JP2010514276A - 無線通信のための妨害信号検出及び抑制 - Google Patents

Abstract

妨害信号を検出し、且つ抑制するための技術が述べられる。受信器はＦＦＴ後の妨害信号検出及びＦＦＴ前の妨害信号抑制を行う。受信器は周波数領域信号を取得するために入力信号を変換し、周波数領域信号に基づいて入力信号中の妨害信号を検出する。受信器は周波数領域信号に基づいて複数のキャリアの電力を決定し、これらのキャリアの電力のピークに基づいて妨害信号を検出する。受信器は検出妨害信号を抑制するために入力信号を（例えば、ノッチ・フィルターで）濾過する。代りに、もしくは追加して、受信器はＦＦＴ後の妨害信号検出及びＦＦＴ後の妨害信号抑制を行う。受信器はそのキャリアのデータ電力及びチャネル電力に基づいて妨害信号が各キャリアに存在するかどうかを決定する。受信器は検出妨害信号を持つキャリアに対して周波数領域信号を修正（例えば、消去または低減）する。
【選択図】 図５

Description

関連出願

本特許出願は２００６年１２月１５日に出願された「放送ＯＦＤＭの妨害信号（JAMMER FOR BROADCAST OFDM）」と題する仮出願番号第６０／８７０，２３６号の優先権を要求し、この出願はまた２００７年１月１７日に出願され、そしてこの譲請人に譲渡され、且つこれにより引用により明確に組込まれた「妨害信号検出及び除去技術（JAMMER DETECTION AND REMOVAL TECHNIQUES）」と題する仮出願番号第６０／８８５，３７０号の優先権を要求する。

本開示は一般に通信に関係し、特に妨害信号（jammers）を検出し、且つ抑制するための技術に関係する。

無線通信システムは放送、音声、ビデオ、パケット・データ、メッセージ送信等といった様々な通信サービスを提供するために広く展開されている。これらの無線システムは放送システム、セル・システム等を含む。無線システムは妨害信号が存在する環境において動作する。妨害信号は所望の信号と同じ周波数チャネル中の大振幅の不所望の信号である。妨害信号は干渉源または受信器によって生成された混変調歪みからの強い狭帯域周波数成分（例えば、カラー・キャリア、音声キャリアなどの）に相当する。妨害信号は所望のシステムからの信号の検出及び取得の失敗、復号特性の劣化、等々といった様々な有害な影響をもたらす。

従って妨害信号を検出し、且つ緩和する技術が当分野において必要である。

妨害信号を検出し、且つ抑制するための技術がここに述べられる。受信器は高速フーリエ変換（ＦＦＴ）で時間領域入力信号を周波数領域に変換し、そして周波数領域信号に基づいて妨害信号を検出する。周波数領域における妨害信号の検出はＦＦＴ後の（post−FFT）妨害信号検出と呼ばれる。受信器は、（ｉ）入力信号を濾過（filtering）すること（それはＦＦＴ前の（pre-FFT）妨害信号抑制と呼ばれる）、及び／または（ｉｉ）周波数領域信号を修正すること（それはＦＦＴ後の妨害信号抑制と呼ばれる）によって、検出された妨害信号を抑制する。

一つの形態では、受信器はＦＦＴ後の妨害信号検出及びＦＦＴ前の妨害信号抑制を実行する。受信器は周波数領域信号を取得するために入力信号を（例えば、ＦＦＴによって）変換し、そして周波数領域信号に基づいて入力信号における妨害信号を検出する。受信器は周波数領域信号に基づいて複数のキャリアの電力を決定し、そしてこれらのキャリアの電力におけるピークに基づいて妨害信号を検出する。受信器は検出された妨害信号を抑制するために入力信号を（例えば、ノッチ・フィルターで）濾過する。受信器は復調されるべき時間スライスされた各データ・バーストの前で妨害信号検出を行い、そしてデータ・バーストの間に妨害信号抑制を行う。

別の形態では、受信器はＦＦＴ後の妨害信号検出及びＦＦＴ後の妨害信号抑制を行う。受信器は複数のキャリアの各々についてデータ電力及びチャネル電力を決定し、そしてデータ電力がチャネル電力より十分に大きい各キャリアに対して妨害信号であると宣言する。受信器は検出された妨害信号を持つキャリアに対して周波数領域信号を修正（例えば、消去もしくは低減）する。

様々な形態及び特徴が以下に更に詳細に述べられる。

多数のシステムから信号を受信する無線デバイスを示す。 アナログ・テレビジョン（ＴＶ）信号の電力スペクトル密度（ＰＳＤ）を示す。 ディジタル放送信号及びアナログＴＶ信号のＰＳＤを示す。 ＤＶＢ−Ｈによって支持される時間スライス構造を示す。 ＤＶＢ−Ｈのキャリア構造を示す。 送信器及び受信器のブロック図を示す。 受信器のＯＦＤＭ復調器のブロック図を示す。 ＤＣループ／妨害信号フィルター・ユニットのブロック図を示す。 妨害信号検出及び抑制を行うための手順を示す。 妨害信号検出及び抑制を行うための別の手順を示す。

発明の詳細な説明

ここに述べる技術は放送（同報）システム、セルラー・システム、無線広域ネットワーク（ＷＷＡＮ）、無線首都圏ネットワーク（ＷＭＡＮ）、無線ローカル・エリア・ネットワーク（ＷＬＡＮ）等といった様々な無線通信システム及びネットワークに使用される。用語「システム」及び「ネットワーク」はしばしば互換的に使用される。これらのシステム及びネットワークは直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）、単一キャリア周波数分割多重化（ＳＣ−ＦＤＭ）、または他のいくつかの多重化手法を利用する。ＯＦＤＭ及びＳＣ−ＦＤＭはシステム帯域幅を多数の直交キャリアに分割し、それはまたサブキャリア、トーン、ビン等と呼ばれる。各キャリアはデータによって変調される。一般に、変調シンボルはＯＦＤＭでは周波数領域において、そしてＳＣ−ＦＤＭでは時間領域において送られる。

それらの技術は「第三世代共同プロジェクト」（３ＧＰＰ）と称する団体によって定められたロング・ターム・エボリューション（ＬＴＥ）、フラリオン・テクノロジー社からのフラッシュＯＦＤＭ（登録商標）、クァルコム社からのウルトラ・モバイル・ブロードバンド（ＵＭＢ）、米国電気電子技術者協会（ＩＥＥＥ）からのＩＥＥＥ ８０２．１１、ＩＥＥＥ ８０２．１６及びＩＥＥＥ ８０２．２０、等々といった無線技術を実施するシステムに使用される。ＩＥＥＥ ８０２．１１は一般にＷｉ−Ｆｉと呼ばれ、そしてＩＥＥＥ ８０２．１６は一般にＷｉＭＡＸと呼ばれる。それらの技術はまた携帯用ディジタル・ビデオ放送（Digital Video Broadcasting for Handhelds：ＤＶＢ−Ｈ）、地上波テレビ放送用統合サービス・ディジタル放送（Integrated Services Digital Broadcasting for Terrestrial Television Broadcasting：ＩＳＤＢ−Ｔ）、ＭｅｄｉａＦＬＯ、等々を実施するシステムに使用される。ＤＶＢ−Ｈ、ＩＳＤＢ−Ｔ、及びＭｅｄｉａＦＬＯは、地上波通信ネットワーク上でマルチメディアのディジタル伝送をサポートする。ＤＶＢ−Ｈは「ディジタル・ビデオ放送（Digital Video Broadcasting：ＤＶＢ）；携帯端末用伝送システム（Transmission System for Handheld Terminals：ＤＶＢ−Ｈ）」と題するＥＴＳＩ ＥＮ ３００ ３０４、及び「ディジタル・ビデオ放送（ＤＶＢ）；ディジタル地上波テレビジョンのフレーム構造、チャネル符号化及び変調」と題するＥＴＳＩ ＥＮ ３００ ７４４に記載され、双方の日付は２００４年１１月である。ＩＳＤＢ−Ｔは「ディジタル地上波テレビジョンの伝送システム」（２００３年７月）と題するＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３１に記載されている。これらの文書は公に利用可能である。明確にするために、放送システムの技術のある形態は下記に記述される。

図１はディジタル放送システム１００から信号を受信することが可能な無線デバイス１５０を示す。無線デバイス１５０はセルラー電話、携帯情報機器（ＰＤＡ）、端末、無線モデム、携帯用デバイス、ラップトップ・コンピュータ等である。放送システム１００はＤＶＢ−Ｈ、ＩＳＤＢ−Ｔ、ＭｅｄｉａＦＬＯ等を実施する。システム１００は任意数の放送局を含む。簡単のために、ただ一つの放送局１０２が図１に示される。

アナログ放送システム１１０及び／または無線システム１２０はまたディジタル放送システム１００と同じ地域の近くに配置されている。放送システム１１０はアナログ・テレビジョン（ＴＶ）放送システム、ラジオ放送システム、または他のなんらかのアナログ地上波放送システムである。無線システム１２０はアナログ・セル・システムまたは他のなんらかのシステムである。システム１１０及び／または１２０は放送システム１００によって使用される周波数チャネル中、もしくはその近くで信号を伝送する。システム１１０及び／または１２０からの信号はシステム１００からの信号より振幅が大きい周波数成分を持ち、そしてシステム１００からの信号に対して妨害信号として働く。

図２Ａは図１のアナログ放送システム１１０によって伝送されるアナログＴＶ信号の電力スペクトル密度（ＰＳＤ）またはスペクトルの例を示す。アナログＴＶ信号は位相交替線方式（Phase Alternating Line：ＰＡＬ）、全国テレビジョン方式委員会規格（National Television System Committee：ＮＴＳＣ）、またはメモリー色順次方式（Sequential Color with Memory：ＳＥＣＡＭ）に基づいて生成される。ＰＡＬ、ＮＴＳＣ、及びＳＥＣＡＭは世界中で一般に使用されているアナログ・ビデオ規格である。アナログＴＶ信号のＰＳＤは強い狭帯域周波数成分を有する。図２Ａで示した例では、ＰＳＤはＰＡＬ ＴＶのもので、カラー／映像キャリアについて−２．８ＭＨｚ付近に強いピーク、音声キャリアについて１．７ＭＨｚ付近に強いピーク、そして近瞬時圧伸オーディオ多重（Near Instantaneous Companded Audio Multiplex：ＮＩＣＡＭ）ディジタル・オーディオについて３．２ＭＨｚ付近に強いピークがある。ＰＡＬ ＴＶ信号の電力はカラー・キャリアに集中し、それは３０デシベル（ｄＢ）あり、あるいはＰＡＬ ＴＶ信号の大部分のＰＳＤより高い。

図２Ｂはアナログ放送システム１１０からの干渉ＰＡＬ ＴＶ信号を持つディジタル放送システム１００からのディジタル放送信号のＰＳＤ例を示す。ディジタル放送信号はその信号が生成される方法により比較的平坦なスペクトルを有する。ＰＡＬ ＴＶ信号における狭帯域ピークは振幅がはるかに大きく、そしてディジタル放送信号に対して妨害信号として働く。図２Ｂは単一ＰＡＬ ＴＶからの妨害信号を示す。一般に、妨害信号は任意数の干渉源／信号から到来し、そして任意の周波数に位置する。

妨害信号はシステム１００からディジタル放送信号を受信しているとき、さまざまな仕方で性能を劣化させる。第一に、妨害信号は復号性能を劣化させる雑音として働く。これは高いビット誤り率（ＢＥＲ）、パケット誤り率（ＰＥＲ）、フレーム誤り率（ＦＥＲ）、等々をもたらす。第二に、妨害信号はディジタル放送信号の検出及び取得を妨げ、そして同期性能に不利に影響を与える。ＤＶＢ−Ｈ、ＩＳＤＢ−Ｔ、及びＭｅｄｉａＦＬＯはＯＦＤＭを利用する。各ＯＦＤＭシンボルは有用な部分及びガード区間（それは有用な部分の一部のコピーである）を含む。多くの検出及び取得手法は、ディジタル放送信号を検出し且つ取得するために、ガード区間とその対応する有用部分との間の相関(correlation)を実行する。ガード準拠(guard−based)の相関手法はまた一般に粗(coarse)時間取得、粗周波数取得、精密(fine)周波数トラッキング、等々に使用される。アナログＴＶ信号は一般的に全体信号電力の最高７３％で伝送されるカラー・キャリアの連続波（continuous wave：ＣＷ）を含む。ＣＷ信号はそれ自身の遅延版と非常に相関するために、アナログＴＶ信号はガード準拠相関手法に対して強い影響を有する。アナログＴＶ信号はこのようにガード準拠相関手法の性能を、恐らくは失敗するほど、劣化させる。

妨害信号はここに述べる技術に基づいて検出され、且つ抑制される。一つの形態では、妨害信号は入力信号にＦＦＴまたは離散フーリエ変換（discrete Fourier transform：ＤＦＴ）を行った後（またはＦＦＴ後）検出され、そして検出された妨害信号はＦＦＴの前に（またはＦＦＴ前）入力信号を濾過することによって抑制される。別の形態では、妨害信号はＦＦＴ後に検出され、そして検出された妨害信号はＦＦＴ後に抑制される。明確にするために、ＤＶＢ−Ｈを実施する放送システムの技術は下記で述べられる。

図３ＡはＤＶＢ−Ｈによって支援される時間スライス構造３００を示す。一つ以上（Ｑ）のプログラムがＤＶＢ−Ｈ信号中で送られる。各プログラムは短時間区間にデータ・バーストとして送られる。各データ・バーストは最高２メガビットのデータ及びパリティを含み、そしてまた同じプログラムの次のデータ・バーストの開始までデルタ時間（delta time）を持つ。ＤＶＢ−Ｈ受信器は関心の各プログラムのデータ・バーストを受取るために短時間期間の間作動し、そして電力消費を低減するために残りの時間の間は停止する。例えば、１０プログラムが均等な時間区間で送られるならば、ＤＶＢ−Ｈ受信器は一つのプログラムを１０％の時間で受取り、そして停止し、そして最高９０％の電力節約を達成する。一般に、Ｑ個のプログラムはＤＶＢ−Ｈ信号中で任意の順番で送られ、各プログラムは任意の速度（rate）で送られ、そして各データ・バーストは任意の期間を有する。

ＤＶＢ−Ｈは２Ｋ、４Ｋ及び８ＫのＦＦＴサイズの三つの動作モードをサポートする。表１はＤＶＢ−Ｈのいくつかのパラメータを一覧したもので、そして三つの動作モードについてそれらの値を提供する。表１において、パラメータＮ、Ｋ、Ｄ及びＰが１ＯＦＤＭシンボルに与えられ、そして動作モードに依存する。表１のキャリア間隔（spacing）は８ＭＨｚチャネルのものである。ＤＶＢ−Ｈは５、６、７、または８ＭＨｚについて設定され、それぞれは異なるキャリア間隔と関連する。

図３ＢはＤＶＢ−Ｈのキャリア構造３１０を示す。全体システム帯域幅ＢＷ ＭＨｚは０からＫ−１の指数を与えられた多数（Ｋ）のキャリアに分割される（ここでＫは動作モードに依存し、表１で与えられる）。キャリア間の間隔はＢＷ／Ｋ ＭＨｚである。

図３ＢはまたＤＶＢ−Ｈのパイロット構造を示す。連続的なパイロットはＫ個の全体キャリアに亘って分配されているＣ個のキャリア上で各ＯＦＤＭシンボル期間に送られる（Ｃは動作モードに依存する）。これらのＣキャリアはキャリア０、４８、５４、等々を含み、それはＥＴＳＩ ＥＮ ３００ ７４４で与えられる。分散されたパイロットは各ＯＦＤＭシンボル期間に４個のインターレースの１つで送られる。各インターレースは１２キャリアだけ一様に間隔が離れたおよそＫ／１２キャリアを含む。インターレースｍは、ｍ∈｛０，１，２，３｝に関して、キャリア３ｍ、３ｍ＋１２、３ｍ＋２４、等々を含む。

ＤＶＢ−Ｈの伝送時系列（transmission timeline）はフレームに分割され、各フレームは０から６７の指数を与えられる６８ＯＦＤＭシンボルを含む。分散パイロットはＯＦＤＭシンボル期間にインターレースｍ＝（ｎ ｍｏｄ ４）上で送られる（ｎ＝０，・・・，６７、「ｍｏｄ」はモジュロ（法）演算を表す）。分散パイロットは各４シンボル間隔に４インターレースを巡回する。

図４はＤＶＢ−Ｈ放送システムにおける送信器４１０及び受信器４５０のブロック図を示す。送信器４１０は図１の放送局１０２の一部であり、そして受信器４５０は図１の無線デバイス１５０の一部である。

送信器４１０において、送信（ＴＸ）データ・プロセッサー４２０はデータを処理（例えば、フォーマット、符号化、インターリーブ、及びシンボル写像）する。ここに使用されるように、データ・シンボルはデータのシンボルであり、パイロット・シンボルはパイロットのシンボルであり、ゼロ・シンボルはゼロの信号値であり、そしてシンボルは一般的に複素値である。データ・シンボル及びパイロット・シンボルはＰＳＫまたはＱＡＭといった変調手法からの変調シンボルである。パイロットは送信器及び受信器の両方によって先験的に既知のデータである。

ＯＦＤＭ変調器４３０はデータ及びパイロット・シンボルを受取り、データ・シンボルをデータ・セルに写像し、そしてパイロット・シンボルをパイロット・セルに写像する。データ・セルはデータを送るために使用されるセルであり、パイロット・セルはパイロットを送るために使用されるセルであり、そしてセルは１シンボル期間における一つのキャリアであり、そして１変調シンボルを送るために使用される。所与のキャリアは１ＯＦＤＭシンボル期間におけるデータ・セルとして、そして別のＯＦＤＭシンボル期間においてパイロット・セルとしての役目をする。ＯＦＤＭシンボル期間は１ＯＦＤＭシンボルの期間であり、そしてまたシンボル期間と呼ばれる。ＯＦＤＭ変調器４３０は各シンボル期間にＫ個の全体キャリアについてＫ出力シンボルを取得する。各出力シンボルはデータ・シンボル、パイロット・シンボル、またはゼロ・シンボルである。ＯＦＤＭ変調器４３０はＫ時間領域チップを含む有用部分を取得するために逆ＦＦＴ（ＩＦＦＴ）または逆ＤＦＴ（ＩＤＦＴ）によって各シンボル期間にＫ出力シンボルを変換する。ＯＦＤＭ変調器４３０はその後有用部分の最後のＧチップを複製し、そしてＫ＋Ｇチップを含むＯＦＤＭシンボルを形成するためにこれらのＧチップを有用部分の前部に付加する。繰返し部分はガード間隔または巡回プレフィクスと呼ばれ、そして周波数選択性フェージングによって引起こされるシンボル間干渉（intersymbol interference：ＩＳＩ）に対抗するために使用される。ＯＦＤＭ変調器４３０は各シンボル期間中にＯＦＤＭシンボルを提供する。送信ユニット（ＴＭＴＲ）４３２はＯＦＤＭシンボルを受信し、且つ処理（例えば、アナログ変換、増幅、濾過、及び周波数高位変換）し、そして変調信号を生成し、それはアンテナ４３４を介して伝送される。

受信器４５０において、アンテナ４５２は変調信号を送信器４１０から受信し、そして受信信号を提供する。受信ユニット（ＲＣＶＲ）４５４は受信信号を調整（例えば、濾過、増幅、周波数低位変換、及びディジタル化）し、そして入力標本を提供する。ＯＦＤＭ復調器（Ｄｅｍｏｄ）４６０は各シンボル期間にＫ個の全体キャリアのＫ受信シンボルを取得するために下記で述べるように入力標本を処理する。ＯＦＤＭ復調器４６０は受信パイロット・シンボルに基づいてチャネル利得推定（値）を得て、チャネル利得推定によって受信データ・シンボルにデータ復調を行い、そしてデータ・シンボル推定を行う。受信（ＲＸ）データ・プロセッサー４７０はその後データ・シンボル推定（値）を処理（例えば、逆インターリーブ及び復号）し、そして復号データを提供する。一般に、ＯＦＤＭ復調器４６０及びＲＸデータ・プロセッサー４７０による処理は送信器４１０におけるＯＦＤＭ変調器４３０及びＴＸデータ・プロセッサー４２０による処理にそれぞれ相補的である。

制御器／プロセッサー４４０及び４８０は送信器４１０及び受信器４５０における様々な処理ユニットの動作をそれぞれ制御する。メモリー４４２及び４８２は送信器４１０及び受信器４５０のデータ及びプログラム・コードをそれぞれ記憶する。

一つの形態では、受信器４５０はＦＦＴ後妨害信号検出及びＦＦＴ前妨害信号抑制を行う。受信器４５０は、時間同期を達成しなくても、復調されるべき各データ・バーストの前でＦＦＴ後妨害信号検出を行う。アナログＴＶ信号におけるカラー及びオーディオ・キャリアは連続的であり、そして時間同期なしでもＦＦＴ出力においてピークとして現れるので、これが可能である。

復調されるべき各データ・バーストの前に、受信器４５０は動作準備をし、そして低雑音増幅器（ＬＮＡ）、アナログ及びディジタル可変利得増幅器（ＶＧＡ）、直流（ＤＣ）回路、及び自動利得制御（ＡＧＣ）回路が安定化するのを可能にする。受信器４５０はその後時間同期を開始する前に妨害信号検出を行う。

妨害信号検出のために、受信器４５０はＭシンボル期間にＭ受信ＯＦＤＭシンボルを取得する（ここでは、一般にＭ＞１）。受信器４５０はＫ個の全体キャリアのＫ受信シンボルを取得するためにＦＦＴによって各受信ＯＦＤＭシンボルを変換する。Ｍ受信ＯＦＤＭシンボルのＦＦＴはデータ復調の間に使用される通常のＦＦＴモードより高い受信シンボルのダイナミック範囲を持つ拡張ＦＦＴモードに基づいて行われる。拡張ＦＦＴモードはＦＦＴ段階の間でより高い丸めを使用し、それは観測信号のより多い切捨てとなり、従って周波数領域シンボルのダイナミック範囲を変化させ、それによって妨害信号が存在しない場合に所望の信号によって占有される僅かの最下位ビット（ＬＳＢ）だけを残す。

受信器４５０は次のように各受信シンボルの電力を計算し、そして各キャリアのＭシンボル期間に亘ってその電力を平均する：
Ｐ(ｋ,ｎ)=α_R・|Ｒ(ｋ,ｎ)|² +(１−α_R)・Ｐ_R(ｋ,ｎ−１) 式（１）
但し、Ｒ(ｋ,ｎ) はシンボル期間ｎにおけるキャリアｋ上の複素受信シンボル、
|Ｒ(ｋ,ｎ)|² はシンボル期間ｎにおけるキャリアｋ上の受信シンボルの電力、
Ｐ_R(ｋ,ｎ) はシンボル期間ｎにおけるキャリアｋの平均電力、そして
α_R は平均化の量を決定する係数である。

式（１）は無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルターに基づく濾過（フィルタリング）を示す。係数α_R は０．０から１．０の範囲にあり、小さな値のα_Rは多くの平均化に対応し、そして大きい値のα_Rは少ない平均化に対応する。その濾過（フィルタリング）はまた有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルターまたは他の形式のフィルターに基づいて実行することができる。

全てのＭシンボル期間の受信シンボルの電力を濾過した後、受信器４５０はＫ個の全体キャリアのＫ個の濾過値の間でピークを探索する。次のように、受信器４５０は各ピークの濾過値を検出閾値に対して比較し、濾過値が検出閾値を越えるならば、そのピーク位置における妨害信号の存在を宣言する：
Ｐ_R(ｋ,ｎ)＞Ｐ_TH ならばキャリアｋ上の妨害信号を宣言し、さもなければｋ上に妨害信号のないことを宣言する 式（２）
但し、Ｐ_TH は検出閾値である。Ｐ_TH は絶対値、全Ｋ個の全体キャリアの平均電力以上の所定オフセット、等々である。

一つの設計では、検出された各妨害信号の周波数は対応するピークのキャリア指数ｋによって決定される。この設計では、検出された妨害信号周波数の分解能はＦＦＴビンまたはキャリア間隔によって決定され、それは動作モードに依存する。別の設計では、１以上（例えば、２）の肩値(shoulder values)が検出閾値以上で検出された各ピークについて識別される。キャリア指数と同様に、ピーク及び肩値はＦＦＴビン間隔よりもよい分解能を持つ検出妨害信号周波数を取得するために補間される。

補間は様々な手法に基づくことができる。一つの手法では、線形補間がピークとピークに隣接する二つのＦＦＴビンの二つの肩値について実行される。妨害信号周波数がピークのＦＦＴビンの中心にあるならば、二つの肩値は等しいであろう。しかしながら、妨害信号周波数がピークＦＦＴビンと左か右の肩ＦＦＴビンのいずれかの間にあるならば、左の肩値は右の肩値に等しくないであろう。二つの肩値の理論比率はピークＦＦＴビン中心と異なる周波数オフセットについて決定され、そして同期機能と類似しなければならない。左対右の肩値の実際の比率はピークＦＦＴビン中心からの妨害信号周波数オフセットを推定するために決定され、且つ使用される。別の手法では、ラグランジュ補間(Lagrange interpolation)が妨害信号周波数を決定するために使用される。

任意の補間手法について、検出された各妨害信号の周波数は対応するピークの全キャリア指数ｋ及び補間からの部分値によって決定される。ＦＦＴビン間隔より良い分解能を持つ妨害信号周波数は補間によって取得される。上記の双方の設計について、検出された各妨害信号の周波数は全キャリア指数ｋ及び恐らくは分数値によって決定された指数値で表される。

受信器４５０は、受信器に一般に利用可能な様々な形式のフィルターを使用して、検出された全ての妨害信号に対してＦＦＴ前妨害信号抑制を実行する。一つの設計では、受信器４５０は一般にＤＣループに使用される狭帯域ノッチ・フィルターを使用して妨害信号抑制を行う。ＤＣループはノッチ・フィルターを使用して一般的にＤＣオフセット補正を行い、それはゼロ周波数に同調される。このノッチ・フィルターまたはこのノッチ・フィルターの複製は検出妨害信号を抑制するために使用される。一つの検出妨害信号を抑制するために、受信器４５０は検出妨害信号周波数によって入力標本を低位変換(downconvert)（即ち、周波数変換または回転）し、低位変換標本をノッチ・フィルターで濾過し、そして濾過標本を検出妨害信号周波数によって高位変換(upconvert)する。低位変換はノッチ・フィルターの前に入力標本の単純な回転によって達成され、そして高位変換はノッチ・フィルターの後で同じ量だけ逆に回転することによって達成される。多数の検出妨害信号を抑制するために、受信器４５０は最初に検出された妨害信号周波数だけ入力標本を回転させ、それからノッチ・フィルターでその標本を濾過し、それから第二の検出された妨害信号周波数までその標本を回転させ、それからノッチ・フィルターでその標本を濾過し、等々、そして最終的に標本を元の周波数まで戻回転させる。

別の設計では、受信器４５０は検出された各妨害信号周波数に同調される狭帯域ノッチ・フィルターを使用して妨害信号抑制を行う。この設計には、回転器／乗算器がノッチ・フィルターを任意の所望周波数に同調させるために使用される。一つの検出妨害信号を抑制するために、ノッチ・フィルターは検出妨害信号周波数に同調され、そして入力標本を濾過するために使用される。多数の検出妨害信号を抑制するために、ノッチ・フィルターは第一の検出妨害信号周波数に同調され、次に入力標本を濾過するために使用され、それから第二の検出妨害信号周波数に同調され、その後その標本を濾過するために使用される、等々。この設計では、入力標本は回転されない。

一般に、任意数のノッチ・フィルターが妨害信号抑制のために使用され、そして各ノッチ・フィルターは任意数の検出妨害信号を抑制するために使用される。入力標本はカスケードまたは他の形状で連結される全てのノッチ・フィルターを通過する。

受信器４５０は各データ・バーストの前で妨害信号検出を行い、そして妨害信号が検出されるか否かによって妨害信号抑制のためにノッチ・フィルターを有効(enable)にするか、もしくは無能(disable)にする。一つの設計では、妨害信号抑制を有効にするか、もしくは無能にする決定はそのデータ・バーストの妨害信号検出結果に基づいて各データ・バーストに独立に行われる。別の設計では、妨害信号抑制を有効にするか、もしくは無能にする決定は現在のデータ・バーストの妨害信号検出結果及び前のデータ・バーストの情報に基づいて行われる。例えば、ノッチ・フィルター妨害信号が検出された後でいくつかのデータ・バーストに有効にされる。妨害信号の存在は放送環境において比較的静的な状態であるので、このことは妨害信号検出のより良い検出の確率を可能にする。移動及びマルチパス（ＤＶＢ−Ｈ信号及び妨害信号の両方の）による無線チャネルの変化は妨害信号検出性能に影響するが、しかしさらに動的で、そして周波数チャネル内の平均妨害信号電力の周辺でさらに速く時間的に変化する。

妨害信号検出は妨害信号を検出するために同期化の前に行われ、そして周波数及び恐らくは各検出妨害信号のレベルを決定する。一以上のノッチ・フィルターがその後検出された全ての妨害信号を抑制するために使用される。同期化作業はノッチ・フィルターが稼働している間行われ、そして妨害信号の存在から生じるいずれの偏倚(bias)も除外される。同期を行う前の妨害信号の抑制は復調性能と同様に検出及び取得性能を改善する。同期化の前に妨害信号検出を行うことは、動作環境を同じく緩和するかもしれない。ハードウェア処理能力の大部分は同期の前の妨害信号検出に利用可能であり、そして同期後のデータ復調に使用される。

別の形態では、受信器４５０はＦＦＴ後妨害信号検出及びＦＦＴ後妨害信号抑制を行う。受信器４５０は妨害信号を持つキャリアを決定するためにデータ・バーストの受信の前及び／またはデータ・バーストの受信の間にＦＦＴ後妨害信号検出を行う。上で述べたように、これらの妨害信号はアナログＴＶ信号によるもので、そして帯域内に入る。受信器４５０はその後帯域内妨害信号を抑制するために妨害信号を持つキャリアを消去するか、もしくは低減させる。妨害信号を持つ任意数のキャリア及びキャリアの任意集合は容易に消去され、或いは低減される。

妨害信号検出について、受信器４５０はＫ個の全体キャリアのＫ受信シンボルを取得するためにＦＦＴによって各受信ＯＦＤＭシンボルを変換する。ＦＦＴはデータ復調の間に使用される通常のＦＦＴモードに基づいて行われる。一つの設計では、妨害信号検出はそのキャリアのデータ電力及びチャネル電力に基づいて各キャリアに行われる。この設計について、受信器４５０はパイロット・セルからの受信パイロット・シンボルに基づいてＫ個の全体キャリアについてチャネル利得推定を得る。

受信器４５０は、次のように各キャリアｋのデータ電力を計算する：
Ｐ_D(ｋ,ｎ)＝α_D・|Ｄ(ｋ,ｎ)|² +(１−α_D)・Ｐ_D(ｋ,ｎ−１) 式（３）
但し、Ｄ(ｋ,ｎ)はシンボル期間ｎにおけるキャリアｋ上の複素受信データ・シンボル、
Ｐ_D(ｋ,ｎ)はシンボル期間ｎにおけるキャリアｋのデータ電力、そして
α_Dはデータ電力の平均化の量を決定する係数である。

受信器４５０は、次のように各キャリアｋのチャネル電力を計算する：
Ｐ_H(ｋ,ｎ)＝α_H・|Ｈ(ｋ,ｎ)|² +(１−α_H)・Ｐ_H(ｋ,ｎ−１) 式（４）
但し、Ｈ(ｋ,ｎ)はシンボル期間ｎにおけるキャリアｋの複素チャネル利得推定、
Ｐ_H(ｋ,ｎ)はシンボル期間ｎにおけるキャリアｋのチャネル電力、そして
α_Hはチャネル電力の平均化の量を決定する係数である。

複素チャネル利得推定Ｈ(ｋ,ｎ)はパイロット・セルからの受信パイロット・シンボルに基づいて得られる。各シンボル期間に、最初の複素チャネル利得推定はそのシンボル期間にパイロット・セルからの受信パイロット・シンボルに基づいて得られる。１以上のシンボル期間におけるパイロット・セルの最初のチャネル利得推定は各シンボル期間におけるＫ個の全体キャリアのチャネル利得推定を取得するために処理される（例えば、補間される）。

式（３）および式（４）におけるＩＩＲフィルターはデータ電力及びチャネル電力を時間平均する。妨害信号を持つキャリアは、信号及び妨害信号が建設的または破壊的に結合するかどうかによって、ある時間には低電力、そして他のある時間には高電力を持つので、その濾過（フィルタリング）は妨害信号検出性能を改善する。しかしながら、時間とともに、妨害信号を持つキャリアは平均より高い電力を持つであろう。係数α_D 及びα_H は０．０から１．０の範囲にあり、そして所望の平均化量を達成するように選択される。係数α_D は係数α_H に等しく、あるいは等しくない。

各キャリアｋについて、データ電力はチャネル電力と比較される。次のように、データ電力がチャネル電力より十分に高ければ、妨害信号がキャリアｋに対して宣言される：
Ｐ_D(ｋ,ｎ) ＞β_H −Ｐ_H(ｋ,ｎ)であれば、キャリアｋに対して妨害信号を宣言し、さもなければキャリアｋに対して妨害信号でないことを宣言する 式（５）
但し、β_H はチャネル電力の閾値乗数である。β_H はコンピューター・シミュレーション、実験測定、フィールド・テスト、等々に基づいて選択される。例えば、β_H は５／３（それは約４．５ｄＢである）または他のなんらかの値に設定される。

別の設計では、妨害信号検出はそのキャリアのデータ電力及び雑音電力に基づいて各キャリアに行われる。この設計について、次のように、受信器４５０は各キャリアｋの雑音を推定する：

但し、

はシンボル期間ｎにおけるキャリアｋのハード決定、そしてＮ(ｋ,ｎ)はシンボル期間ｎにおけるキャリアｋの雑音である。雑音Ｎ(ｋ,ｎ)はまた他の方法でも推定される。

受信器４５０は、次のように各キャリアｋの雑音を濾過する：
Ｐ_N(ｋ,ｎ)＝α_N・Ｎ(ｋ,ｎ)＋(１−α_N)・Ｐ_N(ｋ,ｎ−１) 式（７）
但し、Ｐ_N(ｋ,ｎ) はシンボル期間ｎにおけるキャリアｋの雑音電力、
α_N は雑音電力の平均化の量を決定する係数である。

各キャリアｋについて、データ電力は雑音電力と比較される。次のように、データ電力が雑音電力より十分に高ければ、妨害信号がキャリアｋに対して宣言される：
Ｐ_D(ｋ,ｎ) ＞β_N −Ｐ_N(ｋ,ｎ)であれば、キャリアｋに対して妨害信号を宣言し、さもなければキャリアｋに対して妨害信号でないことを宣言する 式（８）
但し、β_N は雑音電力の閾値乗数である。β_N はコンピューター・シミュレーション、実験測定、フィールド・テスト、等々に基づいて選択される。

他の設計では、各キャリアのデータ電力はＫ個の全体キャリアの基準化平均電力、所定の値、または他の値と比較される。一般に、閾値は各キャリア（例えば、β_H・Ｐ_H(ｋ,ｎ) またはβ_N・Ｐ_N(ｋ,ｎ) ）について、キャリアの各集合について、または全Ｋ個の全体キャリアについて決定される。

妨害信号抑制について、検出された妨害信号を持つ各キャリアは様々な方法において修正される。一つの設計では、妨害信号を持つ各キャリアはそのキャリアの受信データ・シンボルをゼロ・シンボル（または単純に、ゼロ）と置換することによって消去される。それからデータ復調が妨害信号のないキャリアの受信データ・シンボル及び妨害信号を持つキャリアのゼロ・シンボルに対して行われる。例えば、ログ尤度比（log likelihood ratios：ＬＬＲ）が各シンボルのコード・ビットについて計算される。各コード・ビットのＬＬＲは「１」または「０」であるそのコード・ビットの尤度を示す。妨害信号を持つキャリアのコード・ビットのＬＬＲは「１」または「０」であるこれらのコード・ビットの等しい尤度を示すためにゼロに設定される。ゼロのＬＬＲを持つコード・ビットは復号処理において加重を与えられず、それは妨害信号が復号性能を劣化させることを防止する。別の設計では、妨害信号を持つ各キャリアのＬＬＲはこれらのＬＬＲによって伝達される「０」または「１」値においてより少ない確実性を示すように（ゼロに設定する代わりに）低減される。

一つの設計では、妨害信号検出及び抑制は各シンボル期間に各々のＤデータ・キャリアについて行われる。図３Ｂに示したように、データ・キャリアはシンボル期間からシンボル期間へ変化する。各シンボル期間において、上で述べたように、データ電力及びチャネル電力はＫ個の全体のキャリアの各々について更新される。しかしながら、妨害信号検出及び抑制はＤデータ・キャリアについて行われ、そしてＰパイロット・キャリアについて除外される。

別の設計では、妨害信号検出及び抑制は最高Ｌキャリアについて行われ、ここでＬは一定値であり、そして５１２、１０２４、２０４８、または他の値に等しい。例えば、Ｌ＝２０４８であれば、妨害信号検出及び抑制はＤＶＢモード１及びＩＳＤＢ−Ｔモード１、２、及び３における全てのキャリアについて行われる。なぜならば、これらの全てのモードは２０４８以下のキャリアを有するためである。ＤＶＢモード２及び３では、Ｌ＝２０４８ならば、妨害信号検出及び抑制はＫ個の全体キャリアの部分集合について行われる。ＬキャリアはＫ個の全体キャリアに亘って分布しているか、もしくは妨害信号が存在する可能性がある領域に集中する。この設計はメモリー及び電力要求を低減させるために使用される。

さらに別の設計では、妨害信号検出及び抑制は異なる周波数領域について選択的に行われる。Ｋ個の全体キャリアは多数（例えば、１６）の領域に分割される。各領域は一組の隣接するキャリアに対応する。妨害信号検出及び抑制は各領域について有効か、無能にされる。例えば、妨害信号検出及び抑制は妨害信号が存在しやすい領域（例えば、カラー及びオーディオ・キャリアを網羅する領域）について有効にされ、そして妨害信号があまり存在しない、もしくは存在しそうにない領域については無能にされる。

キャリアを効果的にゼロに設定することはそのキャリア上で所望の信号と同様に妨害信号を取除く。妨害信号を持つキャリアを消去する効果は受信器４５０によって受信されたデータ・バーストについて送信器４１０によって使用されるコード伝送速度（code rate）に依存する。高いコード伝送速度は伝送データにおける冗長度を少なくし、そして妨害信号を持つキャリアを消去することは復号特性に多くの影響を与える。その逆は低いコード伝送速度についても成り立つ。

一般に、妨害信号検出及び抑制は様々な方法において、そして様々な要素に基づいて行われる。一つの設計では、妨害信号検出及び抑制はコード伝送速度に関係なくデータを受信しているときはいつでも有効にされ、そして実行される。別の設計では、妨害信号検出及び抑制は所定のコード伝送速度またはそれ以下について、もしくは妨害信号が同期化の前に検出されるとき、もしくは他の条件または基準に基づいて有効にされ、そしてそれ以外では無能にされる。さらに別の設計では、妨害信号検出はコード伝送速度及び／または他の要素に依存する。例えば、大きな閾値乗数β_Hまたはβ_Nは大きな振幅を持つ妨害信号のみが消去されるように高いコード伝送に使用され、それは所望の信号の消去による影響を低減する。

受信器４５０はＦＦＴ後妨害信号検出及びＦＦＴ前妨害信号抑制を行い、それは第一の妨害信号検出及び抑制手法と呼ばれる。代りに、もしくは追加して、受信器４５０はＦＦＴ後妨害信号検出及びＦＦＴ前妨害信号抑制を行い、それは第二の妨害信号検出及び抑制手法と呼ばれる。第一の手法は復調性能と同様に信号検出及び取得性能を改善する。第二の手法は任意数のキャリア及び任意のキャリアおける妨害信号を検出し、且つ抑制することができ、そして復調性能を改善する。第一及び第二の手法は相互とは無関係に実行され、その結果どちらかの手法または双方の手法が実行される。

図５は図４の受信器４５０におけるＯＦＤＭ復調器４６０の設計のブロック図を示す。ＯＦＤＭ復調器４６０内では、下記で述べるように、ユニット５１０は入力標本にＤＣオフセット除去及びＦＦＴ前妨害信号抑制を行う。プリプロセッサー５１２はユニット５１０からの標本を処理し、そして受信標本を提供する。プリプロセッサー５１２はＡＧＣ、タイミング取得、濾過（フィルタリング）、標本レート変換、周波数誤り推定及び除去、及び／または他の機能を実行する。同期化（Ｓｙｎｃ）ユニット５１４は時間同期を行い、そして各受信ＯＦＤＭシンボルについてどちらの標本を処理するかを示すＦＦＴ窓（ウィンドウ）を生成する。

ユニット５１６はＦＦＴ窓に基づいてユニット５１４からの各受信ＯＦＤＭシンボルのガード区間を取除き、そしてそのＯＦＤＭシンボルのＫ受信標本を提供する。直並列変換器（Ｓ／Ｐ）５１８は並行して各受信ＯＦＤＭシンボルのＫ受信標本を提供する。ユニット５２０はＫ個の全体キャリアのＫ周波数領域受信シンボルを取得するためにＫ受信標本にＦＦＴ／ＤＦＴを行う。ユニット５２０はＰパイロット・キャリアからの受信パイロット・シンボルをチャネル推定器５２２へ、Ｄデータ・キャリアからの受信データ・シンボルをゼロ置換ユニット５２６へ、そしてＫ個の全体キャリアからの受信シンボルを妨害信号検出器５２４へ提供する。チャネル推定器５２２は受信パイロット・シンボルに基づいてＫ個の全体キャリアのチャネル利得推定を得る。

第一の妨害信号検出及び抑制手法について、妨害信号検出器５２４は、（ｉ）例えば、式（１）に示したように、各キャリアの受信シンボルを濾過すること、及び（ｉｉ）例えば、式（２）に示したように、各キャリアの電力を検出閾値に対して比較することによってＦＦＴ後妨害信号検出を行う。妨害信号検出器５２４はまた各検出妨害信号の周波数を決定し、それは検出妨害信号を抑制するためにＦＦＴ前妨害信号濾過のために使用される。

第二の妨害信号検出及び抑制手法について、妨害信号検出器５２４は、（ｉ）例えば、式（３）及び式（４）に示したように、各キャリアのデータ電力及びチャネル電力を決定すること、及びｉｉ）例えば、式（５）に示したように、データ電力を基準化チャネル電力と比較することによってＦＦＴ後妨害信号検出を行う。妨害信号検出器５２４はまた、例えば、データ電力及び雑音電力に基づいて他の方法でも妨害信号検出を行う。妨害信号検出器５２４は検出妨害信号を持つキャリアを提供する。ゼロ置換ユニット５２６は妨害信号を持つ各キャリアを消去し、そして妨害信号のない各キャリアを通過させる。

直並列変換器（Ｓ／Ｐ）５２８は各シンボル期間にユニット５２６からのＫシンボルを直列化する。データ復調器５３０はチャネル利得推定を持つ受信データ・シンボルにデータ復調／検出を行い、そしてデータ・シンボル推定を提供し、それはＬＬＲまたは他のフォーマットとして与えられる。データ復調器５３０はまた妨害信号を持つキャリアのＬＬＲを低減させる。

図６は図５のＤＣ回路／妨害信号フィルター・ユニット５１０の設計を示す。ユニット５１０内で、乗算器／回転器６１０は検出された妨害信号をゼロ周波数に集中するために入力標本を検出妨害信号周波数において複素正弦関数と乗算する。マルチプレクサー（Ｍｕｘ）６１２は乗算器６１２または６１６から標本を選択し、そして選択された標本を提供する。ノッチ・フィルター６１４は検出妨害信号を抑制するためにマルチプレクサー６１２からの標本を濾過する。乗算器６１６はノッチ・フィルター５２４からの濾過標本を適切な周波数の複素正弦関数と乗算し、そして抑制された妨害信号を持つ標本を提供する。単一の検出妨害信号を抑制するために、図６に示したように、乗算器６１０は検出妨害信号をゼロ周波数に変換し、そして乗算器６１６は濾過標本を元の周波数に変換する。多数の検出妨害信号を抑制するために、乗算器６１０は第一の検出妨害信号をゼロ周波数に変換し、そして乗算器６１６は濾過標本を次の検出妨害信号または元の周波数に変換する（図６には示されない）。ＦＦＴ前妨害信号抑制はまたノッチ・フィルター６１４を各検出妨害信号周波数に同調し、そしてユニット１０から乗算器６１０及び６１６を省略することによって行われる。

図７は妨害信号検出及び抑制を行うための処理７００の設計を示す。入力信号は周波数領域信号を取得するために（例えば、ＦＦＴまたはＤＦＴによって）変換される（ブロック７１２）。入力信号は図５のユニット５１０に提供される入力標本に対応する。周波数領域信号は図５のＦＦＴ／ＤＦＴユニット５２０からの受信シンボルに対応する。入力信号は妨害信号検出の第一の変換モードに基づき、且つデータ復調の第二の変換モードに基づいて変換される。第一の変換モードは第二の変換モードより高いダイナミック範囲を持ち、そしてよりよく妨害信号を捉えることができる。

入力信号における妨害信号は周波数領域信号に基づいて検出される（ブロック７１４）。複数のキャリアの電力は周波数領域信号に基づいて決定される。妨害信号はその後複数のキャリアの電力のピークに基づいて検出される。例えば、ピークが閾値を越えるならば、妨害信号が宣言される。その閾値は一定値または、例えば、複数のキャリアの平均電力に基づいて決定される設定可能な値である。検出された妨害信号の周波数はピークのキャリアに基づいて決定される。補間はまた検出妨害信号の周波数を決定するためにピーク及びそれらの肩に対して行われる。入力信号は、例えば、図３Ａに示したように、時間スライスしたデータ・バーストを含み、そして妨害信号は復調される各データ・バーストの前で検出される。

入力信号は検出妨害信号を抑制するために濾過される（ブロック７１６）。一つの検出妨害信号について、入力信号は検出妨害信号周波数によって低位変換され、それから検出妨害信号を抑制するために濾過され、そしてその後検出妨害信号周波数によって高位変換される。多数の検出妨害信号について、入力信号は第一の妨害信号を指定周波数（例えば、ゼロ周波数）に集めるために周波数変換され、それから第一の妨害信号を抑制するために濾過され、それから第二の妨害信号を指定周波数に集めるために周波数変換され、それから第二の妨害信号を抑制するために濾過される、等々。代りに、入力信号は検出された各妨害信号周波数に同調されたノッチ・フィルターに基づいて濾過される。入力信号の濾過は妨害信号が検出されるとき有効にされ、そして妨害信号が検出されないとき無能にされる。

図８は妨害信号検出及び抑制を行うための処理８００の設計を示す。入力信号は周波数領域信号を取得するために（例えば、ＦＦＴまたはＤＦＴによって）変換される（ブロック８１２）。入力信号における妨害信号は周波数領域信号に基づいて検出される（ブロック８１４）。一つの設計では、複数のキャリアの各々のデータ電力及びチャネル電力は、例えば、式（３）及び式（４）に示したように決定される。妨害信号が各キャリアに存在するか否かはそのキャリアのデータ電力及びチャネル電力に基づいて決定される。例えば、データ電力が、例えば、式（５）に示したように、所定の量だけチャネル電力を超えるならば、妨害信号が宣言される。別の設計では、複数のキャリアの各々のデータ電力及び雑音電力が例えば、式（３）、式（６）及び式（７）に示したように、決定される。妨害信号が各キャリアに存在するか否かは、例えば、式（８）に示したように、そのキャリアのデータ電力及び雑音電力に基づいて決定される。妨害信号検出は、例えば、各キャリアのデータ電力を一定値または全キャリアの基準化平均電力である設定可能な値に対して比較することによって、他の方法で行われる。周波数領域信号は検出妨害信号を持つキャリアに関して修正（例えば、消去または低減）される（ブロック８１６）。

ここに述べた技術は様々な方法によって実施することができる。例えば、これらの技術はハードウェア、ファームウェア、ソフトウェアまたはその組合せにおいて実施される。ハードウェア実施について、妨害信号検出及び抑制を行うために使用される処理ユニットは１以上の特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、ディジタル信号プロセッサー（ＤＳＰ）、ディジタル信号処理デバイス、プログラマブル論理デバイス ( PLDs ) 、フィールド・プログラマブル・ゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、プロセッサー、コントローラー、マイクロコントローラー、マイクロプロセッサー、電子デバイス、ここに述べた機能を実行するために設計された他の電子ユニット、コンピューター、またはその組合せの中で実施される。

ファームウェア及び／またはソフトウェア実施について、その技術はここに述べた機能を実行するモジュール（例えば、手続き、機能等）によって実施される。ファームウェア及び／またはソフトウェア・コードはメモリー（例えば、図４のメモリー４８２）に記憶され、そしてプロセッサー（例えば、プロセッサー４８０）によって実行される。そのメモリーはプロセッサー内またはプロセッサーの外部に実装される。

本開示の上述の記載は、当業者が本開示を実施し、もしくは使用することを可能にするために提供される。本開示に対する様々な変形は当業者には容易に明白であり、そしてここに定義された一般原理は本開示の精神または範囲から逸脱することなく他の変形に適用される。従って、本開示はここに述べた例に制限されることを意図しておらず、ここに開示された原理及び新規な特徴と一致する最も広い範囲を与えられるべきである。

Claims (34)

1. 周波数領域信号を取得するために入力信号を変換し、前記周波数領域信号に基づいて前記入力信号中の妨害信号を検出し、前記検出妨害信号を抑制するために前記入力信号を濾過するように構成された少なくとも１つのプロセッサーと；
   前記少なくとも１つのプロセッサーに結合されたメモリーと；
   を備えた装置。
2. 前記少なくとも１つのプロセッサーは、検出妨害信号周波数により入力信号を低位変換し、検出妨害信号周波数における妨害信号を抑制し且つ濾過信号を取得するために前記低位変換入力信号を濾過し、前記検出妨害信号周波数により前記濾過信号を高位変換するように構成された、請求項１に記載の装置。
3. 前記少なくとも１つのプロセッサーは、前記入力信号を周波数変換し、第１の周波数における第１の妨害信号を抑制し且つ第１の濾過信号を取得するために前記周波数変換入力信号を濾過し、前記第１の濾過信号を周波数変換し、第２の周波数における第２の妨害信号を抑制し且つ第２の濾過信号を取得するために前記周波数変換された第１の濾過信号を濾過し、前記前記第２の濾過信号を周波数変換するように構成された、請求項１に記載の装置。
4. 前記少なくとも１つのプロセッサーは、検出妨害信号周波数に同調されたノッチ・フィルターに基づいて前記入力信号を濾過するように構成された、請求項１に記載の装置。
5. 前記少なくとも１つのプロセッサーは、妨害信号検出のための第１の変換モードに基づいて前記入力信号を変換し、データ復調のための第２の変換モードに基づいて前記入力信号を変換するように構成され、前記第１の変換モードは、前記第２の変換モードより高いダイナミック範囲を有する、請求項１に記載の装置。
6. 前記少なくとも１つのプロセッサーは、前記周波数領域信号に基づいて複数のキャリアの電力を決定し、前記複数のキャリアの電力のピークに基づいて妨害信号を検出するように構成された、請求項１に記載の装置。
7. 前記少なくとも１つのプロセッサーは、閾値を超える各ピークについて妨害信号を宣言するように構成された、請求項６に記載の装置。
8. 前記少なくとも１つのプロセッサーは、前記複数のキャリアの平均電力に基づいて前記閾値を決定するように構成された、請求項７に記載の装置。
9. 前記少なくとも１つのプロセッサーは、前記ピークのキャリアに基づいて前記検出妨害信号の周波数を決定するように構成された、請求項６に記載の装置。
10. 前記少なくとも１つのプロセッサーは、前記検出妨害信号の周波数を決定するために、前記ピーク及び前記ピークの肩に補間を行うように構成された、請求項６に記載の装置。
11. 前記入力信号はデータ・バーストを含み、前記少なくとも１つのプロセッサーは、復調されるべき各データ・バーストの前で妨害信号を検出するように構成された、請求項１に記載の装置。
12. 前記少なくとも１つのプロセッサーは、妨害信号が検出されるときに前記入力信号の濾過を有効にし、妨害信号が検出されないときに前記入力信号の濾過を無能にするように構成された、請求項１に記載の装置。
13. 周波数領域信号を取得するために入力信号を変換することと；
    前記周波数領域信号に基づいて、前記入力信号中の妨害信号を検出することと；
    前記検出妨害信号を抑制するために、前記入力信号を濾過することと；
    を備えた方法。
14. 前記入力信号中の妨害信号を検出することは、
    前記周波数領域信号に基づいて複数のキャリアの電力を決定することと、
    前記複数のキャリアの電力のピークに基づいて妨害信号を検出することと、
    を備える、請求項１３に記載の方法。
15. 前記検出された妨害信号を抑制するために前記入力信号を濾過することは、前記検出妨害信号を抑制するために前記入力信号をノッチ・フィルターで濾過することを備える、請求項１３に記載の方法。
16. 周波数領域信号を取得するために入力信号を変換する手段と；
    前記周波数領域信号に基づいて前記入力信号中の妨害信号を検出する手段と；
    検出妨害信号を抑制するために前記入力信号を濾過する手段と；
    を備えた装置。
17. 前記入力信号中の妨害信号を検出する手段は、
    前記周波数領域信号に基づいて複数のキャリアの電力を決定する手段と、
    前記複数のキャリアの電力のピークに基づいて妨害信号を検出する手段と、
    を備える、請求項１６に記載の装置。
18. 前記検出妨害信号を抑制するために前記入力信号を濾過する手段は、前記検出妨害信号を抑制するために前記入力信号をノッチ・フィルターで濾過する手段を備える、請求項１６に記載の装置。
19. 周波数領域信号を取得するために入力信号を変換し、前記周波数領域信号に基づいて前記入力信号中の妨害信号を検出し、検出妨害信号を持つキャリアに対して周波数領域信号を修正するように構成された少なくとも１つのプロセッサーと；
    前記少なくとも１つのプロセッサーに結合されたメモリーと；
    を備えた装置。
20. 前記少なくとも１つのプロセッサーは、検出妨害信号を持つ各キャリアに対して前記周波数領域信号を消去するように構成された、請求項１９に記載の装置。
21. 前記少なくとも１つのプロセッサーは、検出妨害信号を持つ各キャリアに対して前記周波数領域信号を低減するように構成された、請求項１９に記載の装置。
22. 前記少なくとも１つのプロセッサーは、検出妨害信号を持つ各キャリアのログ尤度比（ＬＬＲ）を低減するように構成された、請求項１９に記載の装置。
23. 前記少なくとも１つのプロセッサーは、複数のキャリアの各々のデータ電力を決定し、前記複数のキャリアの各々のチャネル電力を決定し、前記キャリアのデータ電力及びチャネル電力に基づいて、妨害信号が前記複数のキャリアの各々に存在するかどうかを決定するように構成された、請求項１９に記載の装置。
24. 前記少なくとも１つのプロセッサーは、前記データ電力が所定の量だけチャネル電力を超過すると妨害信号を宣言するように構成された、請求項２３に記載の装置。
25. 前記少なくとも１つのプロセッサーは、多数のシンボル期間に前記複数のキャリアの受信シンボルを取得し、前記キャリアの前記データ電力を取得するために、前記多数のシンボル期間に亘り各キャリアの受信シンボルの電力を濾過するように構成された、請求項２３に記載の装置。
26. 前記少なくとも１つのプロセッサーは、多数のシンボル期間に前記複数のキャリアのチャネル利得推定値を取得し、前記キャリアの前記データ電力を取得するために、前記多数のシンボル期間に亘り各キャリアのチャネル利得推定の電力を濾過するように構成された、請求項２３に記載の装置。
27. 前記少なくとも１つのプロセッサーは、複数のキャリアの各々のデータ電力を決定し、前記複数のキャリアの各々の雑音電力を決定し、前記キャリアの前記データ電力及び前記雑音電力に基づいて、前記複数のキャリアの各々に妨害信号が存在するかどうかを決定するように構成された、請求項１９に記載の装置。
28. 前記少なくとも１つのプロセッサーは、伝送データのために使用されるコード伝送速度に基づいて、妨害信号検出及び抑制を行うか否かを決定するように構成された、請求項１９に記載の装置。
29. 周波数領域信号を取得するために入力信号を変換することと；
    前記周波数領域信号に基づいて前記入力信号中の妨害信号を検出することと；
    検出妨害信号を持つキャリアに対して周波数領域信号を修正することと；
    を備えた方法。
30. 前記入力信号中の妨害信号を検出することは、
    複数のキャリアの各々のデータ電力を決定することと、
    前記複数のキャリアの各々のチャネル電力を決定することと、
    前記キャリアの前記データ電力及び前記チャネル電力に基づいて、妨害信号が前記複数のキャリアの各々に存在するかどうかを決定することと、
    を備える、請求項２９に記載の方法。
31. 前記周波数領域信号を修正することは、検出妨害信号を持つ各キャリアに対して前記周波数領域信号を消去することを備える、請求項２９に記載の方法。
32. 周波数領域信号を取得するために入力信号を変換する手段と；
    前記周波数領域信号に基づいて前記入力信号中の妨害信号を検出する手段と；
    検出妨害信号を持つキャリアに対して前記周波数領域信号を修正する手段と；
    を備えた装置。
33. 前記入力信号中の妨害信号を検出する手段は、
    複数のキャリアの各々のデータ電力を決定する手段と、
    前記複数のキャリアの各々のチャネル電力を決定する手段と、
    前記キャリアの前記データ電力及び前記チャネル電力に基づいて、妨害信号が前記複数のキャリアの各々に存在するかどうかを決定する手段と、
    を備える、請求項３２に記載の装置。
34. 前記周波数領域信号を修正する手段は、検出妨害信号を持つ各キャリアに対して前記周波数領域信号を消去する手段を備える、請求項３２に記載の装置。

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