CN101388864A - 一种正交频分复用通信系统信道估计方法与装置 - Google Patents

Abstract

本发明一种正交频分复用通信系统信道估计方法和装置，主要包括获取信道的信噪比估计信息，采用循环前缀进行噪声估计；利用前导估计出均方根延迟；根据估计出的均方根延迟和信噪比信息从预先存储的滤波矩阵中选择一组进行MMSE滤波；计算导频点LS的信道估计；对导频点的LS估计进行MMSE滤波；通过线性插值器进行线性插值得到完整的信道估计结果。利用本发明能快速而准确的获得OFDM系统的信道估计。

Description

一种正交频分复用通信系统信道估计方法与装置

技术领域

本发明涉及一种信道估计方法与装置，尤其涉及一种OFDM(OrthogonalFrequency Division Mutiplexing，正交频分复用)通信系统信道估计方法与装置。

背景技术

OFDM技术因其高效的频谱利用率和良好的抗多径能力而被广泛的采用在数字音频广播(DAB)、数字视频传播(DVB)和无线局域网(WLAN)等领域，并将成为未来移动通信的关键技术之一。然而要想完全实现OFDM技术带来的系统相关性能的提高，还需要进行相关关键技术的研究，而信道估计技术就是其中之一。

在传统的信道估计技术中，最小平方法(Least Square，简称LS)算法简单，但是其均方误差(mean square error，简称MSE)较高，尤其是在低信噪比的情况下；最大似然法(Maximun Likehood Estimation，MLE)能获得较小的MSE，但是其仅适用于导频个数大于最大信道长度的情况，且需要知道信道的最大延迟；线性最小均方误差方法(LMMSE)能获得逼近理想信道的性能，但其需要信道的统计和信噪比信息，而在实际系统中信道的统计和信噪比信息往往是未知的，要获得这些特性需要经过大量的统计信息来获得，这在实际应用中很难实现。因而在实际应用中往往是通过假设信道频率均匀分布来近似或者设定一个固定的信噪比，这不可避免的会带来性能上的损失。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种正交频分复用通信系统信道估计方法和装置，其可准确，方便地获得信道的相关特性及信噪比信息估计，从而获得逼近理想信道的性能。

为了解决以上的技术问题，本发明是通过以下技术方案来实现的：

采用一种正交频分复用通信系统信道估计方法，包括以下步骤：

步骤1：获取信道的信噪比估计信息，采用循环前缀进行噪声估计；

步骤2：利用前导估计出均方根延迟；

步骤3：根据估计出的均方根延迟和信噪比信息从预先存储的滤波矩阵中选择一组进行MMSE滤波；

步骤4：计算导频点LS的信道估计；

步骤5：利用步骤3中选取的滤波矩阵对导频点的LS估计进行MMSE滤波；

步骤6：通过线性插值器进行线性插值得到完整的信道估计结果。

上述正交频分复用通信系统信道估计方法中，步骤3中的预先存储滤波矩阵可表示为：

${\mathrm{Matr}}_{\mathrm{rms},\mathrm{snr}}=R_{\mathrm{hh}}*{(R_{\mathrm{hh}}+\frac{\mathrm{\β}}{\mathrm{SNR}}I)}^{-1}$

β＝E{|x_k|²}E{|1/x_k|²}

$R_{\mathrm{hh}}(m,n)=\frac{1-e^{-L((1/{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{rms}})+2\mathrm{\πj}(m-n)/N)}}{{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{rms}}(1-e^{-(L/{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{rms}})})(\frac{1}{{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{rms}}}+j2\mathrm{\π}\frac{m-n}{N})}$

其中R_hh为信道相关矩阵，该矩阵包含的元素可由均方根延迟和CP长度来唯一确定。

τ_rms为估计出的均方根延迟，

L为CP长度，

N为子载波总数，

β是和导频点调制方式相关的一个固定常数。

上述的正交频分复用通信系统信道估计方法，信道LS估计值可表示为：

${\tilde{H}}_p=X_p^{-1}{Y}_p$

其中X_P为发送的导频序列的参考值，其对应的是一个对角阵，

X_P＝diag(X⁰ _P，X¹ _P，X² _P...X^M-1 _P)，

Y_P为接收端对应于导频点的频域接收系列，

Y_p＝(Y⁰ _P，Y¹ _P，Y² _P...Y^M-1 _P)，

M为发送导频的总数。

上述的步骤5中的MMSE滤波可表示为：

${\hat{H}}_{\mathrm{MMSE}}^P={\mathrm{Matr}}_{{\mathrm{rms}}_0,{\mathrm{snr}}_0}*{\tilde{H}}_{\mathrm{LS}}^P$

为导频点处信道响应的最小平方估计值，

则是把最小平方估计值经过维纳滤波后的最终结果。

上述的正交频分复用通信系统信道估计方法，其步骤1还包括：

1.1、通过信号分离器将信号的CP部分以及相对应的信号尾部取出；

1.2、利用每个OFDM接收符号末尾若干个采样点与对应的循环前缀部分进行差分；

1.3，将多个符号的循环前缀进行估计，并进行平方和以及代数平均，从而得到更准确的噪声估计；

1.4，统计接收信号功率，将接收信号功率减去噪声功率，就得到有用信号功率；

1.5，利用估计出的信号功率和噪声功率算出信噪比。

上述的正交频分复用通信系统信道估计方法，其步骤2还包括：

2.1，利用前导中的导频信息获得导频点的LS估计；

2.2，将获得的导频点的LS估计进行快速傅立叶逆变换，得到信道的时域脉冲响应CIR；

2.3，将得到的CIR获得相应的PDP，通过部分置零器，将CP后面的PDP直接置零；

2.4，对CP长度范围内的PDP进行最大值归一化；

2.5，将归一化后的PDP设定一门限，去除伪径；

2.6，通过均方根延迟公式计算出均方根延迟。

上述的正交频分复用通信系统信道估计方法中，在利用循环前缀估计OFDM系统的信噪比时，对应于存在频率偏差的情况下，先结合前后共轭差分的方法，去除频偏的影响，然后再利用其循环前缀特性，获得信噪比估计，具体包括：

1  通过信号分离器将信号的CP部分以及相对应的信号尾部取出；

2  对步骤1中提取出的信号作为两路的输入：一路统计接收信号功率E_r；另一路进行前后共轭差分，消除由于频率偏差引入的相位旋转；

$d_k={\mathrm{rr}}_k*{\mathrm{rr}}_{k-1}^{*}=r_k*\exp (-\mathrm{j\δk})*{(r_{k-1}*\exp (-\mathrm{j\δ}(k-1)))}^{*}=r_k*r_{k-1}^{*}*\exp (-\mathrm{j\δ})$

假设rr_k为存在归一化频率偏差为δ时的接收信号，由频率偏差对系统的影响，其相对于未存在频率偏差的r_k信号来说就是引入一个附加相位，()^*代表的是对信号进行取共轭操作；

3  对步骤2的信号进行差分相减，其中差分公式可表示为：

${\mathrm{diff}}_k=d_k-d_{k+n}=(r_k{r}_{k-1}^{*}-r_{k+N}{r}_{k+N-1}^{*})\exp (-\mathrm{j\δ})$

$=(s_k{\mathrm{\η}}_{k-1}^{*}+{\mathrm{\η}}_k{s}_{k-1}^{*}+{\mathrm{\η}}_k{\mathrm{\η}}_{k-1}^{*}+s_{k+N}{\mathrm{\η}}_{k+N-1}{\mathrm{\η}}_{k+N-1}^{*}+{\mathrm{\η}}_{k+N}{s}_{k+N-1}^{*}+{\mathrm{\η}}_{k+N}{\mathrm{\η}}_{k+N-1}^{*})\exp (-\mathrm{j\δ})$

其中s_k、η_k分别为r_k的有用信号部分、噪声部分；

4  对差分相减后的信号统计其功率。此功率与有用信号功率、噪声功率的关系可表示为：

var＝E(diff_k(diff_k)^*)＝2σ⁴+4E_s*σ²

其中E_s代表有用信号功率，σ²代表高斯白噪声功率；

5  结合步骤2中统计接收信号功率的结果及4的结果，噪声、信噪比估计可以由下式获得：

${\mathrm{\σ}}^2=E_r-\mathrm{sqrt}({E_r}^2-\mathrm{var}/2)$

$\mathrm{SNR}=\frac{E_r-{\mathrm{\σ}}^2}{{\mathrm{\σ}}^2}$

6 为了获得较为准确的信噪比估计，在统计接收信号功率及差分相减后的信号功率时，我们可以结合多个OFDM进行符号平均。

上述的正交频分复用通信系统信道估计方法中，在利用循环前缀估计OFDM系统的信噪比时，也可以只取其中一部分未受ISI影响的循环前缀部分进行信噪比估计。

上述的正交频分复用通信系统信道估计方法中，我们也可以采用分别对多个OFDM信号进行信噪比估计，然后求平均值的方法，来获得OFDM系统的信噪比估计。

上述的正交频分复用通信系统信道估计方法中，所采用的门限设定为最强径的5*e-3。

上述的正交频分复用通信系统信道估计方法中，对前导中的导频未占满除了虚拟子载波外的所有子载波，不能直接对导频的LS估计值进行IFFT，可以通过相邻导频线性插值来获得其他子载波的频域信道响应。

上述的正交频分复用通信系统信道估计方法，其特征在于，对虚拟子载波上的频域信道响应并不直接置0，而是采用FFT的循环周期特性，利用第一个导频和最后一个导频进行线性插值来获得虚拟子载波上更为准确的信道估计。

上述的正交频分复用通信系统信道估计方法中，对虚拟子载波上的频域信道响应通过迭代LS方法来获得，包括：

1，利用帧前导中的导频信息获得导频点的LS估计，而对于虚拟子载波上的信道频域响应其对应的LS估计为0；

${\tilde{H}}_k^P=Y^P/X^P$

X_P为发送的导频序列的参考值，其对应的是一个对角阵，

X_P＝diag(X⁰ _P，X¹ _P，X² _P...X^M-1 _P)，

Y_P为接收端对应于导频点的频域接收系列，

Y_p＝(Y⁰ _P，Y¹ _P，Y² _P...Y^M-1 _P)，

其中M为发送导频的总数；

2，对更新后的信道频域响应CFR_i通过快速傅立叶逆变换，初始的CFR_i则用步骤1，迭代过程中的CFR_i则用步骤3的输出，就能得到第i次信道时域脉冲响应CIR_i；对估计出CIR_i进行部分置零操作，把超过CP后的CIR_i置0来减少噪声的影响得到更新后的CIR_i；

3，对步骤2中更新的CIR_i进行快速傅立叶变换得到第i+1次的CFR_i+1，并把导频点上的CFR用步骤1中的LS估计值来代替，得到更新后的CFR_i+1；

4，迭代步骤2，3多步，直到第i次和第i+1次的信道频域响应的差异值delta小于一个较小的门限值，

$\mathrm{delta}=\max |H_k^{i+1}-H_k^i|$

Hⁱ _k代表第i次迭代后的第k个子载波的频域信道响应；

5，利用共轭相乘器来获得信道的功率延迟配置信息PDP，即公式中的|h_i|²；

6，利用步骤5中估计出的PDP计算τ_rms。

本发明采用了一种正交频分复用通信系统信道估计装置，其特征在于，该模块包括：

信噪比估计模块，用于利用OFDM特有的循环前缀特性，通过循环前缀来估计信噪比；

均方根延迟估计模块，用于利用前导估计均方根延迟；

MMSE滤波模块，用于根据估计出的信噪比和均方根延迟从预先存储的滤波矩阵中选择一组进行MMSE滤波；

导频点信道估计模块，用于计算导频点LS的信道估计；

导频点MMSE滤波模块，用于将导频点的LS进行MMSE滤波；

线性插值器模块，用于线性插值得到完整的信道估计结果。

上述的正交频分复用通信系统信道估计装置中，信噪比估计模块进一步包括：

信号分离器，用于将信号的CP部分以及相对应的信号尾部取出；

差分器，用于利用每个OFDM接受信号末尾若干个采样点与对应的循环前缀部分进行差分；

平方和器，用于计算统计差分输出信号、接收信号的功率；

代数平均器，用于统计平均平方和器计算出的每个符号的功率，得到平均功率；

减法器，用于计算有用信号功率，即用接收信号功率减去估计的噪声功率；

除法器，用于计算信噪比，用有用信号功率除以噪声功率。

上述的正交频分复用通信系统信道估计装置中，在存在频率偏差场景下，信噪比估计模块包括：

信号分离器，用于将信号的CP部分以及相对应的信号尾部取出；

共轭差分器，用于消除频率偏差对信噪比估计的影响；

差分器，用于对共轭差分器输出的末尾若干个采样点与对应的循环前缀部分进行差分；

平方和器，用于计算统计差分输出信号、接收信号的功率；

代数平均器，用于统计平均平方和器计算出的每个符号的功率，得到平均功率；

减法器、开平方器：用于计算噪声功率及有用信号功率；

除法器，用于计算信噪比，用有用信号功率除以噪声功率。

上述的正交频分复用通信系统信道估计装置中，均方根延迟估计装置进一步包括：

LS信道估计器，用于对导频点进行LS估计；

IFFT变换器，用于将获得的导频点的LS估计进行快速IFFT变换得到时域信号；

部分置零器，用于将时域信号位于循环前缀后的数据置零；

共轭相乘器，用于求取信道的各径功率分布；

归一化器，用于对CP长度范围内的PDP进行最大值归一化；

阈值比较器，用于将归一化后的PDP设定一门限，去除伪径；

均方根延迟公式模块，用于计算得到均方根延迟的估计。

上述的正交频分复用通信系统信道估计装置中，在对虚拟子载波上的频域信道响应通过迭代LS方法来获得时，均方根延迟模块包括：

LS信道估计器，用于利用帧前导中的导频信息获得导频点的LS估计；

线性插值器，用于获得非导频点的信道频域响应CFR_i；

IFFT，用于将非导频点的信道频域相应CFR_i进行快速傅立叶逆变换，得到时域脉冲相应CIR_i，其中初始的CFR_i则用LS信道估计器的输出，迭代过程中的CFR_i则用导频替换器的输出；

部分置零器，用于把CP后的CIR_i置0；

FFT，用于把更新的CIR_i进行快速傅立叶变换得到第i+1次的CFR_i+1；

导频替换器，用于把导频点上的CFR用导频点的LS估计值来代替，得到更新后的CFR_i+1；

减法器，用于将第i次和第i+1次的信道频域响应作差；

最大值器，用于求得第i次和第i+1次的信道频域响应差的最大值；

阈值比较器，用于使小于这个较小门限的差值通过。

本发明“一种正交频分复用通信系统信道估计方法与装置”，由于采用了上述的技术方案，使之与现有技术相比，具有以下的优点和积极效果：

1，本发明是利用帧前导估计均方根延迟作为整帧的均方根延迟，进而获得信道的近似相关矩阵，因此在计算信道相关矩阵时，能大大降低信道统计的复杂性。

2，本发明中巧妙的应用了正交频分复用(OFDM)特有的循环前缀特性，通过循环前缀来进行噪声的估计，这样就能更加准确，更加方便的获得信噪比信息的估计。

3，本发明由于是实时估计信道信息，因此不存在应用LMMSE算法时信道信息不匹配的情况，能够充分利用信道相关信息，因而能获得较好的性能。

4，与已有的算法相比，更加简单实用。

下面结合附图对本发明的一个具体实施进行描述，以使进一步理解本发明的发明目的、具体结构特征和优点。

附图说明

图1为具有循环前缀的OFDM系统

图2为信道估计模块示意图

图3为信噪比估计模块示意图

图4为存在频率偏差的信噪比估计模块示意图

图5为均方根延迟估计模块示意图

图6为估计CIR替代模块示意图

具体实施方式

本发明为一种正交频分复用通信系统信道估计方法与装置，其主要利用估计出的信道均方根延迟和信噪比信息来更新维纳滤波矩阵，进而使得均方差误差最小，能为LMMSE算法提供更快，更准确的信道估计信息和信噪比信息，其中：

所述的信道估计方法主要包括以下步骤：

步骤1，利用OFDM特有的循环前缀特性，通过循环前缀来进行信噪比估计；

步骤2，利用前导估计出均方根延迟；

步骤3，根据估计出的均方延迟和信噪比从预先存储的滤波矩阵中选择一组进行MMSE滤波，预先存储矩阵可表示为：

${\mathrm{Matr}}_{\mathrm{rms},\mathrm{snr}}=R_{\mathrm{hh}}*{(R_{\mathrm{hh}}+\frac{\mathrm{\β}}{\mathrm{SNR}}I)}^{-1}$

β＝E{|x_k|²}E{|1/x_k|²}

$R_{\mathrm{hh}}(m,n)=\frac{1-e^{-L((1/{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{rms}})+2\mathrm{\πj}(m-n)/N)}}{{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{rms}}(1-e^{-(L/{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{rms}})})(\frac{1}{{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{rms}}}+j2\mathrm{\π}\frac{m-n}{N})}---\left(1\right)$

其中R_hh为信道相关矩阵，该矩阵包含的元素可由均方根延迟和CP长度来唯一确定。

τ_rms为估计出的均方根延迟，

L为CP长度，

N为子载波总数，

β是和导频点调制方式相关的一个固定常数，如导频点采用QPSK(正交相移调制)调制则为1等，

步骤4，计算导频点LS(Least Square，最小均方)信道估计；

信道的LS估计值可表示为：

${\tilde{H}}_p=X_p^{-1}{Y}_p---\left(2\right)$

其中X_P为发送的导频序列的参考值，其对应的是一个对角阵

X_P＝diag(X⁰ _P，X¹ _P，X² _P...X^M-1 _P)

Y_P为接收端对应于导频点的频域接收系列

Y_p＝(Y⁰ _P，Y¹ _P，Y² _P...Y^M-1 _P)

M为发送导频的总数

步骤5，利用步骤3中选取的滤波矩阵对导频点的LS估计进行MMSE滤波，MMSE滤波可表示为：

${\hat{H}}_{\mathrm{MMSE}}^P={\mathrm{Matr}}_{{\mathrm{rms}}_0,{\mathrm{snr}}_0}*{\tilde{H}}_{\mathrm{LS}}^P$

为导频点处信道响应的最小平方估计值，

则是把最小平方估计值经过维纳滤波后的最终结果；

步骤6，通过线性插值器进行线性插值得到完整的信道估计结果。

其中在步骤1和步骤2之间还包括将时域信号去除CP，再通过快速傅立叶变换，通过多路选择器来区分前导信号和普通信号。

在OFDM系统中为了最大限度地消除符号间干扰，在每个符号间之间插入保护间隔(也就是CP)，该保护间隔长度一般要大于无线信道的最大时延扩展。为了保持子载波正交性，保护间隔内的数据通过对OFDM符号周期扩展得到。如图1所示加入循环前缀后组成一个完整OFDM符号作为发射信号。

如果信道在一个OFDM符号内是不变的，由式(3)可知，发射信号在通过多径信道后对于不受符号间干扰部分仍能保持循环前缀的特性。在移动信道条件下，如果信道不是急剧变化的，那么信道条件在一个OFDM符号内近似不变都能满足。因此对于接收方来说破坏其循环前缀特性就是由于加性干扰W_k.的存在，我们考虑利用其循环前缀特性来估计加性噪声。

$s_{k+N}=\underset{0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l{x}_{k+N-l}=\underset{0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l{x}_{k-l}=s_k---\left(3\right)$

h_l为对应的信道，

x_k-1与x_k-1+N则为相应的k-l、k-l+N点的发送系列，

s_k、s_k+N则是发送系列通过无线信道后的信号。

设定发送端信号为x＝(x₀x₁x₂...x_Ng+N-1)^T，经过多径信道后信号变为s＝(s₀s₁s₂...s_Ng+N-1)^T，则接收端接收到的时域OFDM样本r_k满足：

r_k＝s_k+n_k         (4)

r_k为接收端的时域接收系列，包括经过无线多径信道和高斯白噪声信道，

而s_k则仅仅是经过了无线多径信道后的信号，

n_k则是相应的高斯白噪声。

在最大信道长度L后的CP是不受符号间干扰的，而对于不受ISI干扰的k，s_k和s_k+N保持循环特性，因此我们考虑利用前后差分的方法来获得噪声信息。

diff_k＝r_k-r_k+N＝n_k+n_k+N

                               (5)

其中diff是自己定义的一个变量，它代表的是接收机中每个OFDM符号的尾段信号和其对应的循环前缀部分的差分，

r_k为接收端的时域接收系列，包括经过无线多径信道和高斯白噪声信道，

n_k则是相应的高斯白噪声。

而噪声n_k是高斯独立随机过程，两个高斯随机变量之和也是一个高斯随机变量，其均值、方差为两个随机变量的均值、方差之和，因此获得的diff_k也是一个均值为0方差为2σ²独立高斯过程。由于在实际系统中一般都会预留一段CP，特别是在未来移动通信系统中，随着传输速率的增加，N也随之增加，相应的超过最大信道长度预留CP也相应的增加。因此利用CP进行信噪比估计是一种可行高效的信噪比估计方法，为了获得较准确的噪声估计我们可以用联合多个CP方法进行估计。

由于OFDM特定的循环前缀结构，在认为信道条件是伪静止的情况下，对于不受符号间干扰的CP与OFDM末尾仅仅是噪声的差。

其中利用OFDM特有的循环前缀来估计信道的信噪比，如图3所示，上述正交频分复用系统信道估计方法中步骤1还包括：

步骤1.1，通过信号分离器将信号的CP部分以及相对应的信号尾部取出；

步骤1.2，利用每个OFDM接收符号末尾若干个采样点与对应的循环前缀部分进行差分，

diff_k＝r_k-r_k+N＝n_k+n_k+N

                              (6)

步骤1.3，将多个符号的循环前缀进行估计，并进行平方和以及代数平均，从而得到更准确的噪声估计。

步骤1.4，利用平方和以及代数平均统计接收信号功率。考虑到噪声和信号的不相关特性，则估计出的接收信号功率就为噪声功率和有用信号功率之和，从而获得有用信号功率。

$E_s=\frac{\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{\left|r_k\right|}^2}{N}-{\mathrm{\σ}}^2---\left(7\right)$

E_s为有用信号功率，

σ²为高斯白噪声功率，

则为接收信号的总功率，包括有用信号和噪声两部分。

步骤1.5，利用步骤1.4中估计出的信号功率、噪声功率来获得信噪比的估计

$\mathrm{SNR}=\frac{E_s}{{\mathrm{\σ}}^2}---\left(8\right)$

其中在上述的方法中，利用循环前缀估计OFDM系统的信噪比时，还存在着两种替代方案：

a：在利用循环前缀估计OFDM系统的信噪比时，对应于存在频偏偏差的情况下，结合前后共轭差分的方法，去除频偏的影响，再然后利用其循环前缀特性，获得信噪比估计。其具体步骤如下：

步骤1、通过信号分离器将信号的CP部分以及相对应的信号尾部取出；

步骤2、对步骤1提取出的信号作为两路的输入：一路统计接收信号功率E_r；另一路进行前后共轭差分，消除由于频率偏差引入的相位旋转；

$d_k={\mathrm{rr}}_k*{\mathrm{rr}}_{k-1}^{*}=r_k*\exp (-\mathrm{j\δk})*{(r_{k-1}*\exp (-\mathrm{j\δ}(k-1)))}^{*}=r_k*r_{k-1}^{*}*\exp (-\mathrm{j\δ})$

假设rr_k为存在归一化频率偏差为δ时的接收信号，由频率偏差对系统的影响，其相对于未存在频率偏差的r_k信号来说就是引入一个附加相位。()^*代表的是对信号进行取共轭操作

步骤3、对步骤2的信号进行差分相减，其中差分公式可表示为：

${\mathrm{diff}}_k=d_k-d_{k+n}=(r_k{r}_{k-1}^{*}-r_{k+N}{r}_{k+N-1}^{*})\exp (-\mathrm{j\δ})$

$=(s_k{\mathrm{\η}}_{k-1}^{*}+{\mathrm{\η}}_k{s}_{k-1}^{*}+{\mathrm{\η}}_k{\mathrm{\η}}_{k-1}^{*}+s_{k+N}{\mathrm{\η}}_{k+N-1}{\mathrm{\η}}_{k+N-1}^{*}+{\mathrm{\η}}_{k+N}{s}_{k+N-1}^{*}+{\mathrm{\η}}_{k+N}{\mathrm{\η}}_{k+N-1}^{*})\exp (-\mathrm{j\δ})$

其中s_k、η_k分别为r_k的有用信号部分、噪声部分。

步骤4、对差分相减后的信号统计其功率。此功率与有用信号功率、噪声功率的关系可表示为：

var＝E(diff_k(diff_k)^*)＝2σ⁴+4E_s*σ²

其中E_s代表有用信号功率，σ²代表高斯白噪声功率

步骤5、结合步骤2中统计接收信号功率的结果及步骤4的结果，噪声、信噪比估计可以由下式获得：

${\mathrm{\σ}}^2=E_r-\mathrm{sqrt}({E_r}^2-\mathrm{var}/2)$

$\mathrm{SNR}=\frac{E_r-{\mathrm{\σ}}^2}{{\mathrm{\σ}}^2}$

步骤6、为了获得较为准确的信噪比估计，在统计接收信号功率及差分相减后的信号功率时，我们可以结合多个OFDM进行符号平均

b：在利用循环前缀估计OFDM系统的信噪比时，也可只取其中一部分未受ISI影响的循环前缀部分进行信噪比估计。

C：在利用循环前缀估计OFDM系统的信噪比时，也可以采用分别估计多个OFDM信号的信噪比，然后求平均值，即为OFDM系统的信噪比估计。

一般帧前导为了更好的同步和初始接入包含有大量的导频信息且信噪比一般高于普通数据符号，而数据符号中往往导频数量较少，这也增加了估计数据符号的均方根的难度，但是我们知道均方根延迟相对于信道来说是一个慢变参数，我们可以把帧前导估计的均方根延迟近似为整帧均方根延迟。利用帧前导估计均方根延迟而且作为整帧的均方根延迟来来进行信道均方根延迟的估计。

均方根延迟估计的原理为：

根据均方根的定义，

${\mathrm{\τ}}_{\mathrm{rms}}=\sqrt{\frac{\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{\left|h_i\right|}^2{\mathrm{\τ}}_i^2}{\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{\left|h_i\right|}^2}-{\left(\frac{\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{\left|h_i\right|}^2{\mathrm{\τ}}_i}{\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{\left|h_i\right|}^2}\right)}^2}---\left(9\right)$

|h_i|²为信道脉冲响应对应于第i条径幅值的平方，

τ_i则对应于第i条径的延迟。

我们可以对帧前导简单的进行IFFT变换获得信道的时域脉冲响应，然后经过均方根延迟计算器就可以获得准确的均方根延迟。

其中利用前导估计均方根延迟，如图4所示，上述正交频分复用系统信道估计方法中步骤2还包括：

步骤2.1，利用帧前导中的导频信息获得导频点的LS估计，而对于虚拟子载波上的信道频域响应其对应的LS估计为0；

${\tilde{H}}_k^P=Y^P/X^P---\left(10\right)$

X_P为发送的导频序列的参考值，其对应的是一个对角阵

X_P＝diag(X⁰ _P，X¹ _P，X² _P...X^M-1 _P)

Y_P为接收端对应于导频点的频域接收系列

Y_p＝(Y⁰ _P，Y¹ _P，Y² _P...Y^M-1 _P)

其中M为发送导频的总数

步骤2.2，利用公式(10)得到的信道频域响应H，再通过快速傅立叶逆变换(IFFT)，就能得到信道的时域脉冲响应CIR(channel impulse response)；

步骤2.3，利用共轭相乘器来获得信道的功率延迟配置信息PDP(power delayprofile)，即公式中的|h_i|²

步骤2.4，利用步骤2.3中估计出的(功率延迟配置)PDP计算τ_rms。

由CIR获得相应的PDP(power delay profile，功率延迟模型)，由于前面的所述的各种噪声的影响，其PDP并没有呈现出有限脉冲响应的特性，因此我们需要对估计出的PDP进行一非线性处理后再根据式(9)获得τ_rms的估计。

首先，因为信道脉冲响应长度一般不会超过CP的长度，而均方根延迟对PDP比较敏感，所以直接把CP后的PDP直接置0；

其次，对于在CP的长度范围内的PDP进行最大值归一化，

再次，对归一化后的PDP采用设定一门限值的方法，把低于这门限值的PDP认为是伪径，直接置0，只考虑具有较大强度的径。

这个门限设定过大会丢弃一些信道功率较小的真实径，而若把门限设定过小则会把噪声引起的伪径计算在内。综合各方面的影响，通过大量的仿真我们发现这个门限设定为相比与最强径的5*e-3能保证估计均方根误差在10％的范围内，而我们也知道当误差在这个范围之内，这引起的信道相关矩阵误差可以忽略不计

最后，根据公式(11)就可计算出均方根延迟，其均方根延迟公式的原理如图4中虚线所示。

其中PDP＝abs(CIR).＾2

公式(11)是公式(9)的另外一种表示形式，其中Tao对应的是信道多径延迟。

其中在上述的方法中，利用帧前导估计OFDM系统的均方根延迟时，还存在着如下三种替代方案：

a，对前导中的导频未占满除了虚拟子载波外的所有子载波，由于FFT/IFFT大小一般为2的指数，而此时导频的数目往往不能满足2的指数大小，此时就不能直接导频的LS估计值进行IFFT。解决方法：可以通过相邻导频线性插值来获得其他子载波的频域信道响应。

b，对虚拟子载波上的频域信道响应并不直接置0，而是采用FFT的循环周期特性，利用第一个导频和最后一个导频进行线性插值来获得虚拟子载波上更为准确的信道估计。

c，对虚拟子载波上的频域信道响应通过迭代LS方法来获得。具体步骤如下：

步骤1，利用帧前导中的导频信息获得导频点的LS估计，而对于虚拟子载波上的信道频域响应其对应的LS估计为0；

${\tilde{H}}_k^P=Y^P/X^P---\left(10\right)$

X_P为发送的导频序列的参考值，其对应的是一个对角阵

X_P＝diag(X⁰ _P，X¹ _P，X² _P...X^M-1 _P)

Y_P为接收端对应于导频点的频域接收系列

Y_p＝(Y⁰ _P，Y¹ _P，Y² _P...Y^M-1 _P)

其中M为发送导频的总数

步骤2，对更新后的信道频域响应CFR_i(channel frequency response)通过快速傅立叶逆变换(IFFT)(初始的CFR_i则用步骤1，迭代过程中的CFR_i则用步骤3的输出)，就能得到第i次信道时域脉冲响应CIR_i(channel impulse response)；对估计出CIR_i进行部分置零操作，把超过CP后的CIR_i置0来减少噪声的影响得到更新后的CIR_i

步骤3，对步骤2中更新的CIR_i进行快速傅立叶变换(FFT)得到第i+1次的CFR_i+1，并把导频点上的CFR用步骤1中的LS估计值来代替，得到更新后的CFR_i+1。

步骤4，迭代步骤2，3多步，直到第i次和第i+1次的信道频域响应的差异值delta小于一个较小的门限值。

$\mathrm{delta}=\max |H_k^{i+1}-H_k^i|$

Hⁱ _k代表第i次迭代后的第k个子载波的频域信道响应。

步骤5，利用共轭相乘器来获得信道的功率延迟配置信息PDP(power delayprofile)，即公式中的|h_i|²

步骤6，利用步骤5中估计出的(功率延迟配置)PDP计算τ_rms

一种正交频分复用系统信道估计装置，如图2所示，包括：

信噪比估计模块，用于利用OFDM系统特有的循环前缀特性，进行信噪比估计；

去除CP模块，用于将时域信号去除CP；

FFT变换器，用于将去除CP的时域信号进行FFT变换；

多路选择器，用于区分前导信号和普通信号；

均方根延迟估计模块，用于利用前导估计均方根延迟；

MMSE滤波器，用于根据估计出的信噪比和均方根延迟从预先存储的滤波矩阵中选择一组进行MMSE滤波；

LS信道估计器，用于计算导频点LS的信道估计；

导频点MMSE滤波器，用于将导频点的LS进行MMSE滤波；

线性插值器，用于线性插值得到完整的信道估计结果。

其中所述的信噪比估计模块，如图3所示，包括：

信号分离器，用于将信号的CP部分以及相对应的信号尾部取出；

差分器，用于利用每个OFDM接受信号末尾若干个采样点与对应的循环前缀部分进行差分；

平方和器，用于计算统计差分输出信号、接收信号的功率；

代数平均器，用于统计平均平方和器计算出的每个符号的功率，得到平均功率；

减法器，用于计算有用信号功率，即用接收信号功率减去估计的噪声功率；

除法器，用于计算信噪比，用有用信号功率除以噪声功率。

其中对于存在频率偏差场景下，如图4所示，信噪比估计模块包括：

信号分离器，用于将信号的CP部分以及相对应的信号尾部取出；

共轭差分器，用于消除频率偏差对信噪比估计的影响；

差分器，用于对共轭差分器输出的末尾若干个采样点与对应的循环前缀部分进行差分；

平方和器，用于计算统计差分输出信号、接收信号的功率；

代数平均器，用于统计平均平方和器计算出的每个符号的功率，得到平均功率

减法器、开平方器，用于计算噪声功率及有用信号功率

除法器，用于计算信噪比，用有用信号功率除以噪声功率。

其中利用前导估计均方根延迟模块，如图5所示，主要包括：

LS信道估计器，用于对导频点进行LS估计

IFFT变换器，用于将获得的导频点的LS估计进行快速IFFT变换得到时域信号，

部分置零器，用于将时域信号位于循环前缀后的数据置零；

共轭相乘器，用于获得信道的功率延迟配置信息(PDP)

归一化器，用于对CP长度范围内的PDP进行最大值归一化；

阈值比较器，用于将归一化后的PDP设定一门限，去除伪径；

均方根延迟公式模块，用于计算得到均方根延迟的估计。

其中在利用帧前导估计均方根延迟时，对虚拟子载波上的频域信道响应通过迭代LS方法来获得，如图6所示，包括：

LS信道估计器，用于利用帧前导中的导频信息获得导频点的LS估计；

线性插值器，用于获得非导频点的信道频域响应CFR_i；

IFFT，用于将获得的非导频点的信道频域相应CFR_i进行快速傅立叶逆变换，得到时域脉冲相应CIR_i，其中初始的CFR_i则用LS信道估计器的输出，迭代过程中的CFR_i则用导频替换器的输出；

部分置零器，用于把CP后的CIR_i置0；

FFT，用于把更新的CIR_i进行快速傅立叶变换(FFT)得到第i+1次的CFR_i+1；

导频替换器，用于把导频点上的CFR用导频点的LS估计值来代替，得到更新后的CFR_i+1；

减法器，用于将第i次和第i+1次的信道频域响应作差；

最大值器，用于求得第i次和第i+1次的信道频域响应差的最大值；

阈值比较器，用于使小于这个较小门限的差值通过。

Claims (18)

1、一种正交频分复用通信系统信道估计方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：

步骤1：获取信道的信噪比估计信息，采用循环前缀进行噪声估计；

步骤2：利用前导估计出均方根延迟；

步骤3：根据估计出的均方根延迟和信噪比信息从预先存储的滤波矩阵中选择一组进行MMSE滤波；

步骤4：计算导频点LS的信道估计；

步骤5：利用步骤3中选取的滤波矩阵对导频点的LS估计进行MMSE滤波；

步骤6：通过线性插值器进行线性插值得到完整的信道估计结果。

2、如权利要求1所述的正交频分复用通信系统信道估计方法，其特征在于，所述步骤3中的预先存储滤波矩阵可表示为：

${\mathrm{Matr}}_{\mathrm{rms},\mathrm{snr}}=R_{\mathrm{hh}}*{(R_{\mathrm{hh}}+\frac{\mathrm{\β}}{\mathrm{SNR}}I)}^{-1}$

β＝E{|x_k|²}E{|1/x_k|²}

$R_{\mathrm{hh}}(m,n)=\frac{1-e^{-L((1/{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{rms}})+2\mathrm{\πj}(m-n)/N)}}{{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{rms}}(1-e^{-(L/{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{rms}})})(\frac{1}{{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{rms}}}+j2\mathrm{\π}\frac{m-n}{N})}$

其中R_hh为信道相关矩阵，该矩阵包含的元素可由均方根延迟和CP长度来唯一确定，

τ_rms为估计出的均方根延迟，

L为CP长度，

N为子载波总数，

β是和导频点调制方式相关的一个固定常数。

3、如权利要求1所述的正交频分复用通信系统信道估计方法，其特征在于，所述的信道LS估计值可表示为：

${\tilde{H}}_p=X_p^{-1}{Y}_p$

其中X_P为发送的导频序列的参考值，其对应的是一个对角阵，

X_P＝diag(X⁰ _P，X¹ _P，X² _P...X^M-1 _P)，

Y_P为接收端对应于导频点的频域接收系列，

Y_P＝(Y⁰ _P，Y¹ _P，Y² _P...Y^M-1 _P)，

M为发送导频的总数。

4、如权利要求1所述的正交频分复用通信系统信道估计方法，其特征在于，所述步骤5中的MMSE滤波可表示为：

${\hat{H}}_{\mathrm{MMSE}}^P={\mathrm{Matr}}_{{\mathrm{rms}}_0,{\mathrm{snr}}_0}*{\tilde{H}}_{\mathrm{LS}}^P$

为导频点处信道响应的最小平方估计值，

则是把最小平方估计值经过维纳滤波后的最终结果。

5、如权利要求1所述的正交频分复用通信系统信道估计方法，其特征在于，所述的步骤1还包括：

1.1、通过信号分离器将信号的CP部分以及相对应的信号尾部取出；

1.2、利用每个OFDM接收符号末尾若干个采样点与对应的循环前缀部分进行差分；

1.3，将多个符号的循环前缀进行估计，并进行平方和以及代数平均，从而得到更准确的噪声估计；

1.4，统计接收信号功率，将接收信号功率减去噪声功率，就得到有用信号功率；

1.5，利用估计出的信号功率和噪声功率算出信噪比。

6、如权利要求1所述的正交频分复用通信系统信道估计方法，其特征在于，所述的步骤2还包括：

2.1，利用前导中的导频信息获得导频点的LS估计；

2.2，将获得的导频点的LS估计进行快速傅立叶逆变换，得到信道的时域脉冲响应CIR；

2.3，将得到的CIR获得相应的PDP，通过部分置零器，将CP后面的PDP直接置零；

2.4，对CP长度范围内的PDP进行最大值归一化；

2.5，将归一化后的PDP设定一门限，去除伪径；

2.6，通过均方根延迟公式计算出均方根延迟。

7、如权利要求1或5所述的正交频分复用通信系统信道估计方法，其特征在于：在利用循环前缀估计OFDM系统的信噪比时，对应于存在频率偏差的情况下，先结合前后共轭差分的方法，去除频偏的影响，再然后利用其循环前缀特性，获得信噪比估计，具体包括：

7.1通过信号分离器将信号的CP部分以及相对应的信号尾部取出；

7.2对7.1步骤提取出的信号作为两路的输入：一路统计接收信号功率E_r；另一路进行前后共轭差分，消除由于频率偏差引入的相位旋转；

$d_k={\mathrm{rr}}_k*{\mathrm{rr}}_{k-1}^{*}=r_k*\exp (-\mathrm{j\δk})*{(r_{k-1}*\exp (-\mathrm{j\δ}(k-1)))}^{*}=r_k*r_{k-1}^{*}*\exp (-\mathrm{j\δ})$

假设rr_k为存在归一化频率偏差为δ时的接收信号，由频率偏差对系统的影响，其相对于未存在频率偏差的r_k信号来说就是引入一个附加相位，()^*代表的是对信号进行取共轭操作；

7.3对步骤7.2的信号进行差分相减，其中差分公式可表示为：

${\mathrm{diff}}_k=d_k-d_{k+n}=(r_k{r}_{k-1}^{*}-r_{k+N}{r}_{k+N-1}^{*})\exp (-\mathrm{j\δ})$

$=(s_k{\mathrm{\η}}_{k-1}^{*}+{\mathrm{\η}}_k{s}_{k-1}^{*}+{\mathrm{\η}}_k{\mathrm{\η}}_{k-1}^{*}+s_{k+N}{\mathrm{\η}}_{k+N-1}{\mathrm{\η}}_{k+N-1}^{*}+{\mathrm{\η}}_{k+N}{s}_{k+N-1}^{*}+{\mathrm{\η}}_{k+N}{\mathrm{\η}}_{k+N-1}^{*})\exp (-\mathrm{j\δ})$

其中s_k、η_k分别为r_k的有用信号部分、噪声部分；

7.4对差分相减后的信号统计其功率，此功率与有用信号功率、噪声功率的关系可表示为：

var＝E(diff_k(diff_k)^*)＝2σ⁴+4E_s*σ²

其中E_s代表有用信号功率，σ²代表高斯白噪声功率；

7.5结合步骤7.2中统计接收信号功率的结果及7.4的结果，噪声、信噪比估计可以由下式获得：

${\mathrm{\σ}}^2=E_r-\mathrm{sqrt}(E_r^2-\mathrm{var}/2)$

$\mathrm{SNR}=\frac{E_r-{\mathrm{\σ}}^2}{{\mathrm{\σ}}^2}$

7.6为了获得较为准确的信噪比估计，在统计接收信号功率及差分相减后的信号功率时，我们可以结合多个OFDM来进行符号平均。

8、如权利要求1或5所述的正交频分复用通信系统信道估计方法，其特征在于：在利用循环前缀估计OFDM系统的信噪比时，也可以只取其中一部分未受ISI影响的循环前缀部分进行信噪比估计。

9、如权利要求1或5所述的正交频分复用通信系统信道估计方法，其特征在于：在进行信噪比估计时，也可采用对多个OFDM信号分别进行信噪比估计，然后取平均值。

10、如权利要求1或6所述的正交频分复用通信系统信道估计方法，其特征在于，所述的门限设定为最强径的5*e-3。

11、如权利要求1或6所述的正交频分复用通信系统信道估计方法，其特征在于，对前导中的导频未占满除了虚拟子载波外的所有子载波，不能直接对导频的LS估计值进行IFFT，可以通过相邻导频线性插值来获得其他子载波的频域信道响应。

12、如权利要求1或6所述的正交频分复用通信系统信道估计方法，其特征在于，对虚拟子载波上的频域信道响应并不直接置0，而是采用FFT的循环周期特性，利用第一个导频和最后一个导频进行线性插值来获得虚拟子载波上更为准确的信道估计。

13、如权利要求1或6所述的正交频分复用通信系统信道估计方法，其特征在于，对虚拟子载波上的频域信道响应通过迭代LS方法来获得，包括：

13.1，利用帧前导中的导频信息获得导频点的LS估计，而对于虚拟子载波上的信道频域响应其对应的LS估计为0；

${\tilde{H}}_k^P=Y^P/X^P$

X_P为发送的导频序列的参考值，其对应的是一个对角阵，

X_P＝diag(X⁰ _P，X¹ _P，X² _P...X^M-1 _P)，

Y_P为接收端对应于导频点的频域接收系列，

Y_p＝(Y⁰ _P，Y¹ _P，Y² _P...Y^M-1 _P)，

其中M为发送导频的总数；

13.2，对更新后的信道频域响应CFR_i通过快速傅立叶逆变换，初始的CFR_i则用步骤13.1，迭代过程中的CFR_i则用步骤13.3的输出，就能得到第i次信道时域脉冲响应CIR_i；对估计出CIR_i进行部分置零操作，把超过CP的CIR_i置0来减少噪声的影响，从而得到更新后的CIR_i；

13.3，对步骤13.2中更新的CIR_i进行快速傅立叶变换得到第i+1次的CFR_i+1，并把导频点上的CFR用步骤12.1中的LS估计值来代替，得到更新后的CFR_i+1；

13.4，迭代步骤13.2，13.3多步，直到第i次和第i+1次的信道频域响应的差异值delta小于一个较小的门限值，

$\mathrm{delta}=\max |H_k^{i+1}-H_k^i|$

Hⁱ _k代表第i次迭代后的第k个子载波的频域信道响应；

13.5，利用共轭相乘器来获得信道的功率延迟配置信息PDP，即公式中的|h_i|²；

13.6，利用步骤13.5中估计出的PDP计算τ_rms。

14、一种正交频分复用通信系统信道估计装置，其特征在于，包括：信噪比估计模块，用于利用OFDM特有的循环前缀特性，通过循环前缀来估计信噪比；

均方根延迟估计模块，用于利用前导估计均方根延迟；

MMSE滤波模块，用于根据估计出的信噪比和均方根延迟从预先存储的滤波矩阵中选择一组进行MMSE滤波；

导频点信道估计模块，用于计算导频点LS的信道估计；

导频点MMSE滤波模块，用于将导频点的LS进行MMSE滤波；

线性插值器模块，用于线性插值得到完整的信道估计结果。

15、如权利要求14所述的正交频分复用通信系统信道估计装置，其特征在于，该信噪比估计模块进一步包括：

信号分离器，用于将信号的CP部分以及相对应的信号尾部取出；

差分器，用于利用每个OFDM接受信号末尾若干个采样点与对应的循环前缀部分进行差分；

平方和器，用于计算统计差分输出信号、接收信号的功率；

代数平均器，用于统计平均平方和器计算出的每个符号的功率，得到平均功率；

减法器，用于计算有用信号功率，即用接收信号功率减去估计的噪声功率；

除法器，用于计算信噪比，用有用信号功率除以噪声功率。

16、如权利要求14或者15所述的正交频分复用通信系统信道估计装置，其特征在于，在存在频率偏差场景下，所述的信噪比估计模块包括：

信号分离器，用于将信号的CP部分以及相对应的信号尾部取出；

共轭差分器，用于消除频率偏差对信噪比估计的影响；

差分器，用于对共轭差分器输出的末尾若干个采样点与对应的循环前缀部分进行差分；

平方和器，用于计算统计差分输出信号、接收信号的功率；

代数平均器，用于统计平均平方和器计算出的每个符号的功率，得到平均功率；

减法器、开平方器，用于计算噪声功率及有用信号功率；

除法器，用于计算信噪比，用有用信号功率除以噪声功率。

17、如权利要求14所述的正交频分复用通信系统信道估计装置，其特征在于，均方根延迟估计装置进一步包括：

LS信道估计器，用于对导频点进行LS估计；

IFFT变换器，用于将获得的导频点的LS估计进行快速IFFT变换得到时域信号；

部分置零器，用于将时域信号位于循环前缀后的数据置零；

共轭相乘器，用于求取信道的各径功率分布；

归一化器，用于对CP长度范围内的PDP进行最大值归一化；

阈值比较器，用于将归一化后的PDP设定一门限，去除伪径；

均方根延迟公式模块，用于计算得到均方根延迟的估计。

18、如权利要求14或者17所述的正交频分复用通信系统信道估计装置，其特征在于，在对虚拟子载波上的频域信道响应通过迭代LS方法来获得时，所述的均方根延迟模块包括：

LS信道估计器，用于利用帧前导中的导频信息获得导频点的LS估计；

线性插值器，用于获得非导频点的信道频域响应CFR_i；

IFFT，用于将非导频点的信道频域相应CFR_i进行快速傅立叶逆变换，得到时域脉冲相应CIR_i，其中初始的CFR_i则用LS信道估计器的输出，迭代过程中的CFR_i则用导频替换器的输出；

部分置零器，用于把CP后的CIR_i置0；

FFT，用于把更新的CIR_i进行快速傅立叶变换得到第i+1次的CFR_i+1；

导频替换器，用于把导频点上的CFR用导频点的LS估计值来代替，得到更新后的CFR_i+1；

减法器，用于将第i次和第i+1次的信道频域响应作差；

最大值器，用于求得第i次和第i+1次的信道频域响应差的最大值；

阈值比较器，用于使小于这个较小门限的差值通过。

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