本地训练序列如midamble码进行信道估计，得到信道冲击响应的原始估计值h＝[h₀，h₁..，h_P-1]，P为基本midamble长度； 

10)求原始冲击响应的每个抽头的能量值Q＝|h|²＝[|h₀|²，|h₁|²，...，|h_P-1|²]； 

11)初始阶段根据未使用的midamble偏移的原始估值计算噪声能量或用其它方法计算噪声能量，并在若干个子帧上对噪声能量进行递归平均，得到平均噪声能量N_n； 

12)在能量窗中搜索具有最大能量的抽头，记为q_max＝max(Q)； 

13)根据最大能量抽头q_max求第二门限Γ₂，Γ₂＝q_max/M，M的取值根据同步跟踪精度为1/2chips时，有效多径信号与其旁瓣信号之间的能量大小关系确定； 

14)设第一门限即固定的信噪比门限为Г₁，根据Г₁×N_n与Г₂的关系确定最终的多径判决门限Г，即若Г₁×N_n≥Г₂，则多径判决门限Г取为Г₁×N_n；否则多径判决门限Г取为Г₂；如图5所示，根据冲击响应的抽头能量最大值得到第二门限，比较第二门限与固定门限的大小，较大者做为多径判决 门限并根据该门限进行多径有效性的判决； 

15)比较能量窗中每个抽头能量与多径判决门限的大小，若抽头能量大于门限值，则保留相应抽头位置的冲击响应值，否则将相应位置的冲击响应置为0，从而得到经过多径判决的冲击响应用于接收信号的解调。同时将没有超过门限的抽头做为噪声抽头，用于后续进行噪声能量的计算； 

16)将每个用户的原始(未判决前的)冲击响应能量值与门限Г进行比较，得到第一个超过门限的抽头的索引值(开始时间t_s ^k)和最后一个超过门限的抽头的索引值(结束时间t_e ^k)；搜索该用户的原始冲击响应抽头中具有最大能量值的抽头的索引值(峰值时间t_p ^k)； 

17)根据上行同步跟踪要求的精度，在开始时间t_s ^k、峰值时间t_p ^k、结束时间t_e ^k处对冲击响应的能量值进行插值处理，可以得到更为精确的开始时间、峰值时间、结束时间。该三项参数确定了冲击响应的形状及其在信道估计窗口中的位置，用于上行同步跟踪的后续处理。 

下面以TD-SCDMA系统为例，进一步详细叙述本发明的具体实现方式；不失一般性，以同步精度为1/2chips为例给出图示说明。 

如图5所示的，在本发明方法的TD-SCDMA常规时隙，发射长为144chips的midamble偏移序列，每个midamble偏移对应一个用户，用以区别不同的信道。设接收数据中的midamble偏移部分的后128个chips表示为 $m^R=[m_0^R,m_1^R,...,m_{P-1}^R],P=128,$ 基本midamble经过复数化后表示为  $m^B=[m_0^B,m_1^B,...,m_{P-1}^B],P=128,$ 则信道冲击响应按以下方式进行估计： 

h＝[h₀，h₁，...，h_P-1]＝IFFT(FFT(m^R)/FFT(m^B)) 

根据TD-SCDMA系统midamble偏移的产生方式，需要对以上结果的 顺序进行重新排列，即h′＝[h′₀，h′₁，...，h′_P-1]，而 

h′_i＝h_{(i+P+112-(K-1)W)mod P}，i＝0，...，P-1，其中K为小区的最大midamble偏移数、W为信道估计窗宽，且 

代表向下取整。 

根据h′计算冲击响应的能量估值Q，即 

Q＝[q₀，q₁，...，q_P-1]＝|h′|²＝[|h′₀|²，|h′₁|²，..|h′_P-1|²] 

能量窗中的最大值q_max＝max[q₀，q₁，...，q_P-1] 

在小区建立的初始阶段，没有用户接入，因此以上的h或h′认为就是噪声，所以可以得到噪声能量估值 $N_n=\frac{1}{P}\underset{i=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\Σ}}}{h^{\′}}_i.$ 对N_n进行递归滤波得到平均噪声能量N_n＝p·N_n-1+(1-p)·N_n，其中n代表子帧。 

设第一门限为Γ₁(Γ₁一般取值为2～5)、第二门限为Γ₂，而Γ₂＝q_max/M。M的取值根据同步跟踪精度为1/2chips时，有效多径信号与其旁瓣信号之间的能量大小关系确定，采样时钟偏离最佳采样点1/2chip时，第一旁瓣能量约为主瓣能量1/10，根据系统的需要，M可以在10附近取值；如需保留第一旁瓣，则取得小一些，否则取大一些。根据Г₁×N_n与Γ₂的关系确定多径判决门限，若Г₁×N_n≥Γ₂，则多径判决门限Г＝Г₁×N_n；否则多径判决门限Г＝Γ₂。 

对原始的冲击响应h′进行多径判决：若抽头能量大于门限值Г，则保留h′相应抽头位置的冲击响应值不变，否则将h′相应位置的冲击响应置为0。这样就可以得到有效多径抽头，同时可以得到噪声抽头向量N＝[n₀，n₁，...，n_P-1]，该噪声向量用于后续的噪声能量计算。即： 

For i＝0：P-1 

{ 

if 

q_i＜Г 

then 

      {    h″(i)＝0； 

n(i)＝h′(i)； 

} 

else 

{  h″(i)＝h′(i)； 

n(i)＝0； 

} 

} 

根据无线链路建立时分配到每个用户(或扩频码)的midamble偏移编号k(0≤k≤K-1)和窗宽W可以得到某个用户对应的冲击响应  $h^k=[h_0^k,h_1^k,...,h_{W-1}^k],$ h^k用于后续的联合检测。即： 

$h_i^k={h^{\′\′}}_{k\·W+i},i=0,...,W-1;k=0,...,K-1$

对信道冲击响应h′进行相同的处理可以得到某个用户对应的用于上行同步跟踪的冲击响应 $h^{\′k}=[{h^{\′}}_0^k,{h^{\′}}_1^k,...,{h^{\′}}_{W-1}^k],$ 即： 

${h^{\′}}_i^k={h^{\′}}_{k\·W+i},i=0,...,W-1;k=0,...,K-1$

将 $h^{\′k}=[{h^{\′}}_0^k,{h^{\′}}_1^k,...,{h^{\′}}_{W-1}^k]$ 对应的能量值 $Q^k=[q_0^k,q_1^k,...,q_{W-1}^k]$ 与门限Г进行比 较，得到第一个超过门限的抽头的索引值t_s ^k(开始时间)和最后一个超过门限的抽头的索引值t_e ^k(结束时间)；并且搜索Q^k中具有最大能量值的抽头的索引值t_p ^k(峰值时间)； 

根据上行同步跟踪要求的精度，在开始时间t_s ^k、峰值时间t_p ^k、结束时间t_e ^k处对冲击响应的能量值 $Q^k=[q_0^k,q_1^k,...,q_{W-1}^k]$ 进行插值处理，可以得到更为精确的开始时间、峰值时间、结束时间。插值过程为本领域普通技术人员所了解，因此不再赘述。 

开始时间t_s ^k、峰值时间t_p ^k、结束时间t_e ^k确定了冲击响应的形状及其在信道估计窗口中的位置，用于上行同步跟踪的后续处理。 

在上行同步精度要求不高或本地采样为多倍采样并能满足同步精度的前提下，插值过程无需进行。用于计算开始时间t_s ^k、峰值时间t_p ^k、结束时间t_e ^k的信道冲击响应也可以使用经过多径判决的结果值h^k。 

本发明的一种时分双工移动通信系统的多径判决方法，如图6所示为本发明方法的输入信噪比较低时的多径判决示意图，这时多径旁瓣低于噪声，固定门限起作用，除了有用抽头超过门限外，有少量的噪声抽头也可能超过门限。如图7所示为本发明方法输入信噪比较高时的多径判决示意图，这时多径旁瓣高于噪声，第二门限起作用，有用抽头能量超过判决门限，但旁瓣抽头能量低于判决门限。如图8所示为本发明方法输入信噪比较高时的多径判决结果，*号代表被判有效的抽头，多径抽头被判有效，旁瓣抽头被判为无效。 

综上，本发明方法与现有技术相比，有效解决了高信噪比时上行同步跟踪过程中由于旁瓣信号超过门限造成的多径信号满窗假象引起的系统性能损失，经现场测试表明本发明所述的方法在解决多径信号满窗假象带来的问题时能取得满意的效果；同时解决了高信噪比时旁瓣信号超过门限 所造成的解调性能损失；而且兼顾了小信号下的解调性能和上行同步跟踪性能。 

但应当理解的是，上述针对具体实施例的描述较为详细，并不能因此而理解为对本发明的专利保护范围的限制，本发明的专利保护范围应以所附权利要求为准。 

Claims (4)

1.一种时分双工移动通信系统的多径判决方法，包括以下步骤：

1)根据接收数据的训练序列I/Q数据和本地训练序列进行信道估计，得到信道冲击响应的原始估计值；

2)求原始冲击响应的每个抽头的能量值；

3)计算平均噪声能量；

4)在能量窗中搜索具有最大能量的抽头，并根据最大能量的抽头计算第二门限；

5)将固定门限乘以平均噪声能量得到的结果与第二门限比较，取二者中的较大值作为最终的多径判决门限；

6)进行多径抽头判决，并输出判决后的冲击响应；

7)将每个用户的未判决前的冲击响应能量值与多径判决门限Г进行比较，得到第一个超过多径判决门限Г的抽头的索引值，计其时间为开始时间；和最后一个超过门限的抽头的索引值，计其时间为结束时间；搜索该用户的原始冲击响应抽头中具有最大能量值的抽头的索引值，计其时间为峰值时间；

8)根据上行同步跟踪要求的精度，在开始时间、峰值时间、结束时间处对冲击响应的能量值进行插值处理，得到更为精确的开始时间、峰值时间、结束时间，用于上行同步跟踪的后续处理。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：

所述步骤1)得到信道冲击响应的原始估计值为h＝[h₀，h₁，...，h_P-1]，P为基本midamble长度；原始冲击响应的每个抽头的能量值Q＝|h|²＝[|h₀|²，|h₁|²，...，|h_P-1|²]；在能量窗中搜索具有最大能量的抽头记为q_max＝max(Q)，得到所述第二门限Γ₂＝q_max/M，M的取值根据同步跟踪精度为1/2码片chips时，有效多径信号与其旁瓣信号之间的能量大小关系确定；以及在所述步骤5)中设固定门限为Γ₁，根据

与Γ₂的关系确定最终的多径判决门限Г，即若

则多径判决门限Г取为否则多径判决门限Г取为Γ₂，为平均噪声能量。

3.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述步骤3)还包括：

初始阶段根据未使用的midamble偏移的原始估值计算噪声能量，并在若干个子帧上对噪声能量进行递归平均，得到所述平均噪声能量

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述步骤6)还包括：

比较能量窗中每个抽头能量与多径判决门限的大小，若抽头能量大于多径判决门限值，则保留相应抽头位置的冲击响应值，否则将相应位置的冲击响应置为0；同时将没有超过门限的抽头做为噪声抽头，用于后续进行噪声能量的计算。

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