CN101014031A - 一种频率粗同步方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种频率粗同步方法，该方法包括如下步骤：步骤1，通过对接收到的相位参考码元进行去扰并对去扰后的数据自相关，以消除所述接收到的相位参考码元的随机性；步骤2，利用相位参考码元相关特性搜索并确定精确的整数倍频偏，完成频率粗同步。本发明利用相位参考码元的特性提出一种能够快速精确地搜索频偏的频率粗同步方法，达到了简化算法提高性能的目的。

Description

一种频率粗同步方法

技术领域

该发明涉及一种在OFDM(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing，正交频分复用技术)通信中的同步方法，具体涉及接收机与发射机之间载波频率的整数倍子载波频率偏差的获取。

背景技术

DAB系统是由ETSI(European Telecommunications StandardsInstitute，欧洲电信标准协会)提出的一种数字音频广播系统，它采用OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分复用技术)与DQPSK(差分正交相移键控调制)相结合的调制方式。OFDM技术需要可靠的同步技术，同步技术包括定时同步、频率同步和相位同步，其中频率同步对系统的影响最大。由于移动无线信道存在时变性，在传输过程中会出现无线信号的频率偏移(频偏)。OFDM系统对频偏的敏感程度非常高，OFDM系统中区分各个子信道的方法是利用各个子载波之间严格的正交性。但是，由于传输中存在的频偏会使子信道之间产生干扰，子载波之间的正交性会遭到破坏，而仅仅1％的频偏就会使信噪比下降30dB。造成频偏的因素主要有多普勒频移、发射机和接收机晶振的不稳定性等，上述因素都容易造成子载波干扰和误码率的增加。为了避免信噪比的严重下降，必须尽可能地减小载波频率偏差，使载波同步非常精确。

在OFDM系统中，频率偏差实际上可分解为两部分：整数部分和小数部分。整数部分和小数部分都是相对于子载波间隔而言的。整数部分是等于子载波间隔整数倍的那一部分频率偏差；小数部分是指小于子载波间隔的那一部分频率偏差。

载波同步过程分为两种模式：粗同步(Coarse Synchronization)和细同步(Fine Synchronization)。在粗同步模式中，纠正子载波间隔的整数倍的那一部分频率偏差，同步器将参数的较大初始偏差减小到一个较小的范围；在细同步模式中，纠正小于子载波间隔的那一部分频率偏差，同步器将参数的剩余误差进一步减小，提高精度。

现有的频率粗同步方法有以下2种：

1.将接收到的相位参考码元(PRS，Phase Reference Symbol)做FFT(快速傅立叶变换)后，与本地产生的PRS共轭相乘，然后将相乘的结果做IFFT变换(快速反傅立叶变换)。当相位参考码元与本地PRS严格对齐的时候，会有峰值出现。

2.将接收到的相位参考码元PRS与本地产生的经过IFFT变换后的PRS相关。如果接收信号已经时域同步了，相关后会有峰值出现。

以上2种频率粗同步的方法都存在各自的缺点：

方法一：运算量过大。每一次峰值检测都需要做共轭相乘并做IFFT。而且，只有当相位参考码元与本地PRS严格对齐的时候，才有峰值出现。所以必须遍历所有的可能频偏，而不能大步进行搜索。因此这种方法功耗较大，不适合硬件实现。

方法二：算法有效的前提条件苛刻。由于这种方法是在时域上检测频偏信息，因此前提条件是必须先在时域上要精确同步。这增加了时域同步的难度。从系统的角度上来讲是简化了某方面的算法，却大大增加了另一方面的算法难度，得不偿失。

由于DAB系统所需要的单频点组网(SFN，Single FrequencyNetwork)的特性会造成接收机在时域上存在较大的多径延迟和频域上的深衰落；另外，接收机需要支持高速移动情况下的信号解调；以及，由于在测量整数倍载波频偏时无法得到准确的时间同步条件，定时偏移会导致载波偏移。

上述问题都造成整数倍载波频偏的测量成为一个难点。传统的频率同步方法无法解决上述所有的问题或解决上述所有问题的运算太过复杂或耗电量太大。

发明内容

为了解决传统频率粗同步方法算法复杂和功耗太大的缺陷，本发明提出一种频率粗同步方法，在低信噪比条件下利用PRS相关特性实现低功耗、搜索快速准确性高，算法简单的发明目的。

本发明方法包括如下步骤：

步骤1：通过对接收到的相位参考码元进行去扰并对去扰后的数据自相关，以消除所述接收到的相位参考码元的随机性；

步骤2：利用相位参考码元相关特性搜索并确定精确的整数倍频偏，完成频率粗同步。

进一步地，所述步骤1具体包括如下步骤：

步骤1.1：对接收的相位参考码元进行傅立叶变换，得到频域相位参考码元；

步骤1.2：通过将频域相位参考码元和本地PRS共轭相乘进行去扰操作；

步骤1.3：将去扰后的频域相位参考码元通过相关器进行自相关。

进一步地，所述步骤2具体包括如下步骤：

步骤2.1：通过峰值检测器进行相关值峰值检测，找到最大相关值峰值；

步骤2.2：同步判决器判断对所述最大相关值峰值进行多次搜索，直到找大最大相关值，此时本地PRS的频域偏移位置即为整数倍载波频偏。

最佳地，在本发明方法中子载波延迟数取值根据不同的OFDM系统应尽量小。

本发明方法只需要在频域而不是在时域进行频偏检测，这样对时间同步的要求不是那么严格，因此算法有效的前提条件容易满足；本发明方法无须逐点搜索频偏，搜索速度快；本发明方法充分地利用了相位参考码元的特性进行频偏搜索，因此搜索准确，算法较其他方法更加精确简单。

附图说明

图1是本发明方法的步骤流程图；

图2是本发明方法的原理框图；

图3是邻近子载波相互相关的说明示意图；

图4是本发明方法寄存器级的原理图；

图5是仿真结果的数据示意图。

具体实施方式

以下结合附图和具体实施例对本发明作详细说明。在本实施例中载波频偏数n取16，即搜索范围为-16～+16，搜索次数为33次；本实施例是针对DAB系统的，延迟子载波数d取1，即邻子载波互相相关。本发明的构造和作用仅仅作为本实施例进行说明，而本发明所述的技术思想和核心构成及作用并不局限于此。

图1是本发明方法的步骤流程图。如图1所示，本发明方法包括如下步骤：步骤1，通过对接收到的相位参考码元进行去扰并对去扰后的数据自相关，以消除所述接收到的相位参考码元的随机性；步骤2，利用相位参考码元相关特性搜索并确定精确的整数倍频偏，完成频率粗同步。

图2是本发明的原理框图，如图2所示本发明的实施原理如下：时域PRS经过FFT变换，得到频域PRS；将频域PRS与本地PRS共轭相乘，去除扰码；将去扰后的频域PRS延迟d个子载波，再与所述去扰后的频域PRS进行自相关；通过峰值检测器进行相关值峰值检测，找到最大相关值峰值；同步判决器通过载波频偏数n来控制峰值检测器的搜索次数，并经过多次搜索确定最大相关值，此时本地PRS的频域偏移位置即为整数倍载波频偏。

当d取1的时候，每个相邻子载波做自相关。图3是邻近子载波相互相关的说明示意图。如图3所示，子载波1与子载波2做自相关，子载波2与子载波3做自相关......子载波14与子载波15做自相关，子载波15与子载波16做自相关。这样增强了抗多径效应的能力。

图4是本发明方法寄存器级的原理图。如图4所示，本发明的寄存器级具体实施方式如下：FFT处理后的接收的PRS以直流点位为中心，对称的截取一段固定长度子载波序列(截取长度为32的整倍数加1，截取长度取决于算法要求的性能，例如256+1个子载波)，去除直流点后同本地存储的对应长度的本地PRS序列的各个子载波共轭相乘，即相关去扰的处理过程；本地PRS序列受同步判决器的控制，每次截取的起点自左向右逐个子载波滑动，滑动搜索的边界起点/终点取决于频偏检测的范围，在本实施例中搜索范围为-16～+16；PRS相关去扰处理后形成的序列经过一个长度为32个子载波跨度的邻子载波自相关器，使得每32个子载波进行邻邻相关再叠加，然后求绝对值，最后通过累加器进行累加；当所有频偏搜索点上都计算完毕，峰值检测器进行峰值检测，对应峰值累加值时的频偏搜索位置就是整数倍频偏估计值。

图5是仿真结果的数据示意图。如图5所示，在模式1中TU-6信道下信噪比SNR＝4dB时，通过仿真改变载波频偏数n(在本实施例中n取16，即搜索范围为-16～+16)搜索相关值M(n)的峰值。仿真思路是引入频偏为5个子载波，判断用本发明方法是否能最终检测出频偏为5个子载波。仿真结果如图5所示，最大峰值在n＝12时，实验得出n＝28时的峰值为多径衰落产生干扰造成次峰。由于载波频偏数n从-16～+16共取了33个值，所以如果没有出现频偏的话，最大峰值应该出现在n＝17的地方。但是最大峰值出现在n＝12的地方，偏离n＝17处5个子载波，由此验证出应用本发明提供的方法能够准确地获取载波频率的整数倍载波频偏。检测正确并且在仿真100000次后没有发现检测错误，而应用其它传统的方法错误率在0.5％以上。

进一步地，本发明方法的具体算法如下。

在本发明方法中，频域PRS可以写成：

R＝P·H·exp(θ)    (公式1)

R＝[R(1)，...，R(K)]为经历FFT变换后的频域PRS；P为频域PRS序列矢量；H为信道的频率响应，假设此处没有噪声的干扰；θ为载波频偏(Carrier Frequency Offset)和定时偏移(Timing Offset)造成的相移。所述定时偏移是指采样样本由于起点不一致造成的偏差；所述载波频偏是指载波相位的偏差。对于每个子载波，θ可以写成：

θ_k＝(2πk/K)·n_o+θ_o    (公式2)

θ_o为各个载波上的初始相移，此处认为θ_o仅由小数倍载波频偏产生；(2πk/K)·n_o为由定时偏移造成的相移，其中no为定时偏移采样数，k为载波序号，K为载波数。

首先将频域PRSR(k)与本地PRSP(k)的共轭P^*(k)相乘。当整数倍载波频偏位置搜索正确时，P(k)可被抵消。本地PRS定义为：

其中，L代表帧号；k表示子载波号；

_K由i，k，k’，n查表决定。由于PRS每个子载波只可能为+1，-1，+j，-j，所以P(k+n)·P^*(k)＝1。

因此，由(公式1)和(公式2)可得：

D_n(k)＝R(k+n)·P^*(k)

＝P(k+n)H(k+n)exp(2π(k+n)n_o/K+θ_o)·P^*(k)

＝H(k+n)exp(2π(k+n)n_o/K+θ_o)                   (公式4)

以上过程被称为去扰，D_n(k)代表去扰后的信号。

然后对去扰后的信号D_n(k)和延迟d个载波的载波序列进行自相关，即：

$M\left(n\right)=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{D}_n\left(k\right)\·{\left(D_n(k-d)\right)}^{*}$

$=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}(R(k+n)\·P^{*}\left(k\right))\·{(R(k+n-d)\·P^{*}(k-d))}^{*}$

(公式3)

当整数倍载波频偏位置搜索正确时，由(公式4)，可把(公式3)继续写成：

$M\left(n\right)=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{D}_n\left(k\right)\·{\left(D_n(k-d)\right)}^{*}$

$=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}(R(k+n)\·P^{*}\left(k\right))\·{(R(k+n-d)\·P^{*}(k-d))}^{*}$

$=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\left(H(k+n)\exp (2\mathrm{\π}(k+n)n_o/K+{\mathrm{\θ}}_o)\right)\·{\left(H(k+n-d)\exp (2\mathrm{\π}(k+n-d)n_o/K+{\mathrm{\θ}}_o)\right)}^{*}$

$=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\left(H(k+n)H^{*}(k+n-d)\exp (2\mathrm{\πd}{n}_o/K)\right)$

当基带信号带宽远小于信道带宽时，信号经历平衰落；当基带信号带宽很大时，经历频率选择性衰落。当d足够小到可使H(k+n)和H(k+n-d)在同一个平衰落(Flat Fading)的带宽上，此时就可避免信道内的频率选择性衰落，即此时H(k+n)和H(k+n-d)的值几乎相等。那么，上式可以写成

$M\left(n\right)=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\left({\left|H(k+n)\right|}^2\exp (2\mathrm{\πd}{n}_o/K)\right)$         (公式5)

从公式5可知对每一个共轭相乘的部分来说，相移都是exp(2πdno/K)。如前所述，这部分相移是由定时偏移造成的，它对每一个自相关部分来说为同一值。因此，所述定时偏移在不同载波上产生的相移以及小数倍载波频偏导致的相移θ_o都可以利用自相关消除。

综上所述，通过改变载波频偏数n搜索相关值M(n)的最大值即max{M(n)}，就可实现对整数倍载波频偏的估计。

本发明方法不局限用于DAB系统，所有使用OFDM技术的系统本方法均适用。如在DAB系统中，由于PRS占据所有的有效载波，子载波延迟数取1最佳。而在DVB系统中，所利用的导频载波只是有效载波一部分，子载波延迟数通常被设为2个最相近导频载波之间的间隔最小值。

以上所述仅为本发明的具体实施方式而已，并不用于限定本发明。任何对本发明作本技术领域内熟知的步骤的替换、组合、分立均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (4)

1.一种频率粗同步方法，其特征是包括如下步骤：

步骤1：通过对接收到的相位参考码元进行去扰并对去扰后的数据自相关，以消除所述接收到的相位参考码元的随机性；

步骤2：利用相位参考码元相关特性搜索并确定精确的整数倍频偏，完成频率粗同步。

2.根据权利要求1所述的一种频率粗同步方法，其特征在于，所述步骤1进一步地包括：

步骤1.1：对接收的相位参考码元进行傅立叶变换，得到频域相位参考码元；

步骤1.2：通过将频域相位参考码元和本地相位参考码元共轭相乘进行去扰操作；

步骤1.3：将去扰后的频域相位参考码元通过相关器进行自相关。

3.根据权利要求1所述的一种频率粗同步方法，其特征在于，所述步骤2进一步地包括：

步骤2.1：通过峰值检测器进行相关值峰值检测，找到最大相关值峰值；

步骤2.2：同步判决器判断对所述最大相关值峰值进行多次搜索，直到找大最大相关值，此时本地相位参考码元的频域偏移位置即为整数倍载波频偏。

4.根据权利要求1所述的一种频率粗同步方法，其特征在于：根据不同的正交频分复用技术系统，所述频率粗同步方法中子载波延迟数最佳取值应最小。

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