KR101061742B1 - 무선 통신을 위한 재머 검출 및 억제 - Google Patents

무선 통신을 위한 재머 검출 및 억제 Download PDF

Info

Publication number
KR101061742B1
KR101061742B1 KR1020097011759A KR20097011759A KR101061742B1 KR 101061742 B1 KR101061742 B1 KR 101061742B1 KR 1020097011759 A KR1020097011759 A KR 1020097011759A KR 20097011759 A KR20097011759 A KR 20097011759A KR 101061742 B1 KR101061742 B1 KR 101061742B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
jammer
frequency
carriers
power
input signal
Prior art date
Application number
KR1020097011759A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20090081012A (ko
Inventor
세르게이 에이 글라즈코
제임스 에드워드 베크만
시만 파텔
Original Assignee
퀄컴 인코포레이티드
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 퀄컴 인코포레이티드 filed Critical 퀄컴 인코포레이티드
Publication of KR20090081012A publication Critical patent/KR20090081012A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR101061742B1 publication Critical patent/KR101061742B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
    • H04B1/1027—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference assessing signal quality or detecting noise/interference for the received signal
    • H04B1/1036—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference assessing signal quality or detecting noise/interference for the received signal with automatic suppression of narrow band noise or interference, e.g. by using tuneable notch filters
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04K—SECRET COMMUNICATION; JAMMING OF COMMUNICATION
    • H04K3/00—Jamming of communication; Counter-measures
    • H04K3/20—Countermeasures against jamming
    • H04K3/22—Countermeasures against jamming including jamming detection and monitoring
    • H04K3/224—Countermeasures against jamming including jamming detection and monitoring with countermeasures at transmission and/or reception of the jammed signal, e.g. stopping operation of transmitter or receiver, nulling or enhancing transmitted power in direction of or at frequency of jammer
    • H04K3/228—Elimination in the received signal of jamming or of data corrupted by jamming

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Remote Sensing (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)
  • Circuits Of Receivers In General (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)

Abstract

재머를 검출 및 억제하는 기술이 기재되어 있다. 수신기는 FFT-사후 재머 검출 및 FFT-사전 재머 억제를 수행할 수도 있다. 수신기는 입력 신호를 변환하여 주파수-도메인 신호를 획득할 수도 있고, 이 주파수-도메인 신호에 기초하여 입력 신호에서의 재머를 검출할 수도 있다. 수신기는 주파수-도메인 신호에 기초하여 복수의 캐리어의 전력을 결정할 수도 있고, 이들 캐리어의 전력에서의 피크에 기초하여 재머를 검출할 수도 있다. 수신기는 (예를 들어, 노치 필터로) 입력 신호를 필터링하여, 검출된 재머를 억제할 수도 있다. 대안적으로 또는 부가적으로, 수신기는 FFT-사후 재머 검출 및 FFT-사후 재머 억제를 수행할 수도 있다. 수신기는, 각 캐리어에 대한 데이터 전력 및 채널 전력에 기초하여 각 캐리어 상에 재머가 존재하는지 여부를 판정할 수도 있다. 수신기는 검출된 재머를 갖는 캐리어 상의 주파수-도메인 신호를 변경 (예를 들어, 소거 또는 감소) 할 수도 있다.
Figure R1020097011759
재머, 방송 시스템, 고속 푸리에 변환 (FFT), 이산 푸리에 변환 (DFT), 재머 주파수, 파일럿 셀, 노치 필터

Description

무선 통신을 위한 재머 검출 및 억제{JAMMER DETECTION AND SUPPRESSION FOR WIRELESS COMMUNICATION}
본 특허출원은, 2006 년 12 월 15 일자로 출원되었으며 발명의 명칭이 "JAMMER FOR BROADCAST OFDM" 인 미국가출원 제 60/870,236 호에 대해 우선권을 주장하고, 본 특허출원은 2007 년 1 월 17 일자로 출원되었으며 발명의 명칭이 "JAMMER DETECTION AND REMOVAL TECHNIQUES" 인 미국가출원 제 60/885,370 호에 대해서도 우선권을 주장하는데, 이는 본원의 양수인에게 양도되었으며, 본 명세서에 참조로서 명백히 포함되어 있다.
배 경
기술분야
본 개시물은 일반적으로 통신에 관한 것이고, 보다 상세하게는 재머를 검출 및 억제하는 기술에 관한 것이다.
배경기술
무선 통신 시스템은 방송, 음성, 비디오, 패킷 데이터, 메시징 등과 같은 각종 통신 서비스를 제공하도록 광범위하게 배치되어 있다. 이들 무선 시스템은 방송 시스템, 셀룰러 시스템 등을 포함한다. 무선 시스템은, 재머가 존재할 수도 있는 환경에서 동작할 수도 있다. 재머는 원하는 신호와 동일한 주파수 채널 내의 큰 진폭의 원하지 않는 신호이다. 재머는 수신기에 의해 발생된 상호 변조 왜곡 또는 간섭 소스로부터의 (예를 들어, 컬러 캐리어, 사운드 캐리어 등에 대한) 강한 협대역 주파수 성분에 대응할 수도 있다. 재머는, 원하는 시스템으로부터의 신호의 검출 및 획득 실패, 디코딩 성능에서의 열화 등과 같은 각종 악영향을 야기할 수도 있다.
그러므로, 본 발명이 속하는 기술분야에서, 재머를 검출 및 완화하는 기술에 대한 필요성이 존재한다.
개 요
재머를 검출 및 억제하는 기술이 본 명세서에 기재되어 있다. 수신기는, 고속 푸리에 변환 (FFT) 으로 시간-도메인 입력 신호를 주파수 도메인으로 변환하며, 이 주파수-도메인 신호에 기초하여 재머를 검출함으로써, 재머를 검출할 수도 있다. 주파수 도메인에서의 재머의 검출은 FFT-사후 (post-FFT) 재머 검출로 언급된다. 수신기는, (ⅰ) 입력 신호를 필터링함으로써 검출된 재머를 억제할 수도 있고/있거나 (FFT-사전 (pre-FFT) 재머 억제로 언급됨), (ⅱ) 주파수-도메인 신호를 변경함으로써 검출된 재머를 억제할 수도 있다 (FFT-사후 재머 억제로 언급됨).
일 양태에 있어서, 수신기는 FFT-사후 재머 검출 및 FFT-사전 재머 억제를 수행할 수도 있다. 수신기는 (예를 들어, FFT 로) 입력 신호를 변환하여 주파수-도메인 신호를 획득할 수도 있고, 이 주파수-도메인 신호에 기초하여 입력 신호에서의 재머를 검출할 수도 있다. 수신기는 주파수-도메인 신호에 기초하여 복수의 캐리어의 전력을 결정할 수도 있고, 이들 캐리어의 전력에서의 피크에 기초하여 재머를 검출할 수도 있다. 수신기는 (예를 들어, 노치 필터로) 입력 신호를 필터링하여, 검출된 재머를 억제할 수도 있다. 수신기는 복조될 각 시간-슬라이스된 데이터 버스트 이전에 재머 검출을 수행할 수도 있고, 데이터 버스트 중에 재머 억제를 수행할 수도 있다.
또다른 양태에 있어서, 수신기는 FFT-사후 재머 검출 및 FFT-사후 재머 억제를 수행할 수도 있다. 수신기는 복수의 캐리어 각각에 대한 데이터 전력 및 채널 전력을 결정할 수도 있고, 데이터 전력이 채널 전력보다 충분히 큰 각 캐리어 상의 재머를 선언할 수도 있다. 수신기는 검출된 재머를 갖는 캐리어 상의 주파수-도메인 신호를 변경 (예를 들어, 소거 (zero out) 또는 감소) 할 수도 있다.
이하, 본 개시물의 각종 양태 및 특징이 보다 상세하게 설명된다.
도면의 간단한 설명
도 1 은 다수의 시스템으로부터 신호를 수신하는 무선 디바이스를 도시한 도면이다.
도 2a 는 아날로그 텔레비전 (TV) 신호의 전력 스펙트럼 밀도 (PSD) 를 도시한 도면이다.
도 2b 는 디지털 방송 신호 및 아날로그 TV 신호의 PSD 를 도시한 도면이다.
도 3a 는 DVB-H 에 의해 지원되는 시간 슬라이스 구조를 도시한 도면이다.
도 3b 는 DVB-H 에 대한 캐리어 구조를 도시한 도면이다.
도 4 는 송신기 및 수신기의 블록도이다.
도 5 는 수신기에서의 OFDM 복조기의 블록도이다.
도 6 은 DC 루프/재머 필터 유닛의 블록도이다.
도 7 은 재머 검출 및 억제를 수행하기 위한 프로세스를 도시한 도면이다.
도 8 은 재머 검출 및 억제를 수행하기 위한 또다른 프로세스를 도시한 도면이다.
상세한 설명
본 명세서에 기재된 기술은, 방송 시스템, 셀룰러 시스템, WWAN (Wireless Wide Area Network), WMAN (Wireless Metropolitan Area Network), WLAN (Wireless Local Area Network) 등과 같은 각종 무선 통신 시스템 및 네트워크에 이용될 수도 있다. "시스템" 및 "네트워크" 라는 용어는 종종 상호교환가능하게 이용된다. 이들 시스템 및 네트워크는 직교 주파수 분할 다중화 (OFDM), 단일-캐리어 주파수 분할 다중화 (SC-FDM), 또는 일부 다른 다중화 방식을 이용할 수도 있다. OFDM 및 SC-FDM 은 시스템 대역폭을 다수의 직교 캐리어로 파티셔닝하는데, 이는 서브캐리어, 톤, 빈 등으로도 언급될 수도 있다. 각 캐리어는 데이터와 함께 변조될 수도 있다. 일반적으로, 변조 심볼은 OFDM 을 이용하여 주파수 도메인 으로 그리고 SC-FDM 을 이용하여 시간 도메인으로 송신된다.
이들 기술은, "3GPP (3rd Generation Partnership Project)" 라는 명칭의 단체에 의해 정의된 미래 장기 진화 (Long Term Evolution: LTE), 플래리온 테크놀러지스로부터의 Flash-OFDM®, 퀄컴 인코포레이티드로부터의 UMB (Ultra Mobile Broadband), IEEE (The Institute of Electrical and Electronics Engineers) 로부터의 IEEE 802.11, IEEE 802.16 및 IEEE 802.20 등과 같은 무선 기술을 구현하는 시스템에 이용될 수도 있다. IEEE 802.11 은 일반적으로 Wi-Fi 로 언급되고, IEEE 802.16 은 일반적으로 WiMAX 로 언급된다. 또한, 이들 기술은, DVB-H (Digital Video Broadcasting for Handhelds), ISDB-T (Integrated Services Digital Broadcasting for Terrestrial Television Broadcasting), MediaFLO 등을 구현하는 방송 시스템에 이용될 수도 있다. DVB-H, ISDB-T, 및 MediaFLO 는 지상 통신 네트워크를 통한 멀티미디어의 디지털 전송을 지원한다. DVB-H 는, "Digital Video Broadcasting (DVB); Transmission System for Handheld Terminals (DVB-H)" (2004 년 11 월) 라는 명칭의 ETSI EN 300 304, 및 "Digital Video Broadcasting (DVB); Framing structure, channel coding and modulation for digital terrestrial television" (2004 년 11 월) 라는 명칭의 ETSI EN 300 744 에 기술되어 있다. ISDB-T 는, "Transmission System for Digital Terrestrial Television Broadcasting" (2003 년 7 월) 라는 명칭의 ARIB STD-B31 에 기술되어 있다. 이들 문헌은 공개적으로 입수가능하다. 명백함을 위해, 이들 기술의 특정 양태는 방송 시스템에 대해 후술된다.
도 1 은 디지털 방송 시스템 (100) 으로부터 신호를 수신할 수 있는 무선 디바이스 (150) 를 도시한 도면이다. 무선 디바이스 (150) 는 셀룰러 전화기, PDA (Personal Digital Assistant), 단말기, 무선 모뎀, 핸드헬드 디바이스, 랩톱 컴퓨터 등일 수도 있다. 이 디지털 방송 시스템 (100) 은 DVB-H, ISDB-T, MediaFLO 등을 구현할 수도 있다. 이 디지털 방송 시스템 (100) 은 임의의 개수의 방송국을 포함할 수도 있다. 단순화를 위해, 단 하나의 방송국 (102) 만이 도 1 에 도시된다.
또한, 디지털 방송 시스템 (100) 과 동일한 지리 영역의 근처에 아날로그 방송 시스템 (110) 및/또는 무선 시스템 (120) 이 배치될 수도 있다. 아날로그 방송 시스템 (110) 은 아날로그 텔레비전 (TV) 방송 시스템, 라디오 방송 시스템, 또는 일부 다른 아날로그 지상 방송 시스템일 수도 있다. 무선 시스템 (120) 은 아날로그 셀룰러 시스템 또는 일부 다른 시스템일 수도 있다. 아날로그 방송 시스템 (110) 및/또는 무선 시스템 (120) 은 디지털 방송 시스템 (100) 에 의해 이용되는 주파수 채널 내에서 또는 이 주파수 채널 근처에서 신호를 송신할 수도 있다. 아날로그 방송 시스템 (110) 및/또는 무선 시스템 (120) 으로부터의 신호는, 디지털 방송 시스템 (100) 으로부터의 신호보다 진폭이 훨씬 더 클 수도 있으며, 그에 따라 디지털 방송 시스템 (100) 으로부터의 신호에 대해 재머의 역할을 할 수도 있는 주파수 성분을 가질 수도 있다.
도 2a 는 도 1 에서의 아날로그 방송 시스템 (110) 에 의해 송신될 수도 있는 아날로그 TV 신호의 예시적인 전력 스펙트럼 밀도 (PSD) 또는 스펙트럼을 도시 한 도면이다. 아날로그 TV 신호는 PAL (Phase Alternating Line), NTSC (National Television System Committee), 또는 SECAM (Sequential Color with Memory) 에 기초하여 발생될 수도 있다. PAL, NTSC 및 SECAM 은 전세계에서 일반적으로 이용되는 아날로그 비디오 표준이다. 아날로그 TV 신호의 PSD 는 강한 협대역 주파수 성분을 가질 수도 있다. 도 2a 에 도시된 실시예에 있어서, PSD 는 PAL TV 신호에 대한 것이고, 컬러/비전 캐리어에 대한 -2.8 ㎒ 근처의 강한 피크, 사운드 캐리어에 대한 1.7 ㎒ 근처의 강한 피크, 및 NICAM (Near Instantaneous Companded Audio Multiplex) 디지털 오디오에 대한 3.2 ㎒ 근처의 강한 피크를 포함한다. PAL TV 신호의 전력은 컬러 캐리어에 집중될 수도 있는데, 이는 30 데시벨 (dB) 이거나 PAL TV 신호에 대한 대부분의 PSD 보다 높을 수도 있다.
도 2b 는 디지털 방송 시스템 (100) 으로부터의 디지털 방송 신호 및 아날로그 방송 시스템 (110) 으로부터의 간섭 PAL TV 신호의 예시적인 PSD 를 도시한 도면이다. 디지털 방송 신호는, 이 신호가 발생되는 방식으로 인해 비교적 평탄한 스펙트럼을 가질 수도 있다. PAL TV 신호에서의 협대역 피크는 디지털 방송 신호보다 진폭이 훨씬 더 클 수도 있고, 디지털 방송 신호에 대해 재머의 역할을 할 수도 있다. 도 2b 는 단일 PAL TV 신호로부터의 재머를 나타낸다. 일반적으로, 재머는 임의의 개수의 간섭 소스/신호로부터 비롯될 수도 있고, 임의의 주파수에 위치할 수도 있다.
재머는, 디지털 방송 시스템 (100) 으로부터 디지털 방송 신호를 수신하는 경우에 몇몇 방식으로 성능을 열화시킬 수도 있다. 첫번째로, 재머는, 디코딩 성능을 열화시킬 수도 있는 잡음의 역할을 한다. 그 결과, 비트 에러 레이트 (BER), 패킷 에러 레이트 (PER), 프레임 에러 레이트 (FER) 등이 보다 높아질 수도 있다. 두번째로, 재머는 디지털 방송 신호의 검출 및 획득을 방해하고, 동기화 성능에 악영향을 줄 수도 있다. DVB-H, ISDB-T 및 MediaFLO 는 OFDM 을 이용한다. 각 OFDM 심볼은 유용한 부분, 및 이 유용한 부분의 일부의 카피인 보호 간격 (guard interval) 을 포함한다. 다수의 검출 및 획득 방식은, 디지털 방송 신호를 검출 및 획득하기 위해서 보호 간격과 대응하는 유용한 부분 사이의 상관을 수행한다. 또한, 보호-기반 상관 방식은 대략 시간 획득, 대략 주파수 획득, 미세 주파수 추적 등에 일반적으로 이용된다. 통상적으로, 아날로그 TV 신호는, 총 신호 전력의 최대 73% 로 송신될 수도 있는 컬러 캐리어에 대한 연속파 (Continuous Wave: CW) 를 포함한다. 아날로그 TV 신호는, CW 신호가 그 지연된 버전과 고상관되기 때문에, 보호-기반 상관 방식에 대해 강한 영향을 미친다. 따라서, 아날로그 TV 신호는, 가능하게는 실패라고 해도 좋을 정도까지, 보호-기반 상관 방식의 성능을 열화시킬 수도 있다.
재머는 본 명세서에 기재된 기술에 기초하여 검출 및 억제될 수도 있다. 일 양태에 있어서, 재머는, 입력 신호에 대해 FFT 또는 이산 푸리에 변환 (DFT) 을 수행한 이후에 (또는 FFT-사후에) 검출될 수도 있고, 검출된 재머는 FFT 이전에 (또는 FFT-사전에) 입력 신호를 필터링함으로써 억제될 수도 있다. 또다른 양태에 있어서, 재머는 FFT-사후에 검출될 수도 있고, 검출된 재머는 FFT-사후에 억 제될 수도 있다. 명백함을 위해, 이들 기술은 DVB-H 를 구현하는 방송 시스템에 대해 후술된다.
도 3a 는 DVB-H 에 의해 지원되는 시간 슬라이스 구조 (300) 를 도시한 도면이다. 하나 이상 (Q 개) 의 프로그램이 DVB-H 신호 내에서 송신될 수도 있다. 각 프로그램은 짧은 시간 간격으로 데이터 버스트로서 송신될 수도 있다. 각 데이터 버스트는 최대 2 메가비트의 데이터와 패리티를 포함할 수도 있고, 또한 동일한 프로그램에 대한 다음의 데이터 버스트의 시작까지의 델타 시간을 반송할 수도 있다. DVB-H 수신기는 관심 대상의 각 프로그램에 대한 데이터 버스트를 수신하도록 짧은 시간 주기 동안 턴온될 수도 있고, 전력 소모를 감소시키도록 나머지 시간 동안 턴오프될 수도 있다. 예를 들어, 동등한 시간 간격으로 10 개의 프로그램이 송신되는 경우, DVB-H 수신기는 시간의 10% 내에 1 개의 프로그램을 수신할 수도 있고, 시간의 최대 90% 동안 턴오프되어 절전 (power saving) 을 달성할 수도 있다. 일반적으로, Q 개의 프로그램은 DVB-H 신호 내에서 임의의 순서로 송신될 수도 있는데, 각 프로그램은 임의의 레이트로 송신될 수도 있고, 각 데이터 버스트는 임의의 지속기간을 가질 수도 있다.
DVB-H 는 2K, 4K 및 8K 의 FFT 크기에 대해 3 가지 동작 모드를 지원한다. 표 1 은 DVB-H 에 대한 몇몇 파라미터를 열거하고, 3 가지 동작 모드에 대해 그 파라미터 값을 제공한다. 표 1 에 있어서, 하나의 OFDM 심볼에 대해 파라미터 N, K, D 및 P 가 주어지며, 이들은 동작 모드에 종속한다. 표 1 에서의 캐리어 간격은 8 ㎒ 채널에 대한 것이다. DVB-H 는 5 ㎒, 6 ㎒, 7 ㎒ 또는 8 ㎒ 채널 에 대해 구성될 수도 있는데, 그 각각은 상이한 캐리어 간격과 연관된다.
Figure 112009034408608-pct00001
도 3b 는 DVB-H 에 대한 캐리어 구조 (310) 를 도시한 도면이다. BW ㎒ 의 전체 시스템 대역폭은, 인덱스 0 내지 인덱스 K-1 로 주어지는 다수 (K 개) 의 캐리어로 파티셔닝되는데, 여기서 K 는 동작 모드에 종속하고, 표 1 에 주어진다. 캐리어들 사이의 간격은 BW/K ㎒ 이다.
도 3b 는 DVB-H 에 대한 파일럿 구조도 나타낸다. 총 K 개의 캐리어에 걸쳐 분산되는 C 개의 캐리어를 통해 각 OFDM 심볼 주기에서 연속적인 파일럿이 송신되는데, 여기서 C 는 동작 모드에 종속한다. 이들 C 개의 캐리어는 캐리어 0, 캐리어 48, 캐리어 54 등을 포함하는데, 이는 ETSI EN 300 744 에 주어진다. 각 OFDM 심볼 주기에서 4:1 인터레이스를 통해 산발적인 파일럿이 송신된다. 각 인터레이스는, 12 개의 캐리어로 균일하게 이격되는 대략 K/12 개의 캐리어를 포함한다. 인터레이스 m (여기서, m ∈ {0, 1, 2, 3}) 은 캐리어 3m, 3m+12, 3m+24 등을 포함한다.
DVB-H 에 대한 송신 시간라인은 프레임으로 파티셔닝되는데, 여기서 각 프레임은, 인덱스 0 내지 인덱스 67 로 주어지는 68 개의 OFDM 심볼을 포함한다. 산발적인 파일럿은 OFDM 심볼 주기 n (여기서, n = 0, …, 67) 에서 인터레이스 m=(n mod 4) 를 통해 송신되는데, 여기서 "mod" 는 모듈로 연산을 나타낸다. 산발적인 파일럿은 각 4-심볼 간격으로 4 인터레이스를 통해 순환한다.
도 4 는 DVB-H 방송 시스템에서의 송신기 (410) 및 수신기 (450) 의 블록도이다. 송신기 (410) 는 도 1 에서의 방송국 (102) 의 일부일 수도 있고, 수신기 (450) 는 도 1 에서의 무선 디바이스 (150) 의 일부일 수도 있다.
송신기 (410) 에서, 송신 (TX) 데이터 프로세서 (420) 는 데이터를 처리 (예를 들어, 포맷팅, 인코딩, 인터리빙, 및 심볼 매핑) 하여, 데이터 심볼을 발생시킨다. 본 명세서에 이용된 바와 같이, 데이터 심볼은 데이터에 대한 심볼이고, 파일럿 심볼은 파일럿에 대한 심볼이고, 제로 심볼은 제로의 신호값이고, 심볼은 통상적으로 복소값이다. 데이터 심볼 및 파일럿 심볼은 PSK 또는 QAM 과 같은 변조 방식으로부터의 변조 심볼일 수도 있다. 파일럿은, 송신기 및 수신기 모두에 의해 선험적으로 (a priori) 공지되는 데이터이다.
OFDM 변조기 (430) 는 데이터 심볼 및 파일럿 심볼을 수신하여, 데이터 심볼을 데이터 셀에 매핑하고, 파일럿 심볼을 파일럿 셀에 매핑한다. 데이터 셀은 데이터를 송신하는데 사용되는 셀이고, 파일럿 셀은 파일럿을 송신하는데 사용되는 셀이고, 셀은 하나의 심볼 주기에서의 하나의 캐리어이며, 하나의 변조 심볼을 송신하는데 사용될 수도 있다. 주어진 캐리어는 하나의 OFDM 심볼 주기에서는 데이터 셀의 역할을 하고, 또다른 OFDM 심볼 주기에서는 파일럿 셀의 역할을 할 수도 있다. OFDM 심볼 주기는 하나의 OFDM 심볼의 지속기간이며, 심볼 주기로도 언급된다. OFDM 변조기 (430) 는 각 심볼 주기에서의 총 K 개의 캐리어에 대한 K 개의 출력 심볼을 획득한다. 각 출력 심볼은 데이터 심볼, 파일럿 심볼, 또는 제로 심볼일 수도 있다. OFDM 변조기 (430) 는 역 FFT (IFFT) 또는 역 DFT (IDFT) 로 각 심볼 주기에 대한 K 개의 출력 심볼을 변환하여, K 개의 시간-도메인 칩을 포함한 유용한 부분을 획득한다. 그런 다음, OFDM 변조기 (430) 는 유용한 부분의 최종 G 개의 칩을 카피하고, 이들 G 개의 칩을 유용한 부분의 앞에 첨부함으로써, K+G 개의 칩을 포함한 OFDM 심볼을 형성한다. 반복되는 부분은 보호 간격 또는 순환 프리픽스 (cyclic prefix) 로 언급되며, 주파수 선택성 페이딩에 의해 야기되는 심볼간 간섭 (ISI) 을 제거하도록 노력하는데 이용된다. OFDM 변조기 (430) 는 각 심볼 주기에서 OFDM 심볼을 제공한다. 송신기 유닛 (TMTR ; 432) 은 이 OFDM 심볼을 수신 및 처리 (예를 들어, 아날로그로 변환, 증폭, 필터링 및 주파수 업컨버팅) 하여, 변조된 신호를 발생시키는데, 이 변조된 신호는 안테나 (434) 를 통해 송신된다.
수신기 (450) 에서, 안테나 (452) 는 송신기 (410) 로부터 변조된 신호를 수신하여, 수신된 신호를 제공한다. 수신기 유닛 (RCVR ; 454) 은 수신된 신호를 컨디셔닝 (예를 들어, 필터링, 증폭, 주파수 다운컨버팅 및 디지털화) 하여, 입력 샘플을 제공한다. OFDM 복조기 (Demod) (460) 는 후술하는 바와 같이 입력 샘플을 처리하여, 각 심볼 주기에서의 총 K 개의 캐리어에 대한 K 개의 수신 심볼을 획득한다. OFDM 복조기 (460) 는 수신된 파일럿 심볼에 기초하여 채널 이득 추정치를 도출하고, 이 채널 이득 추정치를 이용하여 수신된 데이터 심볼에 대해 데이터 복조를 수행하여, 데이터 심볼 추정치를 제공한다. 그런 다음, 수신 (RX) 데이터 프로세서 (470) 는 데이터 심볼 추정치를 처리 (예를 들어, 디인터리빙 및 디코딩) 하여, 디코딩된 데이터를 제공한다. 일반적으로, OFDM 복조기 (460) 및 RX 데이터 프로세서 (470) 에 의한 처리는 각각 송신기 (410) 에서의 OFDM 변조기 (430) 및 TX 데이터 프로세서 (420) 에 의한 처리에 상보적이다.
제어기/프로세서 (440 및 480) 는 각각 송신기 (410) 및 수신기 (450) 에서의 각종 처리 유닛의 동작을 제어한다. 메모리 (442 및 482) 는 각각 송신기 (410) 및 수신기 (450) 에 대한 데이터 및 프로그램 코드를 저장한다.
일 양태에 있어서, 수신기 (450) 는 FFT-사후 재머 검출 및 FFT-사전 재머 억제를 수행할 수도 있다. 수신기 (450) 는, 시간 동기화를 달성할 필요 없이 복조될 각 데이터 버스트 이전에 FFT-사후 재머 검출을 수행할 수도 있다. 이는, 아날로그 TV 신호에서의 컬러 캐리어 및 오디오 캐리어가 연속적이며, 시간 동기화 없이도 FFT 출력에서 피크로서 나타나기 때문에 가능하다.
복조될 각 데이터 버스트 이전에, 수신기 (450) 는 워밍업을 수행하여, 저잡음 증폭기 (LNA), 아날로그 및 디지털 가변 이득 증폭기 (VGA), 직류 (DC) 루프, 및 자동 이득 제어 (AGC) 루프와 같은 회로 블록이 안정화되는 것을 허용할 수도 있다. 그런 다음, 수신기 (450) 는 시간 동기화를 시작하기 이전에 재머 검출을 수행할 수도 있다.
재머 검출을 위해, 수신기 (450) 는 M 개의 심볼 주기에서 수신된 M 개의 OFDM 심볼을 캡처할 수도 있는데, 여기서 일반적으로 M≥1 이다. 수신기 (450) 는 FFT 로 각 수신된 OFDM 심볼을 변환하여, 총 K 개의 캐리어에 대한 K 개의 수신 심볼을 획득할 수도 있는데, 여기서 K 는 동작 모드에 종속한다. M 개의 수신된 OFDM 심볼에 대한 FFT 는, 데이터 복조 동안에 이용되는 통상 FFT 모드보다 수신된 심볼에 대해 더 높은 동작 범위 (dynamic range) 를 갖는 확장 FFT 모드에 기초하여 수행될 수도 있다. 확장 FFT 모드는 FFT 스테이지들 사이에서 보다 높은 라운딩을 이용할 수도 있는데, 이는 관측된 신호의 보다 많은 잘라버림 (truncation) 을 야기하고, 그에 따라 주파수-도메인 심볼의 동작 범위를 상향 시프트함으로써, 재머가 존재하지 않는 경우에 원하는 신호에 의해 점유되는 소수의 최하위 비트 (LSB) 만을 남길 수도 있다.
다음과 같이, 수신기 (450) 는 각 수신된 심볼의 전력을 컴퓨팅하여, 각 캐리어에 대해 M 개의 심볼 주기에 걸쳐 전력을 평균화할 수도 있는데:
Figure 112009034408608-pct00002
여기서,
Figure 112009034408608-pct00003
은 심볼 주기 n 에서 캐리어 k 를 통해 수신된 복소 심볼이고,
Figure 112009034408608-pct00004
은 심볼 주기 n 에서 캐리어 k 를 통해 수신된 심볼의 전력이고,
Figure 112009034408608-pct00005
은 심볼 주기 n 에서의 캐리어 k 에 대한 평균 전력이고,
Figure 112009034408608-pct00006
은 평균화의 양을 결정하는 계수이다.
[수학식 1] 은 무한 임펄스 응답 (IIR) 필터에 기초한 필터링을 나타낸다. 계수
Figure 112009034408608-pct00007
은 0.0 내지 1.0 의 범위일 수도 있는데, 여기서 작은
Figure 112009034408608-pct00008
값은 보다 많은 평균화에 대응하고, 큰
Figure 112009034408608-pct00009
값은 보다 적은 평균화에 대응한다. 또한, 필터링은 유한 임펄스 응답 (FIR) 필터 또는 일부 다른 타입의 필터에 기초하여 수행될 수도 있다.
M 개의 심볼 주기 모두에 대해 수신된 심볼의 전력을 필터링한 이후에, 수신기 (450) 는 총 K 개의 캐리어에 대한 K 개의 필터링된 값 중에서 피크를 탐색할 수도 있다. 수신기 (450) 는 검출 임계값과 각 피크에 대해 필터링된 값을 비교할 수도 있고, 다음과 같이, 필터링된 값이 검출 임계값을 초과하는 경우, 그 피크 위치에서의 재머의 존재를 선언할 수도 있는데:
Figure 112009034408608-pct00010
,
Figure 112009034408608-pct00011
여기서,
Figure 112009034408608-pct00012
는 검출 임계값이다.
Figure 112009034408608-pct00013
는 절대값, 총 K 개의 캐리어 모두에 대한 평균 전력 상위의 소정의 오프셋 등일 수도 있다.
일 디자인에 있어서, 각 검출된 재머의 주파수는 대응하는 피크에 대한 캐리어 인덱스 k 에 의해 결정된다. 이 디자인에 있어서, 검출된 재머 주파수의 분해능은 FFT 빈 또는 캐리어 간격에 의해 결정되는데, 이는 동작 모드에 종속한다. 또다른 디자인에 있어서, 하나 이상 (예를 들어, 2 개) 의 숄더 (shoulder) 값이 검출 임계값 상위의 검출된 각 피크에 대해 식별된다. 피크값 및 숄더값뿐 만 아니라 그 캐리어 인덱스는 보간되어, FFT 빈 간격보다 양호한 분해능을 갖는 검출된 재머 주파수를 획득할 수도 있다.
보간은 각종 방식에 기초할 수도 있다. 일 방식에 있어서, 피크값 및 이 피크에 인접한 2 개의 FFT 빈에 대한 2 개의 숄더값에 대해 선형 보간이 수행될 수도 있다. 재머 주파수가 피크의 FFT 빈의 중심에 있는 경우에는, 2 개의 숄더값은 동등할 것이다. 그러나, 재머 주파수가 피크 FFT 빈과 좌측이나 우측 숄더 FFT 빈 중 어느 하나 사이에 있는 경우에는, 좌측 숄더값은 우측 숄더값과 동등하지 않을 것이다. 2 개의 숄더값의 이론적인 비율은 피크 FFT 빈 중심으로부터의 상이한 주파수 오프셋에 대해 결정될 수도 있고, 동기 함수 (sync function) 를 닮아야 한다. 우측 숄더값에 대한 좌측 숄더값의 실제 비율이 결정되어, 피크 FFT 빈 중심으로부터의 재머 주파수 오프셋을 추정하는데 이용될 수도 있다. 또다른 방식에 있어서, 재머 주파수를 결정하는데 라그랑주 보간이 이용된다.
임의의 보간 방식에 있어서, 각 검출된 재머의 주파수는, 보간으로부터의 분수값 및 대응하는 피크에 대한 전체 캐리어 인덱스 k 에 의해 결정될 수도 있다. FFT 빈 간격보다 양호한 분해능을 갖는 재머 주파수는 보간으로 획득될 수도 있다. 전술한 디자인 모두에 있어서, 각 검출된 재머의 주파수는, 가능하게는 분수값 및 전체 캐리어 인덱스 k 에 의해 결정된 지수값으로 표현될 수도 있다.
수신기 (450) 는, 수신기에 일반적으로 사용가능한 각종 타입의 필터를 사용하여 검출된 재머 모두에 대해 FFT-사전 재머 억제를 수행할 수도 있다. 일 디자인에 있어서, 수신기 (450) 는, DC 루프에 일반적으로 이용되는 협대역 노치 필 터를 사용하여 재머 억제를 수행한다. 통상적으로, DC 루프는 노치 필터를 사용하여 DC 오프셋 정정을 수행하는데, 이는 제로 주파수로 튜닝된다. 이 노치 필터 또는 이 노치 필터의 카피는 검출된 재머를 억제하는데 사용될 수도 있다. 하나의 검출된 재머를 억제하기 위해서, 수신기 (450) 는 입력 샘플을 검출된 재머 주파수만큼 다운컨버팅 (즉, 주파수 변환 또는 로테이션) 하고, 다운컨버팅된 샘플을 노치 필터로 필터링하고, 필터링된 샘플을 검출된 재머 주파수만큼 업컨버팅할 수도 있다. 다운컨버팅은 노치 필터 이전에 입력 샘플의 단순한 로테이션으로 달성될 수도 있고, 업컨버팅은 노치 필터 이후에 동일한 양만큼의 역로테이션으로 달성될 수도 있다. 다수의 검출된 재머를 억제하기 위해서, 수신기 (450) 는 입력 샘플을 제 1 검출된 재머 주파수만큼 로테이션하고, 그런 다음 이 샘플을 노치 필터로 필터링하고, 그런 다음 이 샘플을 제 2 검출된 재머 주파수로 로테이션하고, 그런 다음 이 샘플을 노치 필터로 필터링하고, …, 최종적으로 이 샘플을 오리지널 주파수로 역로테이션할 수도 있다.
또다른 디자인에 있어서, 수신기 (450) 는, 각 검출된 재머 주파수로 튜닝되는 협대역 노치 필터를 사용하여 재머 억제를 수행한다. 이 디자인에 있어서, 로테이터/승산기는 임의의 원하는 주파수로 노치 필터를 튜닝하는데 사용될 수도 있다. 하나의 검출된 재머를 억제하기 위해서, 노치 필터는 검출된 재머 주파수로 튜닝되어, 입력 샘플을 필터링하는데 사용될 수도 있다. 다수의 검출된 재머를 억제하기 위해서, 노치 필터는 제 1 검출된 재머 주파수로 튜닝되고, 그런 다음 입력 샘플을 필터링하는데 사용되고, 그런 다음 제 2 검출된 재머 주파수로 튜닝되고, 그런 다음 이 샘플을 필터링하는데 사용될 수도 있다 …. 이 디자인에 있어서, 입력 샘플은 로테이션되지 않는다.
일반적으로, 임의의 개수의 노치 필터가 재머 억제에 사용될 수도 있고, 각 노치 필터는 임의의 개수의 검출된 재머를 억제하는데 사용될 수도 있다. 입력 샘플은 노치 필터 모두를 통해 전달될 수도 있는데, 이들 노치 필터는 캐스캐이드로 또는 일부 다른 구성으로 연결될 수도 있다.
수신기 (450) 는 각 데이터 버스트 이전에 재머 검출을 수행할 수도 있고, 재머가 검출되는지 여부에 종속하여 재머 억제를 위해 노치 필터(들)를 인에이블 또는 디스에이블할 수도 있다. 일 디자인에 있어서, 재머 억제를 인에이블할지 또는 디스에이블할지의 판정은 각 데이터 버스트에 대한 재머 검출 결과에 기초하여 각 데이터 버스트에 대해 독립적으로 이루어질 수도 있다. 또다른 디자인에 있어서, 재머 억제를 인에이블할지 또는 디스에이블할지의 판정은 이전의 데이터 버스트에 대한 정보 및 현재의 데이터 버스트에 대한 재머 검출 결과에 기초하여 이루어질 수도 있다. 예를 들어, 노치 필터(들)는, 재머가 검출된 이후에 몇몇 데이터 버스트에 대해 인에이블될 수도 있다. 이는 재머 검출의 양호한 검출 확률을 허용할 수도 있는데, 그 이유는 재머의 존재가 방송 환경에서 비교적 정적 상태일 수도 있기 때문이다. (DVB-H 신호 및 재머 모두의) 다중경로 및 이동으로 인한 무선 채널의 변동은 재머 검출 성능에 영향을 미칠 수도 있지만, 이는 보다 동적이며 주파수 채널 내의 평균 재머 전력을 중심으로 하여 시간에 있어서 보다 신속하게 변할 수도 있다.
재머 검출은, 재머를 검출하여 각 검출된 재머의 주파수 및 가능하게는 레벨을 결정하도록 동기화 이전에 수행될 수도 있다. 그런 다음, 검출된 재머 모두를 억제하는데 하나 이상의 노치 필터가 사용될 수도 있다. 노치 필터(들)가 활성인 동안에 동기화 태스크가 수행될 수도 있고, 재머의 존재로부터 기인하는 임의의 바이어스가 제거될 수도 있다. 동기화를 수행하기 이전의 재머의 억제는 복조 성능뿐만 아니라 검출 및 획득 성능을 향상시킬 수도 있다. 또한, 동기화 이전에 재머 검출을 수행하는 것은 하드웨어 요건을 완화할 수도 있다. 대부분의 하드웨어 처리 능력은 동기화 이전에는 재머 검출에 이용가능할 수도 있고, 동기화 이후에는 데이터 복조에 이용될 수도 있다.
또다른 양태에 있어서, 수신기 (450) 는 FFT-사후 재머 검출 및 FFT-사후 재머 억제를 수행할 수도 있다. 수신기 (450) 는 데이터 버스트의 수신 이전에 및/또는 데이터 버스트의 수신 동안에 FFT-사후 재머 검출을 수행하여, 재머를 갖는 캐리어를 결정할 수도 있다. 전술한 바와 같이, 이들 재머는 아날로그 TV 신호로 인한 것일 수도 있고, 대역내에 있을 수도 있다. 그런 다음, 수신기 (450) 는 재머를 갖는 캐리어를 소거 또는 감소시켜, 이들 대역내 재머를 억제할 수도 있다. 임의의 개수의 캐리어 및 재머를 갖는 임의의 캐리어 세트는 용이하게 소거 또는 감소될 수도 있다.
재머 검출을 위해, 수신기 (450) 는 FFT 로 각 수신된 OFDM 심볼을 변환하여, 총 K 개의 캐리어에 대한 K 개의 수신 심볼을 획득할 수도 있다. FFT 는 데이터 복조 동안에 이용되는 통상 FFT 모드에 기초하여 수행될 수도 있다. 일 디자인에 있어서, 재머 검출은 각 캐리어에 대한 데이터 전력 및 채널 전력에 기초하여 각 캐리어에 대해 수행될 수도 있다. 이 디자인에 있어서, 수신기 (450) 는 파일럿 셀로부터 수신된 파일럿 심볼에 기초하여 총 K 개의 캐리어에 대한 채널 이득 추정치를 도출할 수도 있다.
다음과 같이, 수신기 (450) 는 각 캐리어 k 에 대한 데이터 전력을 컴퓨팅할 수도 있는데:
Figure 112009034408608-pct00014
여기서,
Figure 112009034408608-pct00015
는 심볼 주기 n 에서 캐리어 k 를 통해 수신된 복소 데이터 심볼이고,
Figure 112009034408608-pct00016
은 심볼 주기 n 에서의 캐리어 k 에 대한 데이터 전력이고,
Figure 112009034408608-pct00017
는 데이터 전력에 대한 평균화의 양을 결정하는 계수이다.
다음과 같이, 수신기 (450) 는 각 캐리어 k 에 대한 채널 전력을 컴퓨팅할 수도 있는데:
Figure 112009034408608-pct00018
여기서,
Figure 112009034408608-pct00019
은 심볼 주기 n 에서의 캐리어 k 에 대한 복소 채널 이득 추정치이고,
Figure 112009034408608-pct00020
은 심볼 주기 n 에서의 캐리어 k 에 대한 채널 전력이고,
Figure 112009034408608-pct00021
는 채널 전력에 대한 평균화의 양을 결정하는 계수이다.
채널 이득 추정치
Figure 112009034408608-pct00022
은 파일럿 셀로부터 수신된 파일럿 심볼에 기초 하여 도출될 수도 있다. 각 심볼 주기에 있어서, 초기 채널 이득 추정치는 각 심볼 주기에서 파일럿 셀로부터 수신된 파일럿 심볼에 기초하여 도출될 수도 있다. 하나 이상의 심볼 주기에서의 파일럿 셀에 대한 초기 채널 이득 추정치는 처리 (예를 들어, 보간) 되어, 각 심볼 주기에서의 총 K 개의 캐리어에 대한 채널 이득 추정치를 획득할 수도 있다.
[수학식 3] 에서의 IIR 필터 및 [수학식 4] 에서의 IIR 필터는 각각 데이터 전력 및 채널 전력을 시간 평균화한다. 필터링은 재머 검출 성능을 향상시키는데, 그 이유는 신호와 재머가 보강 결합하는지 또는 상쇄 결합하는지에 종속하여, 재머를 갖는 캐리어가 일부 시간에는 저전력을 갖고, 다른 일부 시간에는 보다 고전력을 가질 수도 있기 때문이다. 그러나, 시간에 따라, 재머를 갖는 캐리어는 평균 전력보다 높은 전력을 가질 것이다. 계수
Figure 112009034408608-pct00023
및 계수
Figure 112009034408608-pct00024
는 0.0 내지 1.0 의 범위일 수도 있고, 원하는 평균화의 양을 달성하도록 선택될 수도 있다. 계수
Figure 112009034408608-pct00025
는 계수
Figure 112009034408608-pct00026
와 동등할 수도 있고, 또는 동등하지 않을 수도 있다.
각 캐리어 k 에 대해, 데이터 전력은 채널 전력과 비교될 수도 있다. 다음과 같이, 데이터 전력이 채널 전력보다 충분히 큰 경우, 캐리어 k 상의 재머가 선언될 수도 있는데:
Figure 112009034408608-pct00027
Figure 112009034408608-pct00028
,
Figure 112009034408608-pct00029
여기서,
Figure 112009034408608-pct00030
는 채널 전력에 대한 임계 승수이다.
Figure 112009034408608-pct00031
는 컴퓨터 시뮬레이션, 실험 측정, 필드 테스팅 등에 기초하여 선택될 수도 있다. 예를 들어,
Figure 112009034408608-pct00032
는 5/3 (대략 4.5 dB 임) 또는 일부 다른 값으로 설정될 수도 있다.
또다른 디자인에 있어서, 각 캐리어에 대한 데이터 전력 및 잡음 전력에 기초하여 각 캐리어에 대해 재머 검출이 수행될 수도 있다. 이 디자인에 있어서, 다음과 같이, 수신기 (450) 는 각 캐리어 k 에 대한 잡음을 추정할 수도 있는데:
Figure 112009034408608-pct00033
여기서,
Figure 112009034408608-pct00034
은 심볼 주기 n 에서의 캐리어 k 에 대한 경판정 (hard decision) 이고,
Figure 112009034408608-pct00035
은 심볼 주기 n 에서의 캐리어 k 에 대한 잡음이다. 또한, 잡음
Figure 112009034408608-pct00036
은 다른 방식으로 추정될 수도 있다.
다음과 같이, 수신기 (450) 는 각 캐리어 k 에 대한 잡음을 필터링할 수도 있는데:
Figure 112009034408608-pct00037
여기서,
Figure 112009034408608-pct00038
은 심볼 주기 n 에서의 캐리어 k 에 대한 잡음 전력이고,
Figure 112009034408608-pct00039
은 잡음 전력에 대한 평균화의 양을 결정하는 계수이다.
각 캐리어 k 에 대해, 데이터 전력은 잡음 전력과 비교될 수도 있다. 다음과 같이, 데이터 전력이 잡음 전력보다 충분히 큰 경우, 캐리어 k 상의 재머가 선언될 수도 있는데:
Figure 112009034408608-pct00040
Figure 112009034408608-pct00041
,
Figure 112009034408608-pct00042
여기서,
Figure 112009034408608-pct00043
은 잡음 전력에 대한 임계 승수이다.
Figure 112009034408608-pct00044
은 컴퓨터 시뮬레이션, 실험 측정, 필드 테스팅 등에 기초하여 선택될 수도 있다.
다른 디자인에 있어서, 각 캐리어에 대한 데이터 전력은 총 K 개의 캐리어에 대한 스케일링된 평균 전력, 소정값, 또는 일부 다른 값과 비교될 수도 있다. 일반적으로, 임계값은 각 캐리어에 대해 결정될 수도 있고 (예를 들어,
Figure 112009034408608-pct00045
또는
Figure 112009034408608-pct00046
), 각 캐리어 세트에 대해 결정될 수도 있고, 또는 총 K 개의 캐리어 모두에 대해 결정될 수도 있다.
재머 억제를 위해, 검출된 재머를 갖는 각 캐리어는 각종 방식으로 변경될 수도 있다. 일 디자인에 있어서, 재머를 갖는 각 캐리어는, 각 캐리어에 대해 수신된 데이터 심볼을 제로 심볼 (또는 단순히 제로) 로 대체함으로써 소거될 수도 있다. 그런 다음, 재머를 갖지 않는 캐리어에 대해 수신된 데이터 심볼 및 재머를 갖는 캐리어에 대한 제로 심볼에 대해 데이터 복조가 수행될 수도 있다. 예를 들어, 각 심볼의 코드 비트에 대한 LLR (Log Likelihood Ratio) 이 컴퓨팅될 수도 있다. 각 코드 비트에 대한 LLR 은, 이 코드 비트가 '1' 또는 '0' 일 가능성을 나타낸다. 재머를 갖는 캐리어에 대해 코드 비트에 대한 LLR 은 제로로 설정되어, 이들 코드 비트가 '1' 또는 '0' 일 가능성이 동등하다는 것을 나타낼 수도 있다. 제로의 LLR 을 갖는 코드 비트는 디코딩 프로세스에서 가중치가 주어지지 않을 수도 있는데, 이는 재머가 디코딩 성능을 열화시키는 것을 방지할 수도 있다. 또다른 디자인에 있어서, 재머를 갖는 각 캐리어에 대한 LLR 은 (제로로 설정되는 대신에) 감소되어, 이들 LLR 에 의해 전달되는 '0' 또는 '1' 값에서의 보다 낮은 확실성을 나타낼 수도 있다.
일 디자인에 있어서, 각 심볼 주기에서 D 개의 데이터 캐리어 각각에 대해 재머 검출 및 억제가 수행될 수도 있다. 도 3b 에 도시된 바와 같이, 데이터 캐리어는 심볼 주기마다 변할 수도 있다. 각 심볼 주기에 있어서, 전술한 바와 같이, 총 K 개의 캐리어 각각에 대해 데이터 전력 및 채널 전력이 업데이트될 수도 있다. 그러나, 재머 검출 및 억제는 D 개의 데이터 캐리어에 대해 수행될 수도 있고, P 개의 파일럿 캐리어에 대해서는 생략될 수도 있다.
또다른 디자인에 있어서, 재머 검출 및 억제는 최대 L 개의 캐리어에 대해 수행될 수도 있는데, 여기서 L 은 고정값일 수도 있고, 512, 1024, 2048 또는 일부 다른 값과 동등할 수도 있다. 예를 들어, L=2048 인 경우, 재머 검출 및 억제는 DVB 모드 1 과, ISDB-T 모드 1, 모드 2 및 모드 3 에서 캐리어 모두에 대해 수행될 수도 있는데, 그 이유는 이들 모드 모두가 2048 개 미만의 캐리어를 갖기 때문이다. DVB 모드 2 및 모드 3 에 있어서, L=2048 인 경우, 재머 검출 및 억제는 총 K 개의 캐리어의 서브세트에 대해 수행될 수도 있다. L 개의 캐리어는 총 K 개의 캐리어에 걸쳐 분산될 수도 있고, 또는 재머가 존재할 가능성이 높은 영 역에 집중될 수도 있다. 이 디자인은 메모리 및 전력 요건을 감소시키는데 이용될 수도 있다.
또다른 디자인에 있어서, 재머 검출 및 억제는 상이한 주파수 영역에 대해 선택적으로 수행될 수도 있다. 총 K 개의 캐리어는 다수 (예를 들어, 16 개) 의 영역으로 파티셔닝될 수도 있다. 각 영역은 인접 캐리어 세트에 대응할 수도 있다. 재머 검출 및 억제는 각 영역에 대해 인에이블 또는 디스에이블될 수도 있다. 예를 들어, 재머 검출 및 억제는, 재머가 존재할 가능성이 높은 영역 (예를 들어, 컬러 캐리어 및 오디오 캐리어를 커버하는 영역) 에 대해서는 인에이블될 수도 있고, 재머가 존재할 가능성이 낮거나 없는 영역에 대해서는 디스에이블될 수도 있다.
캐리어를 제로로 설정하는 것은 이 캐리어 상의 원하는 신호뿐만 아니라 재머를 효과적으로 제거한다. 재머를 갖는 캐리어를 소거하는 영향은 수신기 (450) 에 의해 수신된 데이터 버스트에 대해 송신기 (410) 에 의해 이용되는 코드 레이트에 종속할 수도 있다. 보다 높은 코드 레이트는 송신된 데이터에서 보다 낮은 중복성을 발생시키고, 송신된 데이터에서의 중복성은 낮아지고, 재머를 갖는 캐리어를 소거하는 것은 디코딩 성능에 보다 큰 영향을 줄 수도 있다. 보다 낮은 코드 레이트에 대해 그 반대가 유효할 수도 있다.
일반적으로, 재머 검출 및 억제는 각종 방식으로 그리고 각종 인자에 기초하여 수행될 수도 있다. 일 디자인에 있어서, 재머 검출 및 억제는, 코드 레이트에 상관 없이 데이터를 수신할 때마다 인에이블되어 수행될 수도 있다. 또다른 디자인에 있어서, 재머 검출 및 억제는, 소정의 코드 레이트 이하에 대해, 또는 동기화 이전에 재머가 검출되는 경우, 또는 일부 다른 조건 또는 기준에 기초하여 인에이블될 수도 있고, 그 이외에는 디스에이블될 수도 있다. 또다른 디자인에 있어서, 재머 검출은 코드 레이트 및/또는 다른 인자에 종속할 수도 있다. 예를 들어, 보다 큰 진폭을 갖는 재머만을 소거하도록 보다 높은 코드 레이트에 대해 보다 큰 임계 승수
Figure 112009034408608-pct00047
또는
Figure 112009034408608-pct00048
이 이용될 수도 있는데, 이는 원하는 신호의 소거로 인한 영향을 감소시킬 수도 있다.
수신기 (450) 는 FFT-사후 재머 검출 및 FFT-사전 재머 억제를 수행할 수도 있는데, 이는 제 1 재머 검출 및 억제 방식으로 언급된다. 대안적으로 또는 부가적으로, 수신기 (450) 는 FFT-사후 재머 검출 및 FFT-사후 재머 억제를 수행할 수도 있는데, 이는 제 2 재머 검출 및 억제 방식으로 언급된다. 제 1 방식은 복조 성능뿐만 아니라 신호 검출 및 획득 성능을 향상시킬 수도 있다. 제 2 방식은 임의의 캐리어 및 임의의 개수의 캐리어에서의 재머를 검출 및 억제가능할 수도 있고, 복조 성능을 향상시킬 수도 있다. 이들 방식 중 어느 하나의 방식 또는 이들 방식 모두가 수행될 수도 있도록, 제 1 방식 및 제 2 방식은 서로 독립적으로 수행될 수도 있다.
도 5 는 도 4 의 수신기 (450) 에서의 OFDM 복조기 (460) 의 일 디자인의 블록도이다. OFDM 복조기 (460) 내에서, 후술하는 바와 같이, 유닛 (510) 은 입력 샘플에 대해 DC 오프셋 제거 및 FFT-사전 재머 억제를 수행할 수도 있다. 전처리기 (512) 는 유닛 (510) 으로부터의 샘플을 처리하여, 수신된 샘플을 제공한 다. 전처리기 (512) 는 AGC, 타이밍 획득, 필터링, 샘플 레이트 변환, 주파수 에러 추정과 제거, 및/또는 다른 기능을 수행할 수도 있다. 동기화 (Sync) 유닛 (514) 은 시간 동기화를 수행하고, 각 수신된 OFDM 심볼에 대해 어떤 샘플을 처리할지를 나타내는 FFT 윈도우를 발생시킨다.
유닛 (516) 은 유닛 (514) 으로부터의 FFT 윈도우에 기초하여 각 수신된 OFDM 심볼에서 보호 간격을 제거하고, 각 수신된 OFDM 심볼에 대해 K 개의 수신 샘플을 제공한다. 직병렬 변환기 (S/P ; 518) 는 병렬로 각 수신된 OFDM 심볼에 대해 K 개의 수신 샘플을 제공한다. 유닛 (520) 은 K 개의 수신 샘플에 대해 FFT/DFT 를 수행하여, 총 K 개의 캐리어에 대한 K 개의 주파수-도메인 수신 심볼을 획득한다. 유닛 (520) 은 P 개의 파일럿 캐리어로부터 수신된 파일럿 심볼을 채널 추정기 (522) 로 제공하고, D 개의 데이터 캐리어로부터 수신된 데이터 심볼을 제로 대체 유닛 (526) 으로 제공하고, 총 K 개의 캐리어로부터 수신된 심볼을 재머 검출기 (524) 로 제공한다. 채널 추정기 (522) 는 수신된 파일럿 심볼에 기초하여 총 K 개의 캐리어에 대한 채널 이득 추정치를 도출한다.
제 1 재머 검출 및 억제 방식에 있어서, 재머 검출기 (524) 는, (ⅰ) 예를 들어 [수학식 1] 에 나타낸 바와 같이 각 캐리어에 대해 수신된 심볼의 전력을 필터링하고, (ⅱ) 예를 들어 [수학식 2] 에 나타낸 바와 같이 각 캐리어에 대한 전력과 검출 임계값을 비교함으로써, FFT-사후 재머 검출을 수행할 수도 있다. 또한, 재머 검출기 (524) 는 각 검출된 재머의 주파수를 결정할 수도 있는데, 이는 FFT-사전 필터링에 이용되어, 검출된 재머를 억제할 수도 있다.
제 2 재머 검출 및 억제 방식에 있어서, 재머 검출기 (524) 는, (ⅰ) 예를 들어 [수학식 3] 및 [수학식 4] 에 나타낸 바와 같이 각 캐리어에 대한 데이터 전력 및 채널 전력을 결정하고, (ⅱ) 예를 들어 [수학식 5] 에 나타낸 바와 같이 데이터 전력과 스케일링된 채널 전력을 비교함으로써, FFT-사후 재머 검출을 수행할 수도 있다. 또한, 재머 검출기 (524) 는 다른 방식으로, 예를 들어 데이터 전력 및 잡음 전력에 기초하여 재머 검출을 수행할 수도 있다. 재머 검출기 (524) 는 검출된 재머를 갖는 캐리어를 제공할 수도 있다. 제로 대체 유닛 (526) 은 재머를 갖는 각 캐리어를 소거하고, 재머를 갖지 않는 각 캐리어를 통과시킬 수도 있다.
병직렬 변환기 (P/S ; 528) 는 유닛 (526) 으로부터의 각 심볼 주기에서의 K 개의 심볼을 직렬화한다. 데이터 복조기 (530) 는 채널 이득 추정치를 이용하여 수신된 데이터 심볼에 대해 데이터 복조/검출을 수행하고, 데이터 심볼 추정치를 제공하는데, 이는 LLR 또는 일부 다른 포맷으로 주어질 수도 있다. 또한, 데이터 복조기 (530) 는 재머를 갖는 캐리어에 대한 LLR 을 감소시킬 수도 있다.
도 6 은 도 5 에서의 DC 루프/재머 필터 유닛 (510) 의 일 디자인을 도시한 도면이다. 유닛 (510) 내에서, 승산기/로테이터 (610) 는 검출된 재머 주파수에서의 복소 정현파 (complex sinusoidal) 와 입력 샘플을 승산하여, 제로 주파수에 검출된 재머의 중심을 둔다. 다중화기 (Mux ; 612) 는 승산기 (610 또는 616) 로부터의 샘플을 선택하여, 선택된 샘플을 제공한다. 노치 필터 (614) 는 다중화기 (612) 로부터의 샘플을 필터링하여, 검출된 재머를 억제한다. 승산기 (616) 는 적절한 주파수에서의 복소 정현파와 노치 필터 (614) 로부터의 필터링된 샘플을 승산하여, 재머가 억제된 샘플을 제공한다. 단일 검출된 재머를 억제하기 위해서, 도 6 에 도시된 바와 같이, 승산기 (610) 는 검출된 재머를 제로 주파수로 변환할 수도 있고, 승산기 (616) 는 필터링된 샘플을 오리지널 주파수로 변환할 수도 있다. 다수의 검출된 재머를 억제하기 위해서, 승산기 (610) 는 제 1 검출된 재머를 제로 주파수로 변환할 수도 있고, 승산기 (616) 는 필터링된 샘플을 다음의 검출된 재머 주파수 또는 오리지널 주파수로 변환할 수도 있다 (도 6 에는 도시되지 않음). 또한, FFT-사전 재머 억제는, 노치 필터 (614) 를 각 검출된 재머 주파수로 튜닝하고, 유닛 (510) 으로부터 승산기 (610 및 616) 를 생략함으로써, 수행될 수도 있다.
도 7 은 재머 검출 및 억제를 수행하기 위한 프로세스 (700) 의 일 디자인을 도시한 도면이다. (예를 들어, FFT 또는 DFT 로) 입력 신호가 변환되어, 주파수-도메인 신호를 획득할 수도 있다 (블록 712). 입력 신호는 도 5 에서의 유닛 (510) 으로 제공되는 입력 샘플에 대응할 수도 있다. 주파수-도메인 신호는 도 5 에서의 FFT/DFT 유닛 (520) 으로부터 수신된 심볼에 대응할 수도 있다. 입력 신호는 재머 검출을 위한 제 1 변환 모드에 기초하여 그리고 데이터 복조를 위한 제 2 변환 모드에 기초하여 변환될 수도 있다. 제 1 변환 모드는 제 2 변환 모드보다 높은 동작 범위를 가질 수도 있고, 재머를 보다 양호하게 캡처가능할 수도 있다.
주파수-도메인 신호에 기초하여, 입력 신호에서의 재머가 검출될 수도 있다 (블록 714). 복수의 캐리어의 전력은 주파수-도메인 신호에 기초하여 결정될 수도 있다. 그런 다음, 재머는 복수의 캐리어의 전력에서의 피크에 기초하여 검출될 수도 있다. 예를 들어, 피크가 임계값을 초과하는 경우, 재머가 선언될 수도 있다. 임계값은, 예를 들어 복수의 캐리어에 대한 평균 전력에 기초하여 결정되는, 변경가능한 (configurable) 값 또는 고정값일 수도 있다. 검출된 재머의 주파수는 피크의 캐리어에 기초하여 결정될 수도 있다. 또한, 피크 및 그 숄더에 대해 보간이 수행되어, 검출된 재머의 주파수를 결정할 수도 있다. 입력 신호는, 예를 들어 도 3a 에 도시된 바와 같이 시간-슬라이스된 데이터 버스트를 포함할 수도 있고, 재머는 복조될 각 데이터 버스트 이전에 검출될 수도 있다.
입력 신호가 필터링되어, 검출된 재머를 억제할 수도 있다 (블록 716). 하나의 검출된 재머에 대해, 입력 신호는 검출된 재머 주파수만큼 다운컨버팅되고, 그런 다음 필터링되어 검출된 재머를 억제하고, 그런 다음 검출된 재머 주파수만큼 업컨버팅될 수도 있다. 다수의 검출된 재머에 대해, 입력 신호는 주파수 변환되어 원하는 주파수 (예를 들어, 제로 주파수) 에 제 1 재머의 중심을 두고, 그런 다음 필터링되어 제 1 재머를 억제하고, 그런 다음 주파수 변환되어 원하는 주파수에 제 2 재머의 중심을 두고, 그런 다음 필터링되어 제 2 재머를 억제할 수도 있다 …. 대안적으로, 입력 신호는 각 검출된 재머 주파수로 튜닝된 노치 필터에 기초하여 필터링될 수도 있다. 재머가 검출되는 경우에는 입력 신호의 필터링이 인에이블될 수도 있고, 재머가 검출되지 않는 경우에는 입력 신호의 필터링이 디스에이블될 수도 있다.
도 8 은 재머 검출 및 억제를 수행하기 위한 프로세스 (800) 의 일 디자인을 도시한 도면이다. (예를 들어, FFT 또는 DFT 로) 입력 신호가 변환되어, 주파수-도메인 신호를 획득할 수도 있다 (블록 812). 이 주파수-도메인 신호에 기초하여, 입력 신호에서의 재머가 검출될 수도 있다 (블록 814). 일 디자인에 있어서, 예를 들어 [수학식 3] 및 [수학식 4] 에 나타낸 바와 같이, 복수의 캐리어 각각에 대한 데이터 전력 및 채널 전력이 결정될 수도 있다. 재머가 각 캐리어 상에 존재하는지 여부는, 각 캐리어에 대한 데이터 전력 및 채널 전력에 기초하여 결정될 수도 있다. 예를 들어 [수학식 5] 에 나타낸 바와 같이, 예를 들어 데이터 전력이 소정량만큼 채널 전력을 초과하는 경우, 재머가 선언될 수도 있다. 또다른 디자인에 있어서, 예를 들어 [수학식 3], [수학식 6] 및 [수학식 7] 에 나타낸 바와 같이, 복수의 캐리어 각각에 대한 데이터 전력 및 잡음 전력이 결정될 수도 있다. 예를 들어 [수학식 8] 에 나타낸 바와 같이, 재머가 각 캐리어 상에 존재하는지 여부는, 각 캐리어에 대한 데이터 전력 및 잡음 전력에 기초하여 결정될 수도 있다. 또한, 다른 방식으로, 예를 들어 모든 캐리어에 대해 스케일링된 평균 전력일 수도 있는, 변경가능한 값 또는 고정값과 각 캐리어에 대한 데이터 전력을 비교함으로써, 재머 검출이 수행될 수도 있다. 검출된 재머를 갖는 캐리어 상의 주파수-도메인 신호가 변경 (예를 들어, 소거 또는 감소) 될 수도 있다 (블록 816).
본 명세서에 기재된 기술은 각종 수단으로 구현될 수도 있다. 예를 들어, 이들 기술은 하드웨어, 펌웨어, 소프트웨어, 또는 이들의 조합으로 구현될 수 도 있다. 하드웨어 구현에 있어서, 재머 검출 및 억제를 수행하는데 사용되는 처리 유닛은, 하나 이상의 주문형 집적 회로 (ASIC), 디지털 신호 프로세서 (DSP), 디지털 신호 처리 디바이스 (DSPD), 프로그래머블 논리 디바이스 (PLD), 필드 프로그래머블 게이트 어레이 (FPGA), 프로세서, 제어기, 마이크로제어기, 마이크로프로세서, 전자 디바이스, 본 명세서에 기재된 기능을 수행하도록 디자인된 다른 전자 유닛, 컴퓨터, 또는 이들의 조합 내에서 구현될 수도 있다.
펌웨어 및/또는 소프트웨어 구현에 있어서, 이들 기술은, 본 명세서에 기재된 기능을 수행하는 모듈 (예를 들어, 절차, 함수 등) 로 구현될 수도 있다. 펌웨어 및/또는 소프트웨어 코드는 메모리 (예를 들어, 도 4 에서의 메모리 (482)) 에 저장되어, 프로세서 (예를 들어, 프로세서 (480)) 에 의해 실행될 수도 있다. 메모리는 프로세서 내부에 또는 프로세서 외부에 구현될 수도 있다.
본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자가 본 발명을 이용 또는 실시할 수 있도록 본 개시물의 전술한 설명이 제공된다. 본 개시물에 대한 각종 변형은 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 자명하고, 본 명세서에 정의된 일반적인 원리는 본 개시물의 범위 또는 사상을 벗어나지 않으면서 다른 변형물에 적용될 수도 있다. 따라서, 본 개시물은 본 명세서에 기재된 실시예에 한정되도록 의도되는 것이 아니라, 본 명세서에 개시된 원리 및 신규 특징에 부합하는 가장 광범위한 범위를 따르는 것이다.

Claims (36)

  1. 입력 신호를 변환하여 주파수-도메인 신호를 획득하고, 상기 주파수-도메인 신호에 기초하여 상기 입력 신호에서의 재머를 검출하며, 상기 입력 신호를 필터링하여 상기 검출된 재머를 억제하도록 구성된 적어도 하나의 프로세서; 및
    상기 적어도 하나의 프로세서에 연결된 메모리를 포함하고,
    상기 적어도 하나의 프로세서는, 상기 주파수-도메인 신호에 기초하여 복수의 캐리어의 전력을 결정하고, 상기 복수의 캐리어의 전력에서의 피크에 기초하여 재머를 검출하도록 구성되는, 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는, 상기 입력 신호를 검출된 재머 주파수만큼 다운컨버팅하고, 상기 다운컨버팅된 입력 신호를 필터링하여 상기 검출된 재머 주파수에서의 재머를 억제하며 필터링된 신호를 획득하고, 상기 필터링된 신호를 상기 검출된 재머 주파수만큼 업컨버팅하도록 구성되는, 장치.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는,
    상기 입력 신호를 주파수 변환하고, 상기 주파수 변환된 입력 신호를 필터링하여 제 1 주파수에서의 제 1 재머를 억제하며 제 1 필터링된 신호를 획득하고,
    상기 제 1 필터링된 신호를 주파수 변환하고, 상기 주파수 변환된 제 1 필터링된 신호를 필터링하여 제 2 주파수에서의 제 2 재머를 억제하며 제 2 필터링된 신호를 획득하고, 상기 제 2 필터링된 신호를 주파수 변환하도록 구성되는, 장치.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는, 검출된 재머 주파수로 튜닝된 노치 필터에 기초하여 상기 입력 신호를 필터링하도록 구성되는, 장치.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는, 재머 검출을 위한 제 1 변환 모드에 기초하여 상기 입력 신호를 변환하고, 데이터 복조를 위한 제 2 변환 모드에 기초하여 상기 입력 신호를 변환하도록 구성되고,
    상기 제 1 변환 모드는, 상기 제 2 변환 모드보다 높은 동작 범위 (dynamic range) 를 갖는, 장치.
  6. 삭제
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는, 임계값을 초과하는 각 피크에 대해 재머를 선언하도록 구성되는, 장치.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는, 상기 복수의 캐리어에 대한 평균 전력에 기초하여 상기 임계값을 결정하도록 구성되는, 장치.
  9. 제 1 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는, 상기 피크의 캐리어에 기초하여 상기 검출된 재머의 주파수를 결정하도록 구성되는, 장치.
  10. 제 1 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는, 상기 피크 및 상기 피크의 숄더 (shoulder) 에 대해 보간을 수행하여 상기 검출된 재머의 주파수를 결정하도록 구성되는, 장치.
  11. 제 1 항에 있어서,
    상기 입력 신호는 데이터 버스트를 포함하고,
    상기 적어도 하나의 프로세서는, 복조될 각 데이터 버스트 이전에 재머를 검출하도록 구성되는, 장치.
  12. 제 1 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는, 재머가 검출되는 경우에는 상기 입력 신호의 필터링을 인에이블하고, 재머가 검출되지 않는 경우에는 상기 입력 신호의 필터링을 디스에이블하도록 구성되는, 장치.
  13. 입력 신호를 변환하여 주파수-도메인 신호를 획득하는 단계;
    상기 주파수-도메인 신호에 기초하여 상기 입력 신호에서의 재머를 검출하는 단계; 및
    상기 입력 신호를 필터링하여 상기 검출된 재머를 억제하는 단계를 포함하고,
    상기 입력 신호에서의 재머를 검출하는 단계는,
    상기 주파수-도메인 신호에 기초하여 복수의 캐리어의 전력을 결정하는 단계, 및
    상기 복수의 캐리어의 전력에서의 피크에 기초하여 재머를 검출하는 단계를 포함하는, 방법.
  14. 삭제
  15. 제 13 항에 있어서,
    상기 입력 신호를 필터링하여 상기 검출된 재머를 억제하는 단계는, 노치 필터로 상기 입력 신호를 필터링하여 상기 검출된 재머를 억제하는 단계를 포함하는, 방법.
  16. 입력 신호를 변환하여 주파수-도메인 신호를 획득하는 수단;
    상기 주파수-도메인 신호에 기초하여 상기 입력 신호에서의 재머를 검출하는 수단; 및
    상기 입력 신호를 필터링하여 상기 검출된 재머를 억제하는 수단을 포함하고,
    상기 입력 신호에서의 재머를 검출하는 수단은,
    상기 주파수-도메인 신호에 기초하여 복수의 캐리어의 전력을 결정하는 수단, 및
    상기 복수의 캐리어의 전력에서의 피크에 기초하여 재머를 검출하는 수단을 포함하는, 장치.
  17. 삭제
  18. 제 16 항에 있어서,
    상기 입력 신호를 필터링하여 상기 검출된 재머를 억제하는 수단은, 노치 필터로 상기 입력 신호를 필터링하여 상기 검출된 재머를 억제하는 수단을 포함하는, 장치.
  19. 입력 신호를 변환하여 주파수-도메인 신호를 획득하고, 상기 주파수-도메인 신호에 기초하여 상기 입력 신호에서의 재머를 검출하며, 검출된 재머를 갖는 캐리어 상의 상기 주파수-도메인 신호를 변경하도록 구성된 적어도 하나의 프로세서; 및
    상기 적어도 하나의 프로세서에 연결된 메모리를 포함하고,
    상기 적어도 하나의 프로세서는, 상기 주파수-도메인 신호에 기초하여 복수의 캐리어의 전력을 결정하고, 상기 복수의 캐리어의 전력에서의 피크에 기초하여 재머를 검출하도록 구성되는, 장치.
  20. 제 19 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는, 검출된 재머를 갖는 각 캐리어 상의 상기 주파수-도메인 신호를 소거 (zero out) 하도록 구성되는, 장치.
  21. 제 19 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는, 검출된 재머를 갖는 각 캐리어 상의 상기 주파수-도메인 신호를 감소시키도록 구성되는, 장치.
  22. 제 19 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는, 검출된 재머를 갖는 각 캐리어에 대한 LLR (Log Likelihood Ratio) 을 감소시키도록 구성되는, 장치.
  23. 제 19 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는, 복수의 캐리어 각각에 대한 데이터 전력을 결정하고, 상기 복수의 캐리어 각각에 대한 채널 전력을 결정하고, 상기 복수의 캐리어 각각에 대한 데이터 전력 및 채널 전력에 기초하여, 상기 복수의 캐리어 각각 상에 재머가 존재하는지 여부를 판정하도록 구성되는, 장치.
  24. 제 23 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는, 상기 데이터 전력이 소정량만큼 상기 채널 전력을 초과하는 경우에 재머를 선언하도록 구성되는, 장치.
  25. 제 23 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는, 다수의 심볼 주기에서 상기 복수의 캐리어에 대해 수신된 심볼을 획득하고, 상기 다수의 심볼 주기에 걸쳐 각 캐리어에 대해 수신된 심볼의 전력을 필터링하여, 상기 각 캐리어에 대한 데이터 전력을 획득하도록 구성되는, 장치.
  26. 제 23 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는, 다수의 심볼 주기에서 상기 복수의 캐리어에 대한 채널 이득 추정치를 도출하고, 상기 다수의 심볼 주기에 걸쳐 각 캐리어에 대한 채널 이득 추정치의 전력을 필터링하여, 상기 각 캐리어에 대한 채널 전력을 획득하도록 구성되는, 장치.
  27. 제 19 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는, 복수의 캐리어 각각에 대한 데이터 전력을 결정하고, 상기 복수의 캐리어 각각에 대한 잡음 전력을 결정하고, 상기 복수의 캐리어 각각에 대한 데이터 전력 및 잡음 전력에 기초하여, 상기 복수의 캐리어 각각 상에 재머가 존재하는지 여부를 판정하도록 구성되는, 장치.
  28. 제 19 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는, 송신된 데이터에 이용된 코드 레이트에 기초하여, 재머 검출 및 억제를 수행할지 여부를 판정하도록 구성되는, 장치.
  29. 입력 신호를 변환하여 주파수-도메인 신호를 획득하는 단계;
    상기 주파수-도메인 신호에 기초하여 상기 입력 신호에서의 재머를 검출하는 단계; 및
    검출된 재머를 갖는 캐리어 상의 상기 주파수-도메인 신호를 변경하는 단계를 포함하고,
    상기 입력 신호에서의 재머를 검출하는 단계는,
    상기 주파수-도메인 신호에 기초하여 복수의 캐리어의 전력을 결정하는 단계, 및
    상기 복수의 캐리어의 전력에서의 피크에 기초하여 재머를 검출하는 단계를 포함하는, 방법.
  30. 제 29 항에 있어서,
    상기 입력 신호에서의 재머를 검출하는 단계는,
    복수의 캐리어 각각에 대한 데이터 전력을 결정하는 단계,
    상기 복수의 캐리어 각각에 대한 채널 전력을 결정하는 단계, 및
    상기 복수의 캐리어 각각에 대한 데이터 전력 및 채널 전력에 기초하여, 상기 복수의 캐리어 각각 상에 재머가 존재하는지 여부를 판정하는 단계를 포함하는, 방법.
  31. 제 29 항에 있어서,
    상기 주파수-도메인 신호를 변경하는 단계는, 검출된 재머를 갖는 각 캐리어 상의 상기 주파수-도메인 신호를 소거하는 단계를 포함하는, 방법.
  32. 입력 신호를 변환하여 주파수-도메인 신호를 획득하는 수단;
    상기 주파수-도메인 신호에 기초하여 상기 입력 신호에서의 재머를 검출하는 수단; 및
    검출된 재머를 갖는 캐리어 상의 상기 주파수-도메인 신호를 변경하는 수단을 포함하고,
    상기 입력 신호에서의 재머를 검출하는 수단은,
    상기 주파수-도메인 신호에 기초하여 복수의 캐리어의 전력을 결정하는 수단, 및
    상기 복수의 캐리어의 전력에서의 피크에 기초하여 재머를 검출하는 수단을 포함하는, 장치.
  33. 제 32 항에 있어서,
    상기 입력 신호에서의 재머를 검출하는 수단은,
    복수의 캐리어 각각에 대한 데이터 전력을 결정하는 수단,
    상기 복수의 캐리어 각각에 대한 채널 전력을 결정하는 수단, 및
    상기 복수의 캐리어 각각에 대한 데이터 전력 및 채널 전력에 기초하여, 상기 복수의 캐리어 각각 상에 재머가 존재하는지 여부를 판정하는 수단을 포함하는, 장치.
  34. 제 32 항에 있어서,
    상기 주파수-도메인 신호를 변경하는 수단은, 검출된 재머를 갖는 각 캐리어 상의 상기 주파수-도메인 신호를 소거하는 수단을 포함하는, 장치.
  35. 입력 신호를 변환하여 주파수-도메인 신호를 획득하는 단계;
    상기 주파수-도메인 신호에 기초하여 상기 입력 신호에서의 재머를 검출하는 단계; 및
    상기 입력 신호를 필터링하여 상기 검출된 재머를 억제하는 단계를 포함하고,
    상기 입력 신호에서의 재머를 검출하는 단계는,
    상기 주파수-도메인 신호에 기초하여 복수의 캐리어의 전력을 결정하는 단계, 및
    상기 복수의 캐리어의 전력에서의 피크에 기초하여 재머를 검출하는 단계를 포함하는 방법을 구현하기위해 실행되도록 구성된 컴퓨터 판독가능 프로그램 코드를 갖는, 전자 장치.
  36. 입력 신호를 변환하여 주파수-도메인 신호를 획득하는 단계;
    상기 주파수-도메인 신호에 기초하여 상기 입력 신호에서의 재머를 검출하는 단계; 및
    검출된 재머를 갖는 캐리어 상의 상기 주파수-도메인 신호를 변경하는 단계를 포함하고,
    상기 입력 신호에서의 재머를 검출하는 단계는,
    상기 주파수-도메인 신호에 기초하여 복수의 캐리어의 전력을 결정하는 단계, 및
    상기 복수의 캐리어의 전력에서의 피크에 기초하여 재머를 검출하는 단계를 포함하는 방법을 구현하기위해 실행되도록 구성된 컴퓨터 판독가능 프로그램 코드를 갖는, 전자 장치.
KR1020097011759A 2006-12-15 2007-12-17 무선 통신을 위한 재머 검출 및 억제 KR101061742B1 (ko)

Applications Claiming Priority (7)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US87023606P 2006-12-15 2006-12-15
US60/870,236 2006-12-15
US88537007P 2007-01-17 2007-01-17
US60/885,370 2007-01-17
US11/739,971 2007-04-25
US11/739,971 US7986922B2 (en) 2006-12-15 2007-04-25 Jammer detection and suppression for wireless communication
PCT/US2007/087792 WO2008133751A2 (en) 2006-12-15 2007-12-17 Jammer detection and suppression for wireless communication

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20090081012A KR20090081012A (ko) 2009-07-27
KR101061742B1 true KR101061742B1 (ko) 2011-09-02

Family

ID=39526487

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020097011759A KR101061742B1 (ko) 2006-12-15 2007-12-17 무선 통신을 위한 재머 검출 및 억제

Country Status (7)

Country Link
US (1) US7986922B2 (ko)
EP (1) EP2109938A2 (ko)
JP (1) JP5139445B2 (ko)
KR (1) KR101061742B1 (ko)
CN (1) CN101558571B (ko)
TW (1) TW200847655A (ko)
WO (1) WO2008133751A2 (ko)

Families Citing this family (46)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101375512B (zh) * 2006-01-27 2013-02-13 意法爱立信有限公司 采样rf信号的方法和装置
US8019029B1 (en) * 2007-06-26 2011-09-13 Pmc-Sierra, Inc. Interference erasure using soft decision weighting of the Viterbi decoder input in OFDM systems
US20090185648A1 (en) * 2008-01-22 2009-07-23 Guo-Hau Gau Methods and devices for processing signals transmitted via communication system
US8526903B2 (en) * 2008-03-11 2013-09-03 Qualcomm, Incorporated High-linearity receiver with transmit leakage cancellation
JP2010016785A (ja) * 2008-06-03 2010-01-21 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 受信装置及び受信方法
US8149967B2 (en) * 2008-06-06 2012-04-03 Maxim Integrated Products, Inc. Combined dual feed-forward and feedback analog and digital automatic gain control for broadband communication
US8374210B2 (en) * 2008-08-13 2013-02-12 Nxp B.V. Wide band transceiver and data receiving method using a tunable notch filter and pre-estimated optimal notch filter parameters
US8929957B2 (en) * 2008-11-21 2015-01-06 Qualcomm Incorporated Reduced jamming between receivers and wireless power transmitters
US8331894B2 (en) * 2009-01-13 2012-12-11 Mediatek Inc. Method for performing active jammer suppression on electronic device, and associated apparatus
US9509543B2 (en) 2009-06-26 2016-11-29 Qualcomm Incorporated Method and apparatus that facilitates interference reduction in wireless systems
US8588724B2 (en) * 2009-08-20 2013-11-19 Alfred E. Mann Foundation For Scientific Research Optimal narrowband interference removal for signals separated in time
US8238863B2 (en) * 2009-12-10 2012-08-07 Qualcomm Incorporated Methods and apparatuses for identifying and mitigating interference in a wireless signal
JP5465073B2 (ja) * 2010-04-22 2014-04-09 パイオニア株式会社 受信装置及び受信方法
JP5441811B2 (ja) * 2010-04-27 2014-03-12 シャープ株式会社 受信装置、基地局装置、無線通信システム、伝搬路推定方法、制御プログラムおよび集積回路
EP2408117A1 (en) * 2010-07-13 2012-01-18 ST-Ericsson SA Synchronizing and detecting interference in wireless receiver
JP5717580B2 (ja) * 2010-12-10 2015-05-13 三菱電機株式会社 受信機および通信システム
KR101106283B1 (ko) * 2011-04-01 2012-01-18 삼성탈레스 주식회사 적응적 톤 재머 제거 장치 및 그 방법
EP2536031A1 (en) * 2011-06-15 2012-12-19 TELEFONAKTIEBOLAGET LM ERICSSON (publ) Method and radio receiver enabling harmonic distortion detection
JP2013026970A (ja) * 2011-07-25 2013-02-04 Toyota Infotechnology Center Co Ltd 無線受信機および無線受信方法
JP5865084B2 (ja) * 2012-01-13 2016-02-17 日本放送協会 受信装置及びプログラム
US9008249B2 (en) 2012-02-10 2015-04-14 Qualcomm Incorporated Detection and filtering of an undesired narrowband signal contribution in a wireless signal receiver
US9621207B2 (en) 2012-08-06 2017-04-11 Google Technology Holdings LLC Methods and apparatus for detecting presence of a jamming signal
US9065686B2 (en) 2012-11-21 2015-06-23 Qualcomm Incorporated Spur detection, cancellation and tracking in a wireless signal receiver
JP6166086B2 (ja) * 2013-03-28 2017-07-19 富士通株式会社 受信機および信号処理方法
US9531497B2 (en) * 2013-05-29 2016-12-27 Drexel University Real-time and protocol-aware reactive jamming in wireless networks
US9106499B2 (en) 2013-06-24 2015-08-11 Freescale Semiconductor, Inc. Frequency-domain frame synchronization in multi-carrier systems
US9282525B2 (en) 2013-06-24 2016-03-08 Freescale Semiconductor, Inc. Frequency-domain symbol and frame synchronization in multi-carrier systems
US9100261B2 (en) 2013-06-24 2015-08-04 Freescale Semiconductor, Inc. Frequency-domain amplitude normalization for symbol correlation in multi-carrier systems
CN103716277B (zh) * 2013-12-17 2017-07-28 北京创毅视讯科技有限公司 一种实现ofdm同步控制的方法和装置
WO2016186000A1 (ja) * 2015-05-20 2016-11-24 株式会社日立国際電気 無線通信システム及び受信装置
TWI575901B (zh) * 2015-06-17 2017-03-21 晨星半導體股份有限公司 通道效應消除裝置及通道效應消除方法
CN105119631B (zh) * 2015-07-17 2018-01-05 西安空间无线电技术研究所 一种基于频谱检测的扩频接收机多址干扰抑制方法
JP6431858B2 (ja) * 2016-02-04 2018-11-28 日本電信電話株式会社 デジタル情報伝送システムとこのシステムで使用される受信機および方法
TWI627846B (zh) * 2016-03-30 2018-06-21 晨星半導體股份有限公司 等化增強模組、解調變系統以及等化增強方法
CN105959072B (zh) * 2016-06-17 2018-12-14 中国电子科技集团公司第十研究所 盲信号检测方法
CN107370502B (zh) * 2017-07-20 2019-05-24 西安空间无线电技术研究所 一种基于谱线处理的抗强窄带干扰方法
CN108183716B (zh) * 2017-12-28 2020-06-30 浙江中智海通信科技有限公司 无线数据通信同频干扰抑制接收机架构及其工作方法
US11121785B2 (en) 2019-01-10 2021-09-14 Exfo Inc. Detection and tracking of interferers in a RF spectrum with multi-lane processing
US10735109B1 (en) 2019-01-11 2020-08-04 Exfo Inc. Automated analysis of RF spectrum
CN110113272B (zh) * 2019-05-09 2021-08-03 广州海格通信集团股份有限公司 强窄带干扰的抑制方法、装置、通信设备和存储介质
JP2020191578A (ja) * 2019-05-23 2020-11-26 日本電気株式会社 受信機、受信方法、及び、受信プログラム
US11540234B2 (en) 2019-12-05 2022-12-27 Exfo Inc. Automated narrow peak interference severity estimation
RU2746300C1 (ru) * 2020-03-04 2021-04-12 федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Краснодарское высшее военное орденов Жукова и Октябрьской Революции Краснознаменное училище имени генерала армии С.М. Штеменко" Министерства обороны Российской Федерации Способ оперативного обнаружения малогабаритных скрытых средств, способствующих утечке информации, несанкционированно установленных на подвижном объекте
US11916587B2 (en) * 2021-09-24 2024-02-27 Qualcomm Incorporated Dynamic subharmonic mixing for power reduction in wireless communications
CN115412105B (zh) * 2022-05-06 2024-03-12 南京邮电大学 基于usrp rio的强化学习通信干扰方法
WO2024196289A1 (en) 2023-03-22 2024-09-26 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Linear predictive filters for detecting jammer signals in an input signal

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20030235254A1 (en) 2002-06-24 2003-12-25 Cogency Semiconductor Inc. Method and apparatus for detecting a jammed channel in a block oriented digital communication system
US20040062216A1 (en) 2002-09-30 2004-04-01 Nicholls Charles T. Reducing narrowband interference in a wideband signal
WO2004114617A1 (en) 2003-06-25 2004-12-29 Industrial Research Limited Narrowband interference suppression for ofdm systems

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CA2125468C (en) 1993-06-28 1998-04-21 Danny Thomas Pinckley Method of selectively reducing spectral components in a wideband radio frequency signal
US5758275A (en) 1995-09-29 1998-05-26 Motorola, Inc. Method and apparatus for scheduling adaptation for a notch filter
US5822429A (en) * 1996-09-17 1998-10-13 Electro-Radiation Incorporated System for preventing global positioning satellite signal reception to unauthorized personnel
JP3137181B2 (ja) * 1997-06-23 2001-02-19 日本電気株式会社 受信機及びその受信方法
US6122309A (en) * 1998-01-30 2000-09-19 Motorola, Inc. Method and apparatus for performing interference suppression using modal moment estimates
US6426983B1 (en) 1998-09-14 2002-07-30 Terayon Communication Systems, Inc. Method and apparatus of using a bank of filters for excision of narrow band interference signal from CDMA signal
JP2000307476A (ja) * 1999-04-21 2000-11-02 Kokusai Electric Co Ltd 受信機
US6622044B2 (en) 2001-01-04 2003-09-16 Cardiac Pacemakers Inc. System and method for removing narrowband noise
JP2005080272A (ja) 2003-09-01 2005-03-24 Gcomm Corp スペクトラム拡散通信方式受信機
KR100617787B1 (ko) * 2004-06-29 2006-08-28 삼성전자주식회사 고속 퓨리에 변환을 이용하여 방해전파를 검출하는전세계위치확인 시스템 수신기 및 방법
US7764726B2 (en) 2004-12-01 2010-07-27 Qualomm Incorporated Systems, methods, and apparatus for jammer rejection
US8077795B2 (en) * 2005-10-03 2011-12-13 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Apparatus and method for interference mitigation
US8149896B2 (en) 2006-01-04 2012-04-03 Qualcomm, Incorporated Spur suppression for a receiver in a wireless communication system
WO2007099413A1 (en) 2006-03-01 2007-09-07 Nokia Corporation Controlling a receiver to reduce influence by a predetermined interference

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20030235254A1 (en) 2002-06-24 2003-12-25 Cogency Semiconductor Inc. Method and apparatus for detecting a jammed channel in a block oriented digital communication system
US20040062216A1 (en) 2002-09-30 2004-04-01 Nicholls Charles T. Reducing narrowband interference in a wideband signal
WO2004114617A1 (en) 2003-06-25 2004-12-29 Industrial Research Limited Narrowband interference suppression for ofdm systems

Also Published As

Publication number Publication date
WO2008133751A2 (en) 2008-11-06
JP2010514276A (ja) 2010-04-30
KR20090081012A (ko) 2009-07-27
TW200847655A (en) 2008-12-01
US20080143580A1 (en) 2008-06-19
EP2109938A2 (en) 2009-10-21
JP5139445B2 (ja) 2013-02-06
CN101558571A (zh) 2009-10-14
WO2008133751A3 (en) 2009-04-30
CN101558571B (zh) 2014-03-12
US7986922B2 (en) 2011-07-26

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR101061742B1 (ko) 무선 통신을 위한 재머 검출 및 억제
US8085859B2 (en) Platform noise mitigation
KR100934146B1 (ko) Ｏｆｄｍ 심볼 시간 추적 정보를 사용하는 ｆｆｔ 수집 윈도 포지셔닝
US20160099816A1 (en) Receiver performance in a communication network
EP1376965A1 (en) Multi-path equalization for orthogonal frequency division multiplexing communication system
TWI394394B (zh) 調幅帶內同頻無線電接收器之符號追蹤
WO2007042900A1 (en) Phase noise canceling ofdm receiver
CN1551547A (zh) 正交分频多任务接收器及方法
US20090052582A1 (en) Method for improving the performance of ofdm receiver and a receiver using the method
TWI481220B (zh) 正交分頻多工（ｏｆｄｍ）接收器的最大通道延遲之估計方法以及循環字首（ｃｐ）求平均方法
CN1540946A (zh) 正交分频多任务信号传输模式的侦测方法、接收方法、传输模式侦测器及接收器
KR20040032683A (ko) 무선 랜 시스템의 고속 푸리에 변환 장치
JP2001127732A (ja) 受信装置
US20090097596A1 (en) Methods and Systems for Impulse Noise Compensation for OFDM Systems
KR100530262B1 (ko) 무선 랜 시스템의 위상잡음 제거 장치 및 그 방법
Tan et al. A novel pulse-shaping for reduced ICI in OFDM systems
Zhang et al. On practical inter-carrier interference cancellation techniques
JP2008263571A (ja) 局部発振位相雑音抑圧送受信機
AU2012261550B2 (en) Improving receiver performance in a communication network
KR20030047591A (ko) 직교주파수분할다중방식의 이동통신 통신시스템의 신호보상장치 및 방법
Huang et al. A study on joint effect of synchronization and channel estimation in the DVB-T receiver
Kalbasi et al. Receiver design for mobile OFDM with application to DVB-H
Arifuzzaman et al. EFFECTS OF FILTERS ON DVB-T RECEIVER PERFORMANCE UNDER AWGN, RAYLEIGH, AND RICEAN FADING CHANNELS
Liu et al. Rejection of co-channel interference in the TDS-OFDM-based DTTB system
US20100303161A1 (en) Receiver apparatus

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20140730

Year of fee payment: 4

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20160629

Year of fee payment: 6

LAPS Lapse due to unpaid annual fee