JP2003333011A - シンボルタイミング同期装置およびシンボルタイミング同期方法 - Google Patents
シンボルタイミング同期装置およびシンボルタイミング同期方法Info
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- JP2003333011A JP2003333011A JP2002141112A JP2002141112A JP2003333011A JP 2003333011 A JP2003333011 A JP 2003333011A JP 2002141112 A JP2002141112 A JP 2002141112A JP 2002141112 A JP2002141112 A JP 2002141112A JP 2003333011 A JP2003333011 A JP 2003333011A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 マルチキャリアＣＤＭＡ方式においてシンボ
ルタイミングの同期精度を向上させることができるとと
もに、計算量およびコストを削減できるシンボルタイミ
ング同期装置を提供する。 【解決手段】 相関検出部１は、受信信号波形と、パイ
ロットシンボルの送信波形を表すレプリカとの相互相関
を検出することにより、パイロットシンボルを検出す
る。受信信号は、相関検出部１内の同相加算器２に入力
され、ここで、複数の単位周期（ＧＩ＋１シンボル）に
わたって同相加算される。同相加算された受信信号に対
し、相関検出器３は、参照信号出力部４から出力される
参照信号（パイロット信号の送信信号レプリカ）との相
関値を出力する。
ルタイミングの同期精度を向上させることができるとと
もに、計算量およびコストを削減できるシンボルタイミ
ング同期装置を提供する。 【解決手段】 相関検出部１は、受信信号波形と、パイ
ロットシンボルの送信波形を表すレプリカとの相互相関
を検出することにより、パイロットシンボルを検出す
る。受信信号は、相関検出部１内の同相加算器２に入力
され、ここで、複数の単位周期（ＧＩ＋１シンボル）に
わたって同相加算される。同相加算された受信信号に対
し、相関検出器３は、参照信号出力部４から出力される
参照信号（パイロット信号の送信信号レプリカ）との相
関値を出力する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、マルチキャリア符
号分割多元接続方式（MC-CDMA：Multicarrier -Code Di
vision Multiple Access）におけるシンボルタイミング
同期装置および同期方法に関するものである。
号分割多元接続方式（MC-CDMA：Multicarrier -Code Di
vision Multiple Access）におけるシンボルタイミング
同期装置および同期方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】現在、第３世代移動通信方式（W-CDMA）
よりも更なる高速化、大容量化を目標とした第４世代方
式の検討が進められている。第４世代方式では、周波数
利用率の一層の向上や伝搬遅延の克服により通信品質の
一層の向上が求められており、これを実現する方式とし
てMC-CDMA方式が有力視されている。図４は、MC-CDMA方
式の説明図である。セルラー方式において、基地局から
各移動局に向けた下りリンクに用いられる。図４（ａ）
はフレーム構成図である。横軸は時間、縦軸（紙面手
前）は周波数（サブキャリア）、垂直軸は多重化符号の
番号である。データシンボル系列、パイロットシンボル
系列とも、１シンボル長で区切って示している。このMC
-CDMA方式では、１または複数のユーザの各データシン
ボル系列、および、パイロットシンボル系列が、互いに
異なる拡散符号で符号多重されている。パイロットシン
ボル系列は常時送信されている。この符号多重は各サブ
キャリアについて行われる。サブキャリアのキャリア周
波数は、直交周波数分割多重方式（OFDM：Orthogonal F
requency Division Multiplexing）と同様に、互いに直
交する周波数配置を有する。
よりも更なる高速化、大容量化を目標とした第４世代方
式の検討が進められている。第４世代方式では、周波数
利用率の一層の向上や伝搬遅延の克服により通信品質の
一層の向上が求められており、これを実現する方式とし
てMC-CDMA方式が有力視されている。図４は、MC-CDMA方
式の説明図である。セルラー方式において、基地局から
各移動局に向けた下りリンクに用いられる。図４（ａ）
はフレーム構成図である。横軸は時間、縦軸（紙面手
前）は周波数（サブキャリア）、垂直軸は多重化符号の
番号である。データシンボル系列、パイロットシンボル
系列とも、１シンボル長で区切って示している。このMC
-CDMA方式では、１または複数のユーザの各データシン
ボル系列、および、パイロットシンボル系列が、互いに
異なる拡散符号で符号多重されている。パイロットシン
ボル系列は常時送信されている。この符号多重は各サブ
キャリアについて行われる。サブキャリアのキャリア周
波数は、直交周波数分割多重方式（OFDM：Orthogonal F
requency Division Multiplexing）と同様に、互いに直
交する周波数配置を有する。
【０００３】図４（ｂ）はパイロットシンボル系列の構
成図である。パイロットシンボル系列に、その１シンボ
ル長を１周期とする拡散符号が割り当てられて、パイロ
ットシンボル系列が時間軸方向に符号拡散される。説明
を簡単にするため、拡散符号長を４チップとしたものを
示す。図示の例では、パイロットシンボル系列に割り当
てる拡散符号としては、いずれのサブキャリアにおいて
も、各チップが全て「１」であるものを用いる。図４
（ｃ）は符号拡散されたパイロットシンボルの構成図で
ある。パイロットシンボルは、各サブチャネルに対し任
意の値でよいが、ランダムな種々のパターンの中から自
己相関特性の良好なものを選べばさらによい。図示の例
では、IQ位相平面上の１または−１の値をとり、各サブ
チャネルに対してランダムに割り当てて、１，−１，
１，１，−１，…，…としている。上述したように、拡
散符号のチップが全て「１」であれば、符号拡散された
後のパイロットシンボルの値は、図４（ｃ）のように各
サブキャリアにおいて同一の値をとり続けることにな
る。すなわち、パイロットシンボルは同一の時系列波形
となる。
成図である。パイロットシンボル系列に、その１シンボ
ル長を１周期とする拡散符号が割り当てられて、パイロ
ットシンボル系列が時間軸方向に符号拡散される。説明
を簡単にするため、拡散符号長を４チップとしたものを
示す。図示の例では、パイロットシンボル系列に割り当
てる拡散符号としては、いずれのサブキャリアにおいて
も、各チップが全て「１」であるものを用いる。図４
（ｃ）は符号拡散されたパイロットシンボルの構成図で
ある。パイロットシンボルは、各サブチャネルに対し任
意の値でよいが、ランダムな種々のパターンの中から自
己相関特性の良好なものを選べばさらによい。図示の例
では、IQ位相平面上の１または−１の値をとり、各サブ
チャネルに対してランダムに割り当てて、１，−１，
１，１，−１，…，…としている。上述したように、拡
散符号のチップが全て「１」であれば、符号拡散された
後のパイロットシンボルの値は、図４（ｃ）のように各
サブキャリアにおいて同一の値をとり続けることにな
る。すなわち、パイロットシンボルは同一の時系列波形
となる。
【０００４】図４（ａ）に戻り、複数ユーザのデータシ
ンボル系列の符号拡散方式について説明する。複数ユー
ザの各データシンボル系列は、時間軸方向に符号拡散さ
せる方式と、周波数軸方向に符号拡散させる方式とがあ
る。いずれか一方のみを採用しても、伝搬路変動に応じ
て方式を切り替えてもよい。時間軸方向に符号拡散させ
る場合、データシンボル系列を直並列変換により、各サ
ブキャリアに順次分配する。各サブキャリアにおいて、
分配されたデータシンボルに、各ユーザに割り当てられ
た拡散符号を乗算して拡散する。その際、各ユーザに割
り当てられる拡散符号としては、どのサブキャリアにつ
いても同じものを割り当てればよいが、各サブキャリア
によって異ならせてもよい。
ンボル系列の符号拡散方式について説明する。複数ユー
ザの各データシンボル系列は、時間軸方向に符号拡散さ
せる方式と、周波数軸方向に符号拡散させる方式とがあ
る。いずれか一方のみを採用しても、伝搬路変動に応じ
て方式を切り替えてもよい。時間軸方向に符号拡散させ
る場合、データシンボル系列を直並列変換により、各サ
ブキャリアに順次分配する。各サブキャリアにおいて、
分配されたデータシンボルに、各ユーザに割り当てられ
た拡散符号を乗算して拡散する。その際、各ユーザに割
り当てられる拡散符号としては、どのサブキャリアにつ
いても同じものを割り当てればよいが、各サブキャリア
によって異ならせてもよい。
【０００５】一方、周波数軸方向に拡散させる場合、例
えば、各データシンボル系列の同じシンボルを各サブキ
ャリアに対して共通に供給する。各ユーザに割り当てら
れた拡散符号は、その各チップの値を各サブキャリアに
分配する。各サブキャリアにおいて、供給されたデータ
シンボルに各ユーザに割り当てられた拡散符号のチップ
の値を乗算して拡散する。各ユーザに割り当てる拡散符
号としては、直交可変拡散率（OVSF：OrthogonalVariab
le Spreading Factor）符号やウオルシュ(Walsh)符号等
の直交符号を用いればよい。その際、拡散符号の各チッ
プが全て「１」となる拡散符号は、図示のパイロットシ
ンボル系列に割り当てているので、データシンボル系列
には割り当てないようにする。このようにすれば、複数
ユーザの各データシンボル系列を時間軸方向に符号拡散
する場合に、上述したパイロットシンボル系列と複数ユ
ーザの各データシンボル系列とは、時間軸方向に符号多
重されることになる。一方、複数ユーザの各データシン
ボル系列を周波数軸方向に符号拡散する場合にも、上述
したパイロットシンボル系列と複数ユーザの各データシ
ンボル系列とは、周波数軸方向に符号多重されることに
なる。
えば、各データシンボル系列の同じシンボルを各サブキ
ャリアに対して共通に供給する。各ユーザに割り当てら
れた拡散符号は、その各チップの値を各サブキャリアに
分配する。各サブキャリアにおいて、供給されたデータ
シンボルに各ユーザに割り当てられた拡散符号のチップ
の値を乗算して拡散する。各ユーザに割り当てる拡散符
号としては、直交可変拡散率（OVSF：OrthogonalVariab
le Spreading Factor）符号やウオルシュ(Walsh)符号等
の直交符号を用いればよい。その際、拡散符号の各チッ
プが全て「１」となる拡散符号は、図示のパイロットシ
ンボル系列に割り当てているので、データシンボル系列
には割り当てないようにする。このようにすれば、複数
ユーザの各データシンボル系列を時間軸方向に符号拡散
する場合に、上述したパイロットシンボル系列と複数ユ
ーザの各データシンボル系列とは、時間軸方向に符号多
重されることになる。一方、複数ユーザの各データシン
ボル系列を周波数軸方向に符号拡散する場合にも、上述
したパイロットシンボル系列と複数ユーザの各データシ
ンボル系列とは、周波数軸方向に符号多重されることに
なる。
【０００６】図４（ｄ）は送信信号の構成図である。各
１シンボル区間の先頭部分にガードインターバル（以
下、ＧＩという）を設けている。図４（ａ）に示された
フレーム構成に基づいて作成された送信信号波形の各１
シンボル区間内の、後尾の一部区間をコピーしたものを
ＧＩとし、元の１シンボル区間の先頭とその１つ前のシ
ンボル区間の後尾との間に挿入する。受信信号をフーリ
エ変換することによりサブキャリアに分離する際に、こ
のＧＩにより、１シンボル長の有効シンボル期間を切り
出すウインドウ位置のずれが許容される。また、多重伝
搬路（マルチパス）環境において、ある１つの送信局か
ら送信された波は、複数の伝搬路（パス）を通ることに
より、到来時間の異なる複数の到来波となって受信され
る。ＧＩは、フーリエ変換する際に複数の到来波が発生
させる隣接シンボル間干渉を低減させる。上述したよう
に、MC-CDMA方式では、データシンボル系列とともにパ
イロットシンボル系列を符号多重して送信する。受信機
側では、受信信号に含まれるパイロットシンボル系列成
分に基づいて送信信号のシンボルに同期したタイミング
を決定し、１シンボル長の有効シンボル期間を切り出す
ためのFFTウインドウの位置を決定する。この有効シン
ボル期間内の受信信号についてフーリエ変換を行うこと
により、受信信号をサブキャリア別に分離してデータシ
ンボル系列およびパイロットシンボル系列を得る。
１シンボル区間の先頭部分にガードインターバル（以
下、ＧＩという）を設けている。図４（ａ）に示された
フレーム構成に基づいて作成された送信信号波形の各１
シンボル区間内の、後尾の一部区間をコピーしたものを
ＧＩとし、元の１シンボル区間の先頭とその１つ前のシ
ンボル区間の後尾との間に挿入する。受信信号をフーリ
エ変換することによりサブキャリアに分離する際に、こ
のＧＩにより、１シンボル長の有効シンボル期間を切り
出すウインドウ位置のずれが許容される。また、多重伝
搬路（マルチパス）環境において、ある１つの送信局か
ら送信された波は、複数の伝搬路（パス）を通ることに
より、到来時間の異なる複数の到来波となって受信され
る。ＧＩは、フーリエ変換する際に複数の到来波が発生
させる隣接シンボル間干渉を低減させる。上述したよう
に、MC-CDMA方式では、データシンボル系列とともにパ
イロットシンボル系列を符号多重して送信する。受信機
側では、受信信号に含まれるパイロットシンボル系列成
分に基づいて送信信号のシンボルに同期したタイミング
を決定し、１シンボル長の有効シンボル期間を切り出す
ためのFFTウインドウの位置を決定する。この有効シン
ボル期間内の受信信号についてフーリエ変換を行うこと
により、受信信号をサブキャリア別に分離してデータシ
ンボル系列およびパイロットシンボル系列を得る。
【０００７】図５は、従来のMC-CDMA方式の送信機の概
要を示す構成図である。データシンボル系列を時間軸方
向に拡散した場合を示している。ユーザkの入力データ
は、予めQPSK方式等によって変調されてデータシンボル
系列となって直並列変換器２１に入力される。直並列変
換器２１は、データシンボル系列を並列化（分配）す
る。並列化されたデータシンボル系列は、乗算器２２0
〜２２Nc-1において、サブキャリア#0〜#Nc-1毎に、拡
散符号ｃk,0（t）〜ｃ k,Nc-1（t）を乗算されて拡散処
理される。Ncはサブキャリア数である。多重化器２３0
〜２３Nc-1において、ユーザkの符号拡散されたデータ
シンボル系列は、他ユーザの同じく符号拡散されたデー
タシンボル系列、および、符号拡散されたパイロットシ
ンボル系列と多重化され、高速逆フーリエ変換（IFFT）
部２４に出力される。IFFT部２４により、周波数多重化
されて１系列の時系列波形が作成される。ガードインタ
ーバル付加部２５は、この時系列波形の各シンボル先頭
と直前シンボルの後尾との間にＧＩを挿入してMC-CDMA
送信信号を出力する。
要を示す構成図である。データシンボル系列を時間軸方
向に拡散した場合を示している。ユーザkの入力データ
は、予めQPSK方式等によって変調されてデータシンボル
系列となって直並列変換器２１に入力される。直並列変
換器２１は、データシンボル系列を並列化（分配）す
る。並列化されたデータシンボル系列は、乗算器２２0
〜２２Nc-1において、サブキャリア#0〜#Nc-1毎に、拡
散符号ｃk,0（t）〜ｃ k,Nc-1（t）を乗算されて拡散処
理される。Ncはサブキャリア数である。多重化器２３0
〜２３Nc-1において、ユーザkの符号拡散されたデータ
シンボル系列は、他ユーザの同じく符号拡散されたデー
タシンボル系列、および、符号拡散されたパイロットシ
ンボル系列と多重化され、高速逆フーリエ変換（IFFT）
部２４に出力される。IFFT部２４により、周波数多重化
されて１系列の時系列波形が作成される。ガードインタ
ーバル付加部２５は、この時系列波形の各シンボル先頭
と直前シンボルの後尾との間にＧＩを挿入してMC-CDMA
送信信号を出力する。
【０００８】図６は、従来のMC-CDMA方式の受信機の概
要を示す構成図である。ユーザシンボル系列が時間軸方
向に拡散された場合を示している。OFDM方式において
は、シンボル同期の検出方法として、受信信号波形の自
己相関を検出する方法と、受信信号波形とレプリカとの
相互相関を検出する方法が知られている。自己相関を検
出する方法では、ＧＩとこのコピー元のシンボル後尾区
間とが同一であることを利用したり、バースト先頭部の
プリアンブルに繰り返しパターンを挿入したりする。相
互相関を検出する方法では、バースト先頭部のプリアン
ブルに所定パターンを挿入し、受信信号波形と所定パタ
ーンの複製物（レプリカ）との相互相関を検出する。
要を示す構成図である。ユーザシンボル系列が時間軸方
向に拡散された場合を示している。OFDM方式において
は、シンボル同期の検出方法として、受信信号波形の自
己相関を検出する方法と、受信信号波形とレプリカとの
相互相関を検出する方法が知られている。自己相関を検
出する方法では、ＧＩとこのコピー元のシンボル後尾区
間とが同一であることを利用したり、バースト先頭部の
プリアンブルに繰り返しパターンを挿入したりする。相
互相関を検出する方法では、バースト先頭部のプリアン
ブルに所定パターンを挿入し、受信信号波形と所定パタ
ーンの複製物（レプリカ）との相互相関を検出する。
【０００９】以下には、上述したMC-CDMA方式におい
て、パイロットシンボルの時系列波形の複製物（レプリ
カ）との相互相関を検出する場合について説明する。MC
-CDMA受信信号は、図示しない直交復調器において複素
ベースバンド信号（Ｉ相信号、Ｑ相信号）に変換され、
Ａ／Ｄ変換されてディジタル値に変換されている。この
受信信号は、相関検出部３１において、１シンボル区間
にガードインターバルが付加された区間（以下、単位周
期という）にわたって、参照信号出力部４から出力され
る参照信号との相互相関値が検出されるとともに、有効
シンボル期間切り出し部５に供給される。上述した参照
信号としては、パイロットシンボルの送信信号レプリカ
を用いる。パイロットシンボルの送信信号レプリカと
は、図５に示した送信機において、符号拡散されたパイ
ロットシンボル系列のみがIFFT部２４において周波数多
重化されたときの送信信号波形のレプリカをいう。その
長さは１シンボル長であって、ＧＩ区間を含まない。参
照信号出力部４は、例えば、参照信号を記憶するメモリ
で実現される。相関検出部３１は、スライディング相関
器やマッチドフィルタ等で実現される。
て、パイロットシンボルの時系列波形の複製物（レプリ
カ）との相互相関を検出する場合について説明する。MC
-CDMA受信信号は、図示しない直交復調器において複素
ベースバンド信号（Ｉ相信号、Ｑ相信号）に変換され、
Ａ／Ｄ変換されてディジタル値に変換されている。この
受信信号は、相関検出部３１において、１シンボル区間
にガードインターバルが付加された区間（以下、単位周
期という）にわたって、参照信号出力部４から出力され
る参照信号との相互相関値が検出されるとともに、有効
シンボル期間切り出し部５に供給される。上述した参照
信号としては、パイロットシンボルの送信信号レプリカ
を用いる。パイロットシンボルの送信信号レプリカと
は、図５に示した送信機において、符号拡散されたパイ
ロットシンボル系列のみがIFFT部２４において周波数多
重化されたときの送信信号波形のレプリカをいう。その
長さは１シンボル長であって、ＧＩ区間を含まない。参
照信号出力部４は、例えば、参照信号を記憶するメモリ
で実現される。相関検出部３１は、スライディング相関
器やマッチドフィルタ等で実現される。
【００１０】シンボル同期位置決定部６は、相関検出部
３１から相関値のピークが検出されるタイミングに基づ
いて、シンボル同期位置を決定する。有効シンボル期間
切り出し部５は、決定されたシンボル同期位置に基づい
たFFTウインドウで、有効シンボル期間の受信信号を切
り出して、FFT部７に出力する。FFT部７においては、FF
Tウインドウ期間の受信信号をフーリエ変換し、サブキ
ャリア#0〜#Nc-1に分離する。分離された受信信号は、
それぞれ、相関検出器３２0〜３２Nc-1において、ユー
ザkに割り当てられた拡散符号ｃk,0（t）〜ｃ
k,Nc -1（t）との相関を検出することにより受信信号を
逆拡散し、ユーザkのデータシンボル系列を復元する。
３１から相関値のピークが検出されるタイミングに基づ
いて、シンボル同期位置を決定する。有効シンボル期間
切り出し部５は、決定されたシンボル同期位置に基づい
たFFTウインドウで、有効シンボル期間の受信信号を切
り出して、FFT部７に出力する。FFT部７においては、FF
Tウインドウ期間の受信信号をフーリエ変換し、サブキ
ャリア#0〜#Nc-1に分離する。分離された受信信号は、
それぞれ、相関検出器３２0〜３２Nc-1において、ユー
ザkに割り当てられた拡散符号ｃk,0（t）〜ｃ
k,Nc -1（t）との相関を検出することにより受信信号を
逆拡散し、ユーザkのデータシンボル系列を復元する。
【００１１】一方、各サブキャリアにおけるパイロット
シンボル系列は、チャネル推定部３３において、逆拡散
および復調を行う。各サブキャリアの復調されたパイロ
ットシンボルの位相変動等を検出することにより、各サ
ブキャリアの伝搬路特性の推定を行う。伝搬路特性の推
定値に基づいてサブキャリア毎に補償信号を作成する。
乗算器３４0〜３４Nc-1において、ユーザkのデータシン
ボル系列に補償信号を乗算することにより、位相補償等
を行う。並直列変換器３５は、各サブキャリアにおけ
る、ユーザkの補償されたデータシンボル系列を１系列
に配列し直してユーザkのデータシンボル系列を出力す
る。このユーザkのデータシンボル系列は復調されて、
ユーザkの受信データ系列となる。
シンボル系列は、チャネル推定部３３において、逆拡散
および復調を行う。各サブキャリアの復調されたパイロ
ットシンボルの位相変動等を検出することにより、各サ
ブキャリアの伝搬路特性の推定を行う。伝搬路特性の推
定値に基づいてサブキャリア毎に補償信号を作成する。
乗算器３４0〜３４Nc-1において、ユーザkのデータシン
ボル系列に補償信号を乗算することにより、位相補償等
を行う。並直列変換器３５は、各サブキャリアにおけ
る、ユーザkの補償されたデータシンボル系列を１系列
に配列し直してユーザkのデータシンボル系列を出力す
る。このユーザkのデータシンボル系列は復調されて、
ユーザkの受信データ系列となる。
【００１２】図７は、従来のシンボルタイミング同期装
置を説明するための波形図である。説明用の波形図であ
って、正確な波形を示すものではない。図７（ａ）は、
MC-CDMA送信信号に含まれる、全ユーザについて合成さ
れたデータシンボル系列成分の波形である。図７（ｂ）
は、MC-CDMA送信信号に含まれる、パイロットシンボル
系列成分の波形である。図７（ｃ）は、伝搬路において
加わるノイズ成分の波形である。図７（ｄ）は、図７
（ａ）〜図７（ｃ）の波形が合成されたMC-CDMA受信信
号の波形である。図７（ｅ）〜図７（g）は、受信信号
に対し、パイロットシンボルの送信信号レプリカの波形
を、単位周期（ＧＩ＋１シンボル）内でτe，τf，τg
だけ遅延させたものを示す。
置を説明するための波形図である。説明用の波形図であ
って、正確な波形を示すものではない。図７（ａ）は、
MC-CDMA送信信号に含まれる、全ユーザについて合成さ
れたデータシンボル系列成分の波形である。図７（ｂ）
は、MC-CDMA送信信号に含まれる、パイロットシンボル
系列成分の波形である。図７（ｃ）は、伝搬路において
加わるノイズ成分の波形である。図７（ｄ）は、図７
（ａ）〜図７（ｃ）の波形が合成されたMC-CDMA受信信
号の波形である。図７（ｅ）〜図７（g）は、受信信号
に対し、パイロットシンボルの送信信号レプリカの波形
を、単位周期（ＧＩ＋１シンボル）内でτe，τf，τg
だけ遅延させたものを示す。
【００１３】図６に示した相関検出部３１は、図７
（ｄ）に示したMC-CDMA受信信号波形から、単位周期の
波形を切り出す。切り出しの開始タイミングはランダム
である。切り出した受信信号と、参照信号出力部４から
出力されるパイロットシンボルの送信信号レプリカとの
相関を検出する。切り出した受信信号を、例えばメモリ
に保存し、パイロットシンボルの送信信号レプリカの波
形、および、この波形をＧＩ＋１シンボル区間である単
位周期内で順次遅延（巡回シフト）させたもの（厳密に
は、その複素共役）との乗算を行う。図７（ｅ）〜図７
（ｇ）のように、遅延させたパイロットシンボルの送信
信号レプリカとの乗算を行う。パイロットシンボルの送
信信号レプリカ側のＧＩ区間では乗算が行われない。相
互相関値が最大となるときの送信信号レプリカの遅延τ
に応じてシンボル同期タイミングの位置を知る。図７
（ｈ）は、相関検出部３１の出力である。例えば、４１
e，４１f，４１gは、それぞれ、図７（ｅ）〜図７
（ｇ）に示したパイロットシンボルの送信信号レプリカ
との相関値である。各送信信号レプリカのシンボル先頭
部のタイミング（ＧＩ後のタイミング）にあわせて相関
値の出力タイミングを表示している。図示の例では、図
７（ｂ）に示したパイロットシンボル成分の波形と、図
７（ｆ）のパイロットシンボルの送信信号レプリカの波
形とが一致する。従って、図７（ｆ）の相関値４１fが
最も大きくなる。
（ｄ）に示したMC-CDMA受信信号波形から、単位周期の
波形を切り出す。切り出しの開始タイミングはランダム
である。切り出した受信信号と、参照信号出力部４から
出力されるパイロットシンボルの送信信号レプリカとの
相関を検出する。切り出した受信信号を、例えばメモリ
に保存し、パイロットシンボルの送信信号レプリカの波
形、および、この波形をＧＩ＋１シンボル区間である単
位周期内で順次遅延（巡回シフト）させたもの（厳密に
は、その複素共役）との乗算を行う。図７（ｅ）〜図７
（ｇ）のように、遅延させたパイロットシンボルの送信
信号レプリカとの乗算を行う。パイロットシンボルの送
信信号レプリカ側のＧＩ区間では乗算が行われない。相
互相関値が最大となるときの送信信号レプリカの遅延τ
に応じてシンボル同期タイミングの位置を知る。図７
（ｈ）は、相関検出部３１の出力である。例えば、４１
e，４１f，４１gは、それぞれ、図７（ｅ）〜図７
（ｇ）に示したパイロットシンボルの送信信号レプリカ
との相関値である。各送信信号レプリカのシンボル先頭
部のタイミング（ＧＩ後のタイミング）にあわせて相関
値の出力タイミングを表示している。図示の例では、図
７（ｂ）に示したパイロットシンボル成分の波形と、図
７（ｆ）のパイロットシンボルの送信信号レプリカの波
形とが一致する。従って、図７（ｆ）の相関値４１fが
最も大きくなる。
【００１４】上述した説明では、送信局から１波のみが
受信局に到達するという基本的な場合について説明し
た。マルチパス環境においては、１つの送信局から受信
局に複数の到来波が到達するので、隣接シンボル間干渉
が発生する。図８は、マルチパス環境における隣接シン
ボル間干渉の説明図である。最初に到来する先行波に続
いて遅延波１〜遅延波３が到来する場合について例示す
る。これらの到来波が合成されたものが受信信号とな
る。ｎ−１，ｎ，ｎ＋１は、シンボルに付した番号であ
る。ハッチング部分はＧＩである。相関値の出力タイミ
ングは、パイロットシンボルの送信信号レプリカのシン
ボル先頭部にあわせて表示している。５１0，５１1，５
１2，５１3は、それぞれ、先行波、遅延波１、遅延波
２、遅延波３との相関によって出力される相関値であ
る。図示の例は、相関値５１1が最も大きくなってい
る。これは、遅延波１の受信レベルが最も大きいことを
意味する。移動通信では見通し外通信が一般的であり、
相関値のピーク位置が先行波を指すとは限らない。
受信局に到達するという基本的な場合について説明し
た。マルチパス環境においては、１つの送信局から受信
局に複数の到来波が到達するので、隣接シンボル間干渉
が発生する。図８は、マルチパス環境における隣接シン
ボル間干渉の説明図である。最初に到来する先行波に続
いて遅延波１〜遅延波３が到来する場合について例示す
る。これらの到来波が合成されたものが受信信号とな
る。ｎ−１，ｎ，ｎ＋１は、シンボルに付した番号であ
る。ハッチング部分はＧＩである。相関値の出力タイミ
ングは、パイロットシンボルの送信信号レプリカのシン
ボル先頭部にあわせて表示している。５１0，５１1，５
１2，５１3は、それぞれ、先行波、遅延波１、遅延波
２、遅延波３との相関によって出力される相関値であ
る。図示の例は、相関値５１1が最も大きくなってい
る。これは、遅延波１の受信レベルが最も大きいことを
意味する。移動通信では見通し外通信が一般的であり、
相関値のピーク位置が先行波を指すとは限らない。
【００１５】このような状況において、受信レベルが最
も大きい相関値５１1を与えるタイミングをシンボル同
期タイミングとした場合、有効シンボル期間（FFTウイ
ンドウｃ）の期間で第nシンボルのフーリエ変換を行お
うとすると、遅延波１と、この遅延波１からＧＩ以内の
遅れがある遅延波２については、いずれも第nシンボル
から切り出すことになり、シンボル間干渉は生じない。
しかし、遅延波１にわずかでも先行する図示のような先
行波があると、この波形に関しては、第（n+1）シンボ
ルのＧＩが含まれてしまうので、第（n+1）シンボルと
の干渉が発生する。そこで、相関値が最も大きくなる遅
延波１のシンボル先頭をシンボル同期位置とはせずに、
これよりわずかに前方のタイミングをシンボル同期位置
とする。
も大きい相関値５１1を与えるタイミングをシンボル同
期タイミングとした場合、有効シンボル期間（FFTウイ
ンドウｃ）の期間で第nシンボルのフーリエ変換を行お
うとすると、遅延波１と、この遅延波１からＧＩ以内の
遅れがある遅延波２については、いずれも第nシンボル
から切り出すことになり、シンボル間干渉は生じない。
しかし、遅延波１にわずかでも先行する図示のような先
行波があると、この波形に関しては、第（n+1）シンボ
ルのＧＩが含まれてしまうので、第（n+1）シンボルと
の干渉が発生する。そこで、相関値が最も大きくなる遅
延波１のシンボル先頭をシンボル同期位置とはせずに、
これよりわずかに前方のタイミングをシンボル同期位置
とする。
【００１６】OFDMの例であるが、平 明徳 ほか２名，
「周波数選択性フェージング環境におけるOFDM通信シス
テムのタイミング同期方式」，電子情報通信学会論文誌
Ｂ、vol.J84-B，No.７，(2001-7)，pp.1255-1264では、
次のような方法が採用されている。すなわち、相関値列
中、最大の相関値を示すピークサンプルのタイミングか
ら、前方へ相関値列を検索して行き、最大の相関値の1/
a（aはパラメータ）を超える相関値の内、最も前方にあ
る相関値の位置をシンボル同期位置とする。図８の例で
は、相関値５１0の出力タイミングをシンボル同期タイ
ミングとして、有効シンボル期間（FFTウインドウｂ）
の期間で第nシンボルのフーリエ変換を行う。従って、
後続の遅延波に関しては、その分、先行のシンボル（n-
1）との干渉が生じない許容遅延量が短くなるが、先行
波については、後続の第（n＋1）シンボルとの干渉が生
じない許容遅延量が得られるようになる。一般に、相互
相関値が最も大きくなる遅延波の前後に到来波が分散し
ていると考えられ、このような場合に、複数の到来波に
よる隣接シンボル間干渉を低減させることができる。
「周波数選択性フェージング環境におけるOFDM通信シス
テムのタイミング同期方式」，電子情報通信学会論文誌
Ｂ、vol.J84-B，No.７，(2001-7)，pp.1255-1264では、
次のような方法が採用されている。すなわち、相関値列
中、最大の相関値を示すピークサンプルのタイミングか
ら、前方へ相関値列を検索して行き、最大の相関値の1/
a（aはパラメータ）を超える相関値の内、最も前方にあ
る相関値の位置をシンボル同期位置とする。図８の例で
は、相関値５１0の出力タイミングをシンボル同期タイ
ミングとして、有効シンボル期間（FFTウインドウｂ）
の期間で第nシンボルのフーリエ変換を行う。従って、
後続の遅延波に関しては、その分、先行のシンボル（n-
1）との干渉が生じない許容遅延量が短くなるが、先行
波については、後続の第（n＋1）シンボルとの干渉が生
じない許容遅延量が得られるようになる。一般に、相互
相関値が最も大きくなる遅延波の前後に到来波が分散し
ていると考えられ、このような場合に、複数の到来波に
よる隣接シンボル間干渉を低減させることができる。
【００１７】OFDM方式では、プリアンブル送信区間とユ
ーザデータシンボル送信区間とが時間的に異なるため
に、相互間の符号間干渉はない。しかし、図４に示した
ような、MC-CDMA方式においては、パイロットシンボル
系列とユーザデータシンボル系列とが符号多重されて同
時送信されているので、符号間干渉が大きい。セルラー
方式では隣接セルからの干渉波も無視できない。そのた
め、図７を参照して説明したような、パイロットシンボ
ルの送信信号レプリカとの相互相関を単純に求めるだけ
では、相関値出力にノイズや干渉波が多く含まれている
ので、シンボルタイミングの同期検出精度が悪くなる。
その結果、有効シンボル期間の切り出しが正確にできな
くなるから、シングルパス、マルチパスのいずれの場合
でも、サブキャリア成分に分離するときに、隣接シンボ
ル間干渉が生じて受信信号品質が低下するおそれがあ
る。
ーザデータシンボル送信区間とが時間的に異なるため
に、相互間の符号間干渉はない。しかし、図４に示した
ような、MC-CDMA方式においては、パイロットシンボル
系列とユーザデータシンボル系列とが符号多重されて同
時送信されているので、符号間干渉が大きい。セルラー
方式では隣接セルからの干渉波も無視できない。そのた
め、図７を参照して説明したような、パイロットシンボ
ルの送信信号レプリカとの相互相関を単純に求めるだけ
では、相関値出力にノイズや干渉波が多く含まれている
ので、シンボルタイミングの同期検出精度が悪くなる。
その結果、有効シンボル期間の切り出しが正確にできな
くなるから、シングルパス、マルチパスのいずれの場合
でも、サブキャリア成分に分離するときに、隣接シンボ
ル間干渉が生じて受信信号品質が低下するおそれがあ
る。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、上述した問
題点を解決するためになされたもので、１または複数の
ユーザの各データシンボル系列とパイロットシンボル系
列が複数の各直交サブキャリアにおいて符号分割多重化
されたものにガードインターバルが付加された送信信号
を用いるマルチキャリアＣＤＭＡ方式において、シンボ
ルタイミングの同期精度を向上させることができるとと
もに、計算量およびコストを削減できるシンボルタイミ
ング同期装置およびシンボルタイミング同期方法を提供
することを目的とするものである。
題点を解決するためになされたもので、１または複数の
ユーザの各データシンボル系列とパイロットシンボル系
列が複数の各直交サブキャリアにおいて符号分割多重化
されたものにガードインターバルが付加された送信信号
を用いるマルチキャリアＣＤＭＡ方式において、シンボ
ルタイミングの同期精度を向上させることができるとと
もに、計算量およびコストを削減できるシンボルタイミ
ング同期装置およびシンボルタイミング同期方法を提供
することを目的とするものである。
【００１９】
【課題を解決するための手段】本発明は、請求項１に記
載の発明においては、１または複数のユーザの各データ
シンボル系列とパイロットシンボル系列が複数の各直交
サブキャリアにおいて符号分割多重化されたものにガー
ドインターバルが付加された送信信号を用いるマルチキ
ャリアＣＤＭＡ方式におけるシンボルタイミング同期装
置であって、参照信号出力手段と同相加算器と相関検出
器とシンボル同期タイミング決定手段を有し、前記参照
信号出力手段は、前記パイロットシンボル系列のみが送
信されるとしたときの前記送信信号について１シンボル
区間を参照信号として出力し、前記同相加算器は、前記
送信信号の前記１シンボル区間に前記ガードインターバ
ルが付加された区間を単位周期として、前記単位周期の
複数周期にわたって受信信号を同相加算し、前記相関検
出器は、前記同相加算器により同相加算された前記受信
信号と前記参照信号出力手段から出力される前記参照信
号との相関値を出力し、前記シンボル同期タイミング決
定手段は、前記相関検出器が出力する前記相関値の出力
タイミングに基づいて、前記送信信号にシンボル同期す
るタイミングを決定するものである。従って、単位周期
の複数周期にわたる同相加算によって、ユーザデータシ
ンボル系列による符号間干渉などがあっても、パイロッ
トシンボル系列の成分が強調されて、シンボルタイミン
グの同期精度を向上させることができる。それとととも
に、相関検出は同相加算に比べて計算量が多くなること
から、単位周期の複数周期にわたる相関検出後に相関値
を同相加算するとした場合よりも、計算量およびコスト
を削減できる。
載の発明においては、１または複数のユーザの各データ
シンボル系列とパイロットシンボル系列が複数の各直交
サブキャリアにおいて符号分割多重化されたものにガー
ドインターバルが付加された送信信号を用いるマルチキ
ャリアＣＤＭＡ方式におけるシンボルタイミング同期装
置であって、参照信号出力手段と同相加算器と相関検出
器とシンボル同期タイミング決定手段を有し、前記参照
信号出力手段は、前記パイロットシンボル系列のみが送
信されるとしたときの前記送信信号について１シンボル
区間を参照信号として出力し、前記同相加算器は、前記
送信信号の前記１シンボル区間に前記ガードインターバ
ルが付加された区間を単位周期として、前記単位周期の
複数周期にわたって受信信号を同相加算し、前記相関検
出器は、前記同相加算器により同相加算された前記受信
信号と前記参照信号出力手段から出力される前記参照信
号との相関値を出力し、前記シンボル同期タイミング決
定手段は、前記相関検出器が出力する前記相関値の出力
タイミングに基づいて、前記送信信号にシンボル同期す
るタイミングを決定するものである。従って、単位周期
の複数周期にわたる同相加算によって、ユーザデータシ
ンボル系列による符号間干渉などがあっても、パイロッ
トシンボル系列の成分が強調されて、シンボルタイミン
グの同期精度を向上させることができる。それとととも
に、相関検出は同相加算に比べて計算量が多くなること
から、単位周期の複数周期にわたる相関検出後に相関値
を同相加算するとした場合よりも、計算量およびコスト
を削減できる。
【００２０】請求項２に記載の発明は、１または複数の
ユーザの各データシンボル系列とパイロットシンボル系
列が複数の各直交サブキャリアにおいて符号分割多重化
されたものにガードインターバルが付加された送信信号
を用いるマルチキャリアＣＤＭＡ方式におけるシンボル
タイミング同期装置であって、参照信号出力手段と同相
加算器と相関検出器とシンボル同期タイミング決定手段
を有し、前記参照信号出力手段は、前記パイロットシン
ボル系列のみが送信されるとしたときの前記送信信号に
ついて１シンボル区間の一部の区間を参照信号として出
力し、前記同相加算器は、前記送信信号の前記１シンボ
ル区間に前記ガードインターバルが付加された区間を単
位周期として、前記単位周期の複数周期にわたって受信
信号を同相加算し、前記相関検出器は、前記同相加算器
により同相加算された前記受信信号と前記参照信号出力
手段から出力される前記参照信号との相関値を出力し、
前記シンボル同期タイミング決定手段は、前記相関検出
器が出力する前記相関値の出力タイミングに基づいて、
前記送信信号にシンボル同期するタイミングを決定する
ものである。従って、請求項１に記載の発明と同様に、
シンボルタイミングの同期精度を向上させることができ
るとともに、計算量およびコストを削減できる。加え
て、参照信号の長さを短くしたことに応じて相関検出器
が相関検出する長さが短くなる。その結果、乗算回数が
減少するので、計算量およびコストを削減できる。同相
加算を行っているので、参照信号の長さを短くしても、
シンボルタイミングの十分な同期精度が得られる。
ユーザの各データシンボル系列とパイロットシンボル系
列が複数の各直交サブキャリアにおいて符号分割多重化
されたものにガードインターバルが付加された送信信号
を用いるマルチキャリアＣＤＭＡ方式におけるシンボル
タイミング同期装置であって、参照信号出力手段と同相
加算器と相関検出器とシンボル同期タイミング決定手段
を有し、前記参照信号出力手段は、前記パイロットシン
ボル系列のみが送信されるとしたときの前記送信信号に
ついて１シンボル区間の一部の区間を参照信号として出
力し、前記同相加算器は、前記送信信号の前記１シンボ
ル区間に前記ガードインターバルが付加された区間を単
位周期として、前記単位周期の複数周期にわたって受信
信号を同相加算し、前記相関検出器は、前記同相加算器
により同相加算された前記受信信号と前記参照信号出力
手段から出力される前記参照信号との相関値を出力し、
前記シンボル同期タイミング決定手段は、前記相関検出
器が出力する前記相関値の出力タイミングに基づいて、
前記送信信号にシンボル同期するタイミングを決定する
ものである。従って、請求項１に記載の発明と同様に、
シンボルタイミングの同期精度を向上させることができ
るとともに、計算量およびコストを削減できる。加え
て、参照信号の長さを短くしたことに応じて相関検出器
が相関検出する長さが短くなる。その結果、乗算回数が
減少するので、計算量およびコストを削減できる。同相
加算を行っているので、参照信号の長さを短くしても、
シンボルタイミングの十分な同期精度が得られる。
【００２１】請求項３に記載の発明においては、請求項
１または２に記載のシンボルタイミング同期装置におい
て、前記同相加算器は、同相加算の対象とする各単位周
期の受信信号に対し、中央にある前記単位周期に最も大
きな重みを付け、端に行くに従って小さい重みを付けて
同相加算を行うものである。従って、同相加算する受信
信号同士の距離が離れるほど、単位周期中の同じサンプ
ル位置での位相変化が大きくなることに着目して、重み
を決めていることから、高速フェージング時に、同相加
算の効果が小さくなりシンボル同期タイミングの検出精
度が劣化することを防止することができる。
１または２に記載のシンボルタイミング同期装置におい
て、前記同相加算器は、同相加算の対象とする各単位周
期の受信信号に対し、中央にある前記単位周期に最も大
きな重みを付け、端に行くに従って小さい重みを付けて
同相加算を行うものである。従って、同相加算する受信
信号同士の距離が離れるほど、単位周期中の同じサンプ
ル位置での位相変化が大きくなることに着目して、重み
を決めていることから、高速フェージング時に、同相加
算の効果が小さくなりシンボル同期タイミングの検出精
度が劣化することを防止することができる。
【００２２】請求項４〜６に記載の発明は、請求項１〜
３に記載の発明を構成する手段を処理ステップとして、
方法発明の観点から記載したシンボルタイミング同期方
法であって、請求項１〜３に記載の発明と同様の作用効
果を奏する。
３に記載の発明を構成する手段を処理ステップとして、
方法発明の観点から記載したシンボルタイミング同期方
法であって、請求項１〜３に記載の発明と同様の作用効
果を奏する。
【００２３】
【発明の実施の形態】図１は、本発明の実施の一形態を
説明するための受信機側のブロック構成図である。図
中、従来技術として説明した図６と同様な部分には同じ
符号を付して説明を省略する。本発明も、従来技術と同
様に、受信信号波形と、パイロットシンボルの送信波形
を表すレプリカとの相互相関を検出することにより、パ
イロットシンボルを検出し、送信信号とのシンボル同期
を行うものである。従来技術においては、単位周期（Ｇ
Ｉ＋１シンボル）において相互相関検出を行った。これ
に対し、本発明は、単位周期の複数周期にわたって同相
加算した後に相関検出を行う。相関検出部１は、同相加
算器２および相関検出器３を有する。相関検出器３は、
図６に示した相関検出部３１に対応するものである。受
信信号は、同相加算器２に入力され、ここで、複数の単
位周期にわたって同相加算され、同相加算された受信信
号を出力する。具体的には、複素ベースバンド信号であ
る受信信号の各Ｉ相成分，Ｑ相成分について、単位周期
を単位とした同相加算を行う。同相加算は、伝搬路が大
きく変化しない範囲で行う。同相加算された受信信号に
対し、相関検出器３は、参照信号出力部４から出力され
る参照信号（パイロット信号の送信信号レプリカ）との
相関値を出力する。
説明するための受信機側のブロック構成図である。図
中、従来技術として説明した図６と同様な部分には同じ
符号を付して説明を省略する。本発明も、従来技術と同
様に、受信信号波形と、パイロットシンボルの送信波形
を表すレプリカとの相互相関を検出することにより、パ
イロットシンボルを検出し、送信信号とのシンボル同期
を行うものである。従来技術においては、単位周期（Ｇ
Ｉ＋１シンボル）において相互相関検出を行った。これ
に対し、本発明は、単位周期の複数周期にわたって同相
加算した後に相関検出を行う。相関検出部１は、同相加
算器２および相関検出器３を有する。相関検出器３は、
図６に示した相関検出部３１に対応するものである。受
信信号は、同相加算器２に入力され、ここで、複数の単
位周期にわたって同相加算され、同相加算された受信信
号を出力する。具体的には、複素ベースバンド信号であ
る受信信号の各Ｉ相成分，Ｑ相成分について、単位周期
を単位とした同相加算を行う。同相加算は、伝搬路が大
きく変化しない範囲で行う。同相加算された受信信号に
対し、相関検出器３は、参照信号出力部４から出力され
る参照信号（パイロット信号の送信信号レプリカ）との
相関値を出力する。
【００２４】図２は、本発明の実施の一形態を説明する
ための波形図である。従来技術に関する図７に対応し、
図７と同様、説明用の波形図であって、正確に波形を示
すものではない。図２（ａ）〜図２（ｄ）は、図７(a)
〜図７（ｄ）と同様のものである。図２（ｅ）は、図２
（ｄ）の受信信号を、１１1〜１１4に示すように、任意
の切り出しタイミングで単位周期毎に区切り、一例とし
て４周期にわたって同相加算した波形である。同相加算
は、受信信号のＩ相，Ｑ相成分別に加算することにより
行う。データシンボルは、任意に変化するため、図２
（ａ）に示すように、データシンボル系列成分は、単位
周期毎に波形が異なる。図２（ｃ）に示すノイズ成分に
ついても同様である。これらに対し、図２（ｂ）に示し
たパイロットシンボル系列成分は、単位周期で同じ波形
が繰り返される。従って、図２（ｅ）に示すように同相
加算された受信信号は、パイロットシンボル系列成分が
強調されたものになり、データシンボル系列成分やノイ
ズ成分、その他の干渉成分が低減される。
ための波形図である。従来技術に関する図７に対応し、
図７と同様、説明用の波形図であって、正確に波形を示
すものではない。図２（ａ）〜図２（ｄ）は、図７(a)
〜図７（ｄ）と同様のものである。図２（ｅ）は、図２
（ｄ）の受信信号を、１１1〜１１4に示すように、任意
の切り出しタイミングで単位周期毎に区切り、一例とし
て４周期にわたって同相加算した波形である。同相加算
は、受信信号のＩ相，Ｑ相成分別に加算することにより
行う。データシンボルは、任意に変化するため、図２
（ａ）に示すように、データシンボル系列成分は、単位
周期毎に波形が異なる。図２（ｃ）に示すノイズ成分に
ついても同様である。これらに対し、図２（ｂ）に示し
たパイロットシンボル系列成分は、単位周期で同じ波形
が繰り返される。従って、図２（ｅ）に示すように同相
加算された受信信号は、パイロットシンボル系列成分が
強調されたものになり、データシンボル系列成分やノイ
ズ成分、その他の干渉成分が低減される。
【００２５】その結果、図１に示した相関検出器２が、
図２（ｅ）の同相加算された受信信号を入力して、参照
信号出力部４から出力される図２（ｆ）に示したパイロ
ットシンボル送信信号レプリカとの相関値を出力するこ
とにより、ノイズの影響やユーザデータシンボル系列と
の符号間干渉の影響が低減された相関値を得ることがで
きる。図８を参照して説明した従来技術と同様に、マル
チパスの遅延時間に応じて複数のタイミングで相関値が
出力される。シンボル同期位置決定部４は、大きな相関
値が出力される複数のタイミングの中から、従来と同様
に、シンボル間干渉を低減するのに適したシンボル同期
タイミングを決定する。
図２（ｅ）の同相加算された受信信号を入力して、参照
信号出力部４から出力される図２（ｆ）に示したパイロ
ットシンボル送信信号レプリカとの相関値を出力するこ
とにより、ノイズの影響やユーザデータシンボル系列と
の符号間干渉の影響が低減された相関値を得ることがで
きる。図８を参照して説明した従来技術と同様に、マル
チパスの遅延時間に応じて複数のタイミングで相関値が
出力される。シンボル同期位置決定部４は、大きな相関
値が出力される複数のタイミングの中から、従来と同様
に、シンボル間干渉を低減するのに適したシンボル同期
タイミングを決定する。
【００２６】図３は、同相加算された受信信号から相関
値列を出力する具体例の説明図である。図３（ａ）は受
信信号、図３（ｂ）は受信信号から単位周期で区切られ
て切り出された受信信号１１1，１１2，１１3，１１4で
ある。拡散符号のチップ数４に合うように、便宜的に、
単位周期は５サンプルタイミングとし、第０サンプルは
ＧＩであるとしている。受信信号の切り出し開始タイミ
ングは、第４サンプルで行われたものとしている。図３
（ｃ）は、切り出された受信信号を４周期にわたって同
相加算した同相加算信号サンプル0である。図３
（ｄ），第３図（ｅ），第３図（ｆ），第３図（ｇ）
は、同相加算信号サンプル0を、１単位周期（５サンプ
ルタイミング）内で、順次、左（過去）方向へ１サンプ
ルタイミングずつ巡回シフトさせた同相加算信号サンプ
ル1〜4である。図３（ｈ）は、参照信号出力部４が出力
する、パイロットシンボルの送信信号レプリカである。
値列を出力する具体例の説明図である。図３（ａ）は受
信信号、図３（ｂ）は受信信号から単位周期で区切られ
て切り出された受信信号１１1，１１2，１１3，１１4で
ある。拡散符号のチップ数４に合うように、便宜的に、
単位周期は５サンプルタイミングとし、第０サンプルは
ＧＩであるとしている。受信信号の切り出し開始タイミ
ングは、第４サンプルで行われたものとしている。図３
（ｃ）は、切り出された受信信号を４周期にわたって同
相加算した同相加算信号サンプル0である。図３
（ｄ），第３図（ｅ），第３図（ｆ），第３図（ｇ）
は、同相加算信号サンプル0を、１単位周期（５サンプ
ルタイミング）内で、順次、左（過去）方向へ１サンプ
ルタイミングずつ巡回シフトさせた同相加算信号サンプ
ル1〜4である。図３（ｈ）は、参照信号出力部４が出力
する、パイロットシンボルの送信信号レプリカである。
【００２７】図１に示した相関検出器３は、例えば、図
３（ｃ）〜図３（ｇ）に示された同相加算信号サンプル
0〜4の各１シンボル長（図示の例では、先頭から４サン
プルタイミングまで）と、図３（ｈ）に示された４サン
プルのパイロットシンボルの送信信号レプリカ（厳密に
は、その複素共役）とをそれぞれ乗算することにより、
相関検出の長さが４サンプルの相関検出を行い、図３
（ｉ）に示すような相関値列を出力する。図示の例で
は、図３（ｅ）に示した同相加算信号サンプル１に含ま
れるパイロットシンボル成分とパイロットシンボルの送
信信号レプリカとが一致するので、同相加算信号サンプ
ル2が最大の相関値を出力することになる。その結果、
切り出された受信信号の切り出し開始サンプルタイミン
グから２サンプルタイミング後がシンボル先頭であるこ
とがわかる。
３（ｃ）〜図３（ｇ）に示された同相加算信号サンプル
0〜4の各１シンボル長（図示の例では、先頭から４サン
プルタイミングまで）と、図３（ｈ）に示された４サン
プルのパイロットシンボルの送信信号レプリカ（厳密に
は、その複素共役）とをそれぞれ乗算することにより、
相関検出の長さが４サンプルの相関検出を行い、図３
（ｉ）に示すような相関値列を出力する。図示の例で
は、図３（ｅ）に示した同相加算信号サンプル１に含ま
れるパイロットシンボル成分とパイロットシンボルの送
信信号レプリカとが一致するので、同相加算信号サンプ
ル2が最大の相関値を出力することになる。その結果、
切り出された受信信号の切り出し開始サンプルタイミン
グから２サンプルタイミング後がシンボル先頭であるこ
とがわかる。
【００２８】上述した説明では、同相加算信号サンプル
0を巡回シフトさせた。これに代えて、同相加算信号サ
ンプル0はこのままで、図７（ｅ）〜図７（ｇ）のよう
に、パイロットシンボルの送信信号レプリカの方を１単
位周期内で巡回シフトさせたものと乗算することにより
相互相関を検出してもよい。上述した説明では、リアル
タイム処理を説明した。すなわち、図３（ｂ）に示した
ように、既に受信済みの過去の受信信号１１1〜１１
3と、シンボル同期タイミングを決定し後続のFFT処理な
どの受信処理を行おうとしている現在の受信信号１
１4、とに対して、同相加算および相関検出を行うもの
であった。上述したような過去の受信信号に代えて、あ
るいは、上述した現在および過去の受信信号に加えて、
受信処理を行おうとしている現在の受信信号以降の、未
来の、例えば、図示しない受信信号１１5〜１１7までを
同相加算および相関検出した上で、受信信号１１4に対
して、シンボル同期タイミングを決定し、後続の受信処
理を行うようにしてもよい。なお、説明を簡単にするた
めに、相関検出処理を１シンボルあたり４サンプルで行
うものとして説明した。一般的には、これよりも十分に
短いFFT部７でのサンプリング間隔で送信信号レプリカ
との相互相関を検出する。
0を巡回シフトさせた。これに代えて、同相加算信号サ
ンプル0はこのままで、図７（ｅ）〜図７（ｇ）のよう
に、パイロットシンボルの送信信号レプリカの方を１単
位周期内で巡回シフトさせたものと乗算することにより
相互相関を検出してもよい。上述した説明では、リアル
タイム処理を説明した。すなわち、図３（ｂ）に示した
ように、既に受信済みの過去の受信信号１１1〜１１
3と、シンボル同期タイミングを決定し後続のFFT処理な
どの受信処理を行おうとしている現在の受信信号１
１4、とに対して、同相加算および相関検出を行うもの
であった。上述したような過去の受信信号に代えて、あ
るいは、上述した現在および過去の受信信号に加えて、
受信処理を行おうとしている現在の受信信号以降の、未
来の、例えば、図示しない受信信号１１5〜１１7までを
同相加算および相関検出した上で、受信信号１１4に対
して、シンボル同期タイミングを決定し、後続の受信処
理を行うようにしてもよい。なお、説明を簡単にするた
めに、相関検出処理を１シンボルあたり４サンプルで行
うものとして説明した。一般的には、これよりも十分に
短いFFT部７でのサンプリング間隔で送信信号レプリカ
との相互相関を検出する。
【００２９】上述した相関検出部１は、受信信号の同相
加算後に相関検出を行うものであった。そのため、単位
周期の複数周期にわたる相関検出を、参照信号との１度
の相関検出処理で実現できる。これに対し、相関検出を
単位周期の複数周期（図示の例では、４周期）回行い、
その相関検出値を複数の単位周期にわたって同相加算し
た場合、乗算を含む相関検出は同相加算に比べて計算量
が多くなることから、先に受信信号を同相加算してから
相関検出することにより、計算量およびコストを削減で
きる。
加算後に相関検出を行うものであった。そのため、単位
周期の複数周期にわたる相関検出を、参照信号との１度
の相関検出処理で実現できる。これに対し、相関検出を
単位周期の複数周期（図示の例では、４周期）回行い、
その相関検出値を複数の単位周期にわたって同相加算し
た場合、乗算を含む相関検出は同相加算に比べて計算量
が多くなることから、先に受信信号を同相加算してから
相関検出することにより、計算量およびコストを削減で
きる。
【００３０】上述した説明では、同相加算器２におい
て、単位周期で切り出された受信信号１１1，１１2，１
１3，１１4を、そのまま同相加算していた。同相加算す
る周期数、言い換えれば、同相加算期間を、マルチパス
環境が変化しない数１０msecの範囲内に設定した場合で
も、移動体速度に関係する最大ドップラー周波数が大き
い場合には、フェージング位相変動によって、受信され
るパイロットシンボル成分についても位相変動が大きく
なり、同相加算の効果が小さくなってしまう。このと
き、同相加算する複数周期の受信信号同士の距離が離れ
るほど、単位周期中の同じサンプル位置での位相変化が
大きくなると推定される。
て、単位周期で切り出された受信信号１１1，１１2，１
１3，１１4を、そのまま同相加算していた。同相加算す
る周期数、言い換えれば、同相加算期間を、マルチパス
環境が変化しない数１０msecの範囲内に設定した場合で
も、移動体速度に関係する最大ドップラー周波数が大き
い場合には、フェージング位相変動によって、受信され
るパイロットシンボル成分についても位相変動が大きく
なり、同相加算の効果が小さくなってしまう。このと
き、同相加算する複数周期の受信信号同士の距離が離れ
るほど、単位周期中の同じサンプル位置での位相変化が
大きくなると推定される。
【００３１】従って、同相加算の対象とする受信信号期
間に対し、中央にある受信信号サンプル値に最も大きな
重みを付け、端に行くに従って、小さい重みを付けて行
く同相加算を行ってから単位相関検出を行えばよい。具
体的には、重みの値は受信信号の単位周期毎に与えれば
よい。すなわち、図３（ｂ）に示した例では、単位周期
で切り出された各受信信号１１1，１１2，１１3，１１4
に対して、中央にある単位周期の受信信号１１2，１１3
（同相加算周期数が偶数の例であるので、２つの受信信
号が中央となる）に対して最も大きな重みを付け、単位
周期の受信信号１１1，１１4のような、端に行くに従っ
て小さい重みを付けて行けばよい。このような重み付け
により、高速フェージング時にシンボル同期タイミング
の検出精度が劣化することを防止することができ、適切
な有効シンボル期間を決定することができるようにな
る。
間に対し、中央にある受信信号サンプル値に最も大きな
重みを付け、端に行くに従って、小さい重みを付けて行
く同相加算を行ってから単位相関検出を行えばよい。具
体的には、重みの値は受信信号の単位周期毎に与えれば
よい。すなわち、図３（ｂ）に示した例では、単位周期
で切り出された各受信信号１１1，１１2，１１3，１１4
に対して、中央にある単位周期の受信信号１１2，１１3
（同相加算周期数が偶数の例であるので、２つの受信信
号が中央となる）に対して最も大きな重みを付け、単位
周期の受信信号１１1，１１4のような、端に行くに従っ
て小さい重みを付けて行けばよい。このような重み付け
により、高速フェージング時にシンボル同期タイミング
の検出精度が劣化することを防止することができ、適切
な有効シンボル期間を決定することができるようにな
る。
【００３２】より具体的には、重み係数α（0＜α＜1）
を用いればよい。例えば、図３（ｂ）に示した単位周期
で切り出された各受信信号１１1，１１2，１１3，１１4
のそれぞれに、重みα1，α0，α0，α1を乗算した上で
同相加算して単位周期の相関検出をする。上述した重み
付け行う同相加算および相関検出に一般式を用いた例を
示すと次の通りである。同相加算された単位周期内のi
サンプル目の受信信号波形サンプルをRp(i)とすると、
を用いればよい。例えば、図３（ｂ）に示した単位周期
で切り出された各受信信号１１1，１１2，１１3，１１4
のそれぞれに、重みα1，α0，α0，α1を乗算した上で
同相加算して単位周期の相関検出をする。上述した重み
付け行う同相加算および相関検出に一般式を用いた例を
示すと次の通りである。同相加算された単位周期内のi
サンプル目の受信信号波形サンプルをRp(i)とすると、
【数１】
となる。ここで、Rsは単位周期内のiサンプル目の受信
信号波形サンプル、lは単位周期に付した通し番号、Nc
は単位周期長のサンプル点数、Nsは同相加算期間の単位
周期数、αは重み係数である。
信号波形サンプル、lは単位周期に付した通し番号、Nc
は単位周期長のサンプル点数、Nsは同相加算期間の単位
周期数、αは重み係数である。
【００３３】このとき、kサンプル目の相関値をCr(k)と
すると、同相加算された受信信号波形とパイロットシン
ボルの送信信号レプリカ波形との複素共役の積の和で求
めることができる。すなわち、
すると、同相加算された受信信号波形とパイロットシン
ボルの送信信号レプリカ波形との複素共役の積の和で求
めることができる。すなわち、
【数２】
となる。ここで、jはパイロットシンボルの送信信号レ
プリカのサンプル値に付けた通し番号、Rはパイロット
シンボルの送信信号レプリカのサンプル数、rep *(j)
は、パイロットシンボルの送信信号レプリカのj番目の
サンプル値の複素共役である。なお、同相加算期間の中
央にある受信信号に最も大きな重みを付け、端に行くに
従って小さくなるようにした重みを付けるという同相加
算は、同相加算する受信信号が過去および現在のもので
あるか、あるいは、過去、現在および未来のものである
かなどに関係しない。すなわち、現在位置が同相加算期
間中のいずれにあるかに関係しない。
プリカのサンプル値に付けた通し番号、Rはパイロット
シンボルの送信信号レプリカのサンプル数、rep *(j)
は、パイロットシンボルの送信信号レプリカのj番目の
サンプル値の複素共役である。なお、同相加算期間の中
央にある受信信号に最も大きな重みを付け、端に行くに
従って小さくなるようにした重みを付けるという同相加
算は、同相加算する受信信号が過去および現在のもので
あるか、あるいは、過去、現在および未来のものである
かなどに関係しない。すなわち、現在位置が同相加算期
間中のいずれにあるかに関係しない。
【００３４】ところで、参照信号は、図２，図３を参照
して説明したように、基本的にはパイロットシンボルの
送信信号レプリカであるので、１シンボル長である。し
かし、参照信号をそれよりも短くしてもよい。すなわ
ち、パイロットシンボルの送信信号レプリカの一部分と
の部分相関を検出してもよい。この参照信号の長さ（レ
プリカ長）に応じて相関検出の長さも短くなる。例え
ば、図３（ｈ）に示したパイロットシンボルの送信信号
レプリカを、第1サンプルから第３サンプルまでの計３
サンプル長とする。この場合、例えば、図３（ｃ）〜図
３（ｇ）に示した同相加算信号サンプル0〜4（厳密に
は、その複素共役）の、先頭から３サンプルタイミング
長との乗算を行うことにより、相関検出の長さが３サン
プルの相関検出を行う。
して説明したように、基本的にはパイロットシンボルの
送信信号レプリカであるので、１シンボル長である。し
かし、参照信号をそれよりも短くしてもよい。すなわ
ち、パイロットシンボルの送信信号レプリカの一部分と
の部分相関を検出してもよい。この参照信号の長さ（レ
プリカ長）に応じて相関検出の長さも短くなる。例え
ば、図３（ｈ）に示したパイロットシンボルの送信信号
レプリカを、第1サンプルから第３サンプルまでの計３
サンプル長とする。この場合、例えば、図３（ｃ）〜図
３（ｇ）に示した同相加算信号サンプル0〜4（厳密に
は、その複素共役）の、先頭から３サンプルタイミング
長との乗算を行うことにより、相関検出の長さが３サン
プルの相関検出を行う。
【００３５】上述したようなパイロットシンボルの送信
信号レプリカの一部分との部分的な相関検出を採用する
ことにより、相関検出器が相関検出する長さが短くな
る。その結果、乗算回数が減少するので、計算量および
コストを削減できる。なお、同相加算を行わない従来技
術の場合にも、パイロットシンボルの送信信号レプリカ
の一部分との相関検出を行ってもよい。しかし、参照信
号の長さを短くすると、その分、シンボルタイミングの
同期精度は低下する。これに対し、同相加算を行う単位
周期数を増やすことにより、参照信号の長さをある程度
短くしてもシンボル同期タイミングを十分な精度で検出
することができる。
信号レプリカの一部分との部分的な相関検出を採用する
ことにより、相関検出器が相関検出する長さが短くな
る。その結果、乗算回数が減少するので、計算量および
コストを削減できる。なお、同相加算を行わない従来技
術の場合にも、パイロットシンボルの送信信号レプリカ
の一部分との相関検出を行ってもよい。しかし、参照信
号の長さを短くすると、その分、シンボルタイミングの
同期精度は低下する。これに対し、同相加算を行う単位
周期数を増やすことにより、参照信号の長さをある程度
短くしてもシンボル同期タイミングを十分な精度で検出
することができる。
【００３６】上述したように、受信信号波形を同相加算
したものとパイロットシンボルの送信信号レプリカとの
相互相関値を検出した後は、相互相関値に基づいて、例
えば、相互相関値が最高となるときの受信信号のシンボ
ル先頭タイミング、あるいは、このシンボル先頭タイミ
ングよりも前方へ時間オフセットさせたタイミングなど
を改めてシンボル先頭タイミングとして、これより１シ
ンボル長の有効シンボル期間を切り出せばよい。このよ
うな有効シンボル期間を設定することにより、有効シン
ボル期間の設定精度を向上させるとともに、マルチパス
をＧＩ期間内に位置させることができるので、隣接シン
ボル干渉の発生を低減させることができる。なお、マル
チパス伝搬路特性の変動に応じて、相関検出処理を、受
信の進行とともに任意の検出間隔で繰り返し行い、相関
値を逐次更新してもよい。上述した説明では、本発明を
セルラー方式の、基地局から各移動局に向けた下りリン
クにおける移動局受信に適用した場合を説明したが、同
様な作用効果を奏するシンボルタイミング同期であれ
ば、必ずしもこのような場合に限られるものではない。
したものとパイロットシンボルの送信信号レプリカとの
相互相関値を検出した後は、相互相関値に基づいて、例
えば、相互相関値が最高となるときの受信信号のシンボ
ル先頭タイミング、あるいは、このシンボル先頭タイミ
ングよりも前方へ時間オフセットさせたタイミングなど
を改めてシンボル先頭タイミングとして、これより１シ
ンボル長の有効シンボル期間を切り出せばよい。このよ
うな有効シンボル期間を設定することにより、有効シン
ボル期間の設定精度を向上させるとともに、マルチパス
をＧＩ期間内に位置させることができるので、隣接シン
ボル干渉の発生を低減させることができる。なお、マル
チパス伝搬路特性の変動に応じて、相関検出処理を、受
信の進行とともに任意の検出間隔で繰り返し行い、相関
値を逐次更新してもよい。上述した説明では、本発明を
セルラー方式の、基地局から各移動局に向けた下りリン
クにおける移動局受信に適用した場合を説明したが、同
様な作用効果を奏するシンボルタイミング同期であれ
ば、必ずしもこのような場合に限られるものではない。
【００３７】
【発明の効果】上述した説明から明らかなように、請求
項１，４に記載の発明によれば、符号多重されたユーザ
データによる符号間干渉、その他、隣接セルなどからの
干渉波やノイズ等の影響を低減して、シンボルタイミン
グの同期精度を向上させることができるとともに、相関
検出に要する計算量およびコストを削減できるという効
果がある。その結果、サブキャリアに分離する際に発生
するおそれのある隣接シンボル間干渉を低減させ、通信
品質の向上を図ることが可能となる。加えて、請求項
２，５に記載の発明によれば、さらに計算量およびコス
トが削減できるという効果がある。加えて、請求項３，
６に記載の発明によれば、高速フェージングにも対応可
能であるという効果がある。
項１，４に記載の発明によれば、符号多重されたユーザ
データによる符号間干渉、その他、隣接セルなどからの
干渉波やノイズ等の影響を低減して、シンボルタイミン
グの同期精度を向上させることができるとともに、相関
検出に要する計算量およびコストを削減できるという効
果がある。その結果、サブキャリアに分離する際に発生
するおそれのある隣接シンボル間干渉を低減させ、通信
品質の向上を図ることが可能となる。加えて、請求項
２，５に記載の発明によれば、さらに計算量およびコス
トが削減できるという効果がある。加えて、請求項３，
６に記載の発明によれば、高速フェージングにも対応可
能であるという効果がある。
【図１】本発明の実施の一形態を説明するための受信機
側のブロック構成図である。
側のブロック構成図である。
【図２】本発明の実施の一形態を説明するための波形図
である。
である。
【図３】同相加算された受信信号から相関値列を出力す
る具体例の説明図である。
る具体例の説明図である。
【図４】MC-CDMA方式の説明図である。
【図５】従来のMC-CDMA方式の送信機の概要を示す構成
図である。
図である。
【図６】従来のMC-CDMA方式の受信機の概要を示す構成
図である。
図である。
【図７】従来のシンボルタイミング同期装置を説明する
ための波形図である。
ための波形図である。
【図８】マルチパス環境における隣接シンボル間干渉の
説明図である。
説明図である。
１…相関検出部、２…同相加算器、３…相関検出器、４
…参照信号出力部、５…有効シンボル期間切り出し部、
６…シンボル同期位置決定部、７…FFT部
…参照信号出力部、５…有効シンボル期間切り出し部、
６…シンボル同期位置決定部、７…FFT部
フロントページの続き
Ｆターム(参考） 5K022 DD01 DD13 DD18 DD19 DD23
DD33 DD42 EE02 EE36
5K047 AA03 AA16 BB01 GG11 GG16
GG34 GG37 HH01 HH15 HH55
HH59 JJ02
Claims (6)
- 【請求項１】 １または複数のユーザの各データシンボ
ル系列とパイロットシンボル系列が複数の各直交サブキ
ャリアにおいて符号分割多重化されたものにガードイン
ターバルが付加された送信信号を用いるマルチキャリア
ＣＤＭＡ方式におけるシンボルタイミング同期装置であ
って、 参照信号出力手段と同相加算器と相関検出器とシンボル
同期タイミング決定手段を有し、 前記参照信号出力手段は、前記パイロットシンボル系列
のみが送信されるとしたときの前記送信信号について１
シンボル区間を参照信号として出力し、 前記同相加算器は、前記送信信号の前記１シンボル区間
に前記ガードインターバルが付加された区間を単位周期
として、前記単位周期の複数周期にわたって受信信号を
同相加算し、 前記相関検出器は、前記同相加算器により同相加算され
た前記受信信号と前記参照信号出力手段から出力される
前記参照信号との相関値を出力し、 前記シンボル同期タイミング決定手段は、前記相関検出
器が出力する前記相関値の出力タイミングに基づいて、
前記送信信号にシンボル同期するタイミングを決定す
る、 ことを特徴とするシンボルタイミング同期装置。 - 【請求項２】 １または複数のユーザの各データシンボ
ル系列とパイロットシンボル系列が複数の各直交サブキ
ャリアにおいて符号分割多重化されたものにガードイン
ターバルが付加された送信信号を用いるマルチキャリア
ＣＤＭＡ方式におけるシンボルタイミング同期装置であ
って、 参照信号出力手段と同相加算器と相関検出器とシンボル
同期タイミング決定手段を有し、 前記参照信号出力手段は、前記パイロットシンボル系列
のみが送信されるとしたときの前記送信信号について１
シンボル区間の一部の区間を参照信号として出力し、 前記同相加算器は、前記送信信号の前記１シンボル区間
に前記ガードインターバルが付加された区間を単位周期
として、前記単位周期の複数周期にわたって受信信号を
同相加算し、 前記相関検出器は、前記同相加算器により同相加算され
た前記受信信号と前記参照信号出力手段から出力される
前記参照信号との相関値を出力し、 前記シンボル同期タイミング決定手段は、前記相関検出
器が出力する前記相関値の出力タイミングに基づいて、
前記送信信号にシンボル同期するタイミングを決定す
る、 ことを特徴とするシンボルタイミング同期装置。 - 【請求項３】 前記同相加算器は、同相加算の対象とす
る各単位周期の受信信号に対し、中央にある前記単位周
期に最も大きな重みを付け、端に行くに従って小さい重
みを付けて同相加算を行う、 ことを特徴とする請求項１または２に記載のシンボルタ
イミング同期装置。 - 【請求項４】 １または複数のユーザの各データシンボ
ル系列とパイロットシンボル系列が複数の各直交サブキ
ャリアにおいて符号分割多重化されたものにガードイン
ターバルが付加された送信信号を用いるマルチキャリア
ＣＤＭＡ方式におけるシンボルタイミング同期方法であ
って、 参照信号出力ステップと同相加算ステップと相関検出ス
テップとシンボル同期タイミング決定ステップを有し、 前記参照信号出力ステップは、前記パイロットシンボル
系列のみが送信されるとしたときの前記送信信号につい
て１シンボル区間を参照信号として出力し、 前記同相加算ステップは、前記送信信号の前記１シンボ
ル区間に前記ガードインターバルが付加された区間を単
位周期として、前記単位周期の複数周期にわたって受信
信号を同相加算し、 前記相関検出ステップは、前記同相加算ステップにより
同相加算された前記受信信号と前記参照信号出力ステッ
プから出力される前記参照信号との相関値を出力し、 前記シンボル同期タイミング決定ステップは、前記相関
検出ステップが出力する前記相関値の出力タイミングに
基づいて、前記送信信号にシンボル同期するタイミング
を決定する、 ことを特徴とするシンボルタイミング同期方法。 - 【請求項５】 １または複数のユーザの各データシンボ
ル系列とパイロットシンボル系列が複数の各直交サブキ
ャリアにおいて符号分割多重化されたものにガードイン
ターバルが付加された送信信号を用いるマルチキャリア
ＣＤＭＡ方式におけるシンボルタイミング同期方法であ
って、 参照信号出力ステップと同相加算ステップと相関検出ス
テップとシンボル同期タイミング決定ステップを有し、 前記参照信号出力ステップは、前記パイロットシンボル
系列のみが送信されるとしたときの前記送信信号につい
て１シンボル区間の一部の区間を参照信号として出力
し、 前記同相加算ステップは、前記送信信号の前記１シンボ
ル区間に前記ガードインターバルが付加された区間を単
位周期として、前記単位周期の複数周期にわたって受信
信号を同相加算し、 前記相関検出ステップは、前記同相加算ステップにより
同相加算された前記受信信号と前記参照信号出力ステッ
プから出力される前記参照信号との相関値を出力し、 前記シンボル同期タイミング決定ステップは、前記相関
検出ステップが出力する前記相関値の出力タイミングに
基づいて、前記送信信号にシンボル同期するタイミング
を決定する、 ことを特徴とするシンボルタイミング同期方法。 - 【請求項６】 前記同相加算ステップは、同相加算の対
象とする各単位周期の受信信号に対し、中央にある前記
単位周期に最も大きな重みを付け、端に行くに従って小
さい重みを付けて同相加算を行う、 ことを特徴とする請求項４または５に記載のシンボルタ
イミング同期方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002141112A JP3970092B2 (ja) | 2002-05-16 | 2002-05-16 | シンボルタイミング同期装置およびシンボルタイミング同期方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002141112A JP3970092B2 (ja) | 2002-05-16 | 2002-05-16 | シンボルタイミング同期装置およびシンボルタイミング同期方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003333011A true JP2003333011A (ja) | 2003-11-21 |
| JP3970092B2 JP3970092B2 (ja) | 2007-09-05 |
Family
ID=29701795
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002141112A Expired - Fee Related JP3970092B2 (ja) | 2002-05-16 | 2002-05-16 | シンボルタイミング同期装置およびシンボルタイミング同期方法 |
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|---|---|
| JP (1) | JP3970092B2 (ja) |
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| KR100860743B1 (ko) | 2007-01-09 | 2008-09-29 | 한국과학기술원 | 직교주파수분할다중화 심볼 복조를 위한 시간동기 오프셋보상장치, 방법, 그 장치를 포함하는 수신기 및 그 방법을실행하기위한 프로그램이 기록된 컴퓨터로 읽을 수 있는기록매체. |
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2002
- 2002-05-16 JP JP2002141112A patent/JP3970092B2/ja not_active Expired - Fee Related
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