CN102594758A - 一种细定时同步估计装置及方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种细定时同步估计装置及方法，在电路设计中采用分时复用其他模块的存储器的方式，降低细定时同步估计装置电路的复杂度，减少系统中存储器资源。细定时同步估计装置由离散傅里叶变换器DFT、存储器接口单元、乘法器、离散傅里叶反变换器IDFT、绝对值模块、最大值模块、整数频偏估计模块、相位旋转控制模块、加法器、寄存器、阈值计算模块、比较器和细定时计算模块构成。同时本发明还提供一种细定时同步估计方法。本发明能有效降低同步估计电路中存储器设计电路，简化电路。

Description

一种细定时同步估计装置及方法

技术领域

本发明设计通信领域中CMMB接收机定时同步估计装置及方法，尤其涉及一种细定时同步估计装置及方法。

背景技术

中国数字移动多媒体广播(简称“CMMB”)标准是国家广电总局于2006年10月颁布的中国移动多媒体广播行业标准。CMMB标准充分考虑到移动多媒体广播业务的特点，针对手持设备接收灵敏度要求高，移动性和电池供电的特点，采用正交频分复用(简称“OFDM”)技术，提高了抗干扰能力和对移动性的支持。

OFDM系统的时间同步用来为快速傅里叶变换(简称“FFT”)解调提供准确的开窗位置。由于在OFDM符号之间插入了循环前缀保护间隔，因此OFDM符号定时同步的起始时刻可以在保护间隔内变化，不会造成码间干扰(简称“ISI”)和信道间干扰(简称“ICI”)。只有当FFT运算窗口超出了符号边界，或者落入符号的幅度滚降区间才会造成ISI和ICI。因此OFDM系统对符号定时同步的要求相对宽松。

在多径环境中，为了获得最佳的系统性能，需要确定最佳的符号定时。尽管符号定时的起点可以在保护间隔内任意选择，但任何符号定时的变化，都会增加OFDM系统对时延扩展的敏感程度，因此系统所能容忍的时延扩展就会低于其设计值，为了尽量减小这种负面的影响，需要尽量减小符号定时同步的误差。

OFDM定时同步易受频率偏差的影响。OFDM技术使用了频率的正交特性，一旦其正交性遭破坏，系统的误码率急剧增加。产生频偏的主要原因就是射频电路接收和发送段中心频率不匹配。如果发送端载波中心频率为ft，接收端载波中心频率为f_r，则源数据x(n)在发送端为：

在接收端为

可以看出接收端的数据经下变频后存在频偏f_r-f_t。因此可以得出在时域，载波频偏所造成的相位偏移随着采样点的增加逐渐累计增加，等效为线性相位偏移。

在频域，载波频偏造成的平均相位旋转和子载波间干扰，当频偏为Δf时，频域信号可表示为：

$Y\left(k\right)=X_k{H}_k\left\{\frac{\sin \mathrm{\π\Δf}}{N\sin (\mathrm{\π\Δf}/N)}\right\}{e}^{\mathrm{j\π\Δf}(N-1)/N}$

$+\underset{l\≠k}{\overset{K}{\underset{l=-K}{\mathrm{\Σ}}}}{X}_k{H}_k\left\{\frac{\sin \mathrm{\π\Δf}}{N\sin (\mathrm{\π}(l-k+\mathrm{\Δf})/N)}\right\}{e}^{\mathrm{j\π\Δf}(N-1)/N}{e}^{-\mathrm{j\π}(l-k)/N}$

$=Y^{\′}\left(k\right)+Y_{\mathrm{ICI}}\left(k\right)$

其中，Y(k)为频域接收到的信号，X_k为发送的原始信号，H_k为信道第k个位置的频域响应，N是FFT长度，Y′(k)与X_k成线性关系，Y_ICI(k)为子载波间干扰。随着载波频偏Δf的增加，函数

随着增大，子载波间干扰也随着增大。在OFDM系统中，当发生载波频率偏差的时候，大于子载波间隔的频偏部分称为整数频偏Δf_I，小于子载波间隔的频偏部分称为小数频偏Δf_f。其中小数频偏Δf_f会严重破坏各子载波之间的正交性。

按照定时同步的精度分类，定时同步算法可以分为粗定时同步算法和细定时同步算法。通常粗定时同步算法受频偏影响相对较小，但同步精度较低。细定时同步算法可以达到很高的同步精度高，但是随着频偏的增大，同步精度急剧降低。在CMMB接收机中需要同时使用粗定时同步和细定时同步。前者实现较大频偏影响下的粗略时间定时同步。在此基础上细定时同步估计实现准确的时间定时同步。电路设计中包含粗定时同步估计电路和细定时同步估计电路，分别实现不同的功能。为避免电路设计的繁冗，需要对电路设计尽可能进行简化，本发明基于上述问题在细定时同步估计电路中设计分时复用其他模块的存储器，简化电路，降低资源。

发明内容

本发明目的提供一种细定时同步估计装置及方法，在电路设计中采用分时复用其他模块的存储器的方式，降低细定时同步估计装置电路的复杂度，减少系统中存储器资源，简化电路设计。

一种细定时同步估计装置，包含离散傅里叶变换器DFT、存储器接口单元、乘法器、离散傅里叶反变换器IDFT、绝对值模块、最大值模块、整数频偏估计模块、相位旋转控制模块、加法器、寄存器、阈值计算模块、比较器和细定时计算模块。

CMMB接收机系统的接收过程分为同步阶段和解调阶段。细定时同步装置可仅在系统同步阶段工作，在解调阶段停止工作，则细定时同步装置可与仅在系统解调阶段工作的其他模块共享复用电路中的存储器单元。存储器接口单元内部不包含存储器，仅提供一个与其他接收机模块复用存储器的复用接口控制器。接收机模块包含但不限于：信道估计模块，比特解交织模块，字节解交织模块，低密度奇偶校验码解码器模块，RS(Reed-Solomon)解码器模块等。

本发明还提供一种细定时同步估计方法，包含以下内容：

(1)根据电路中粗定时同步估计结果，将经过粗频偏校正的数据送入细定时输入端口；

(2)进行整数频偏估计；

(3)根据整数频偏控制相位旋转控制模块改变本地同步信号的初始相位，经相应功能模块运算，得到细定时估计结果；

附图说明

图1本发明提出的细定时同步估计装置结构图

图2本发明提出的细定时同步估计方法基本流程图

具体实施方式

以下结合各附图对本发明提出的发明内容进行详细的描述，图1为细定时同步估计装置的电路结构图。

根据电路中根据粗定时同步估计结果，将经过粗频偏校正的数据送入细定时同步估算电路，输入数据首先送入离散傅里叶变换器DFT中进行傅里叶变换。变换后的结果送入存储器接口单元。通过乘法器、离散傅里叶反变换IDFT模块，绝对值模块和最大值模块后，整偏估计模块估计出其整数频偏。以整数频偏控制相位旋转控制模块改变本地同步信号的初始相位经过送入乘法器，使得由存储器接口单元输出的经过定时粗同步的信号和由相位旋转控制模块输出的特定相位的本地同步信号在乘法器中相乘，得到的信号经过N点离散反傅里叶变换变化为x[n]，经取绝对值模块后分别给加法器和存储器接口单元，经过存储器接口单元延时后的信号输送到比较器。x[n]信号通过加法器后进行寄存，实现累加，在阈值计算模块中用累加结果计算得到阈值。最后经过比较器和细定时计算模块得到所估计的细定时输出结果。

存储器接口单元内部不包括存储器，仅提供一个与其他接收机模块复用存储器的复用接口控制器。接收机模块包含信道估计模块，比特解交织模块，字节解交织模块，低密度奇偶校验码解码器模块，RS解码器模块等。

图2为细定时同步估计方法的基本流程图，细定时同步估计方法的具体实施，结合在上述细定时同步估计装置的实现过程中。

Claims (3)

1.一种细定时同步估计装置，由离散傅里叶变换器DFT、存储器接口单元、乘法器、离散傅里叶反变换器IDFT、绝对值模块、最大值模块、整数频偏估计模块、相位旋转控制模块、加法器、寄存器、阈值计算模块、比较器和细定时计算模块构成，其特征在于所述存储器接口单元内不包含存储器，仅提供一个与其他接收机模块复用存储器的复用接口控制器。

2.如权利要求1所述的一种细定时同步估计装置，其特征在于所述其他接收机模块包含信道估计模块、比特解交织模块，字节解交织模块，低密度奇偶校验码解码器模块和RS解码器模块。

3.一种细定时同步估计方法，其特征在于包含以下内容：

(1)根据电路中粗定时同步估计结果，将经过粗频偏校正的数据送入细定时输入端口；

(2)进行整数频偏估计；

(3)根据整数频偏控制相位旋转控制模块改变本地同步信号的初始相位，经相应功能模块运算，得到细定时估计结果。

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