DE60205983T2

DE60205983T2 - Demodulator

Info

Publication number: DE60205983T2
Application number: DE60205983T
Authority: DE
Inventors: Takafumi Yamaji; Osamu Watanabe
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2001-05-11
Filing date: 2002-05-10
Publication date: 2006-07-06
Anticipated expiration: 2022-05-11
Also published as: JP2003032048A; KR20020086277A; US6774739B2; DE60205983D1; EP1257052B1; KR100463792B1; EP1257052A2; US20050075087A1; US7057426B2; US20020167369A1; JP3721144B2; EP1257052A3

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Frequenzwandler und insbesondere einen Frequenzwandler, der für Funkkommunikationen verwendet wird.
Ein Direktwandlungsempfangssystem, das infolge der verminderten Anzahl von Teilen für eine Miniaturisierung geeignet ist, kam aufgrund der Durchdringung mit Funkkommunikations-Endgeräten, wie zum Beispiel ein tragbares Telefon, zur praktischen Anwendung. Jedoch verwendet ein Direktwandlungssystem ein lokales Oszillationssignal (LO-Signal) mit im wesentlichen der gleichen Frequenz wie das Empfängersignal (RF-Signal), das von der Funkantenne empfangen wird. Aus diesem Grund leidet das Direktwandlungssystem unter dem Nachteil, wie zum Selbstmischung, der darin besteht, dass das Leck-LO-Signal in einen Empfängersignalkanal eintritt und zu einem Störungssignal wird. Als ein Verfahren, um dieses Problem zu lösen, wurde ein Verfahren vorgeschlagen, ein LO-Signal mit etwa der halben Frequenz des Empfängersignals zu verwenden. Gemäß diesem Verfahren wird etwa die halbe Frequenz der RF-Signalfrequenz als LO-Signalfrequenz verwendet.
Ein Direktwandlungsempfänger beinhaltet einen Mischer für geradzahlige Oberwellen, der die halbe Frequenz der RF-Signalfrequenz verwendet. Dieser Direktwandlungsempfänger hat die Eigenschaft, dass er für die Direktwandlung geeignet sind, da dieser Empfänger keine theoretische Empfindlichkeit hinsichtlich der LO-Signale zeigt, und zwar auch dann nicht, wenn die LO-Signalfrequenz in den Empfängersignalkanal eintritt. Jedoch hat der Mischer für geradzahlige Oberwellen ein Problem, dass dann, wenn die LO-Signalamplitude durch Temperaturveränderung fluktuiert, die Wandlungsverstärkung mit dieser Fluktuation variiert, dass heißt, die Verstärkung des Empfängers gibt keinen Zielwert an.
Außerdem variiert die Verstärkung sehr stark, wenn der LO-Signalgenerator verwendet wird, der für die Temperaturveränderung empfindlich ist. Um dieses Problem zu lösen, wurde bei der herkömmlichen Vorrichtung ein Verfahren zur Eingabe des LO-Signals in eine Begrenzungsschaltung verwendet, um die Amplitude konstant zu machen, wobei das LO-Signal anschließend in einen Mischer für geradzahlige Oberwellen eingegeben wurde. Jedoch ist bei diesem Verfahren ein Filter erforderlich, um die Oberwellenkomponente zu eliminieren, da viele Oberwellenkomponenten des LO-Signals in der Begrenzungsschaltung auftreten. Es ist allgemein schwierig, dieses Filter auf einem Chip zu integrieren.
Außerdem wird dadurch ein Vorteil der Direktwandlung eingeschränkt, der darin besteht, dass die Anzahl an Teilen reduziert werden kann, da das Filter zwischen dem LO-Signalgenerator und dem Mischer für geradzahlige Oberwellen vorgesehen werden muss. Da die Wandlungsverstärkung des Mischers für geradzahlige Oberwellen von der Fluktuation der LO-Signalamplitude abhängt, ist es schwierig, den Mischer für geradzahlige Oberwellen mit der preiswerten Oszillationsschaltung zu kombinieren, durch die die LO-Signalamplitude leicht fluktuiert.
Die US 5,787,126 offenbart einen Detektor zur Verwendung in einem drahtlosen Kommunikationssystem mit einem Quadraturmischer für geradzahlige Oberwellen, der einen Bandpassfilter, einen Null-Grad-Verteiler, einen 45-Grad-Phasenschieber und Mischer für geradzahlige Oberwellen aufweist.
Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Frequenzwandler zur Verfügung zu stellen, der einen Vorteil von einem Mischer für geradzahlige Oberwellen nutzen kann, der darin besteht, dass die Verschlechterung der Empfindlichkeit durch Selbstmischung klein ist, und zwar ohne Zunahme an Teilen.
Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung ist ein Frequenzwandler vorgesehen, dem ein Eingangssignal, ein lokales Oszillationssignal und ein Referenz-Gleichstromsignal zugeführt wird, wobei der Frequenzwandler aufweist: einen Verstärker mit variabler Verstärkung, der das lokale Oszillationssignal entsprechend einem Verstärkungssteuersignal verstärkt und ein verstärktes lokales Signal ausgibt; einen Mischer für geradzahlige Oberwellen, dem das Eingangssignal und das verstärkte lokale Oszillationssignal zugeführt wird und der ein Ausgangssignal ausgibt, dessen Frequenz eine Summe von einer ersten Frequenz des Eingangssignals und einer zweiten Frequenz mit dem zwei- oder mehrfachen geradzahligen Vielfachen einer Frequenz des verstärkten lokalen Oszillationssignals oder eine Differenz zwischen der ersten Frequenz und der zweiten Frequenz ist; einen Amplitudendetektor, dem das verstärkte lokale Oszillationssignal zugeführt wird und der ein Gleichstromsignal mit einer Amplitude ausgibt, die einer Amplitude des verstärkten lokalen Oszillationssignals entspricht; und einen Vergleicher, der das Gleichstromsignal von dem Amplitudendetektor mit dem Referenz-Gleichstromsignal vergleicht, um ein Ausgangssignal als das Verstärkungssteuersignal zu erzeugen.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist ein orthogonaler Demodulator vorgesehen, dem ein Eingangssignal, ein erstes lokales Oszillationssignal, ein zweites lokales Oszillationssignal, ein erstes Referenzsignal und ein zweites Referenzsignal zugeführt wird, wobei der orthogonale Demodulator ein erstes Frequenzwandlermittel und ein zweites Frequenzwandlermittel aufweist, wobei der erste Frequenzwandler aufweist: einen ersten Verstärker mit variabler Verstärkung, der das erste lokale Oszillationssignal entsprechend einem ersten Verstärkungssteuersignal verstärkt und ein verstärktes erstes lokales Oszillationssignal ausgibt; einen ersten Mischer für geradzahlige Oberwellen, dem das Eingangssignal und das verstärkte erste lokale Oszillationssignal zugeführt wird und der ein Ausgangssignal ausgibt, dessen Frequenz einer Differenz zwischen einer Frequenz von dem Eingangssignal und einer Frequenz mit dem zwei- oder mehrfachen geradzahligen Vielfachen einer Frequenz des verstärkten ersten lokalen Oszillationssignals entspricht; einen ersten Amplitudendetektor, dem das verstärkte erste lokale Oszillationssignal zugeführt wird und der ein erstes Gleichstromsignal mit einer Amplitude ausgibt, die einer Amplitude des verstärkten ersten lokalen Oszillationssignals entspricht; und einen ersten Vergleicher, der das erste Referenz-Gleichstromsignal mit dem ersten Gleichstromsignal vergleicht, um ein Ausgangssignal als das erste Verstärkungssteuersignal zu erzeugen; wobei der zweite Frequenzwandler aufweist: einen zweiten Verstärker mit variabler Verstärkung, der das zweite lokale Oszillationssignal entsprechend einem zweiten Verstärkungssteuersignal verstärkt und der ein verstärktes zweites lokales Oszillationssignal ausgibt; einen zweiten Mischer für geradzahlige Oberwellen, dem das Eingangssignal und das verstärkte zweite lokale Oszillationssignal zugeführt wird und der ein Ausgangssignal ausgibt, dessen Frequenz einer Differenz zwischen einer Frequenz des Eingangssignals und einer Frequenz mit dem zwei- oder mehrfachen geradzahligen Vielfachen einer Frequenz des verstärkten zweiten lokalen Oszillationssignals entspricht; einen zweiten Amplitudendetektor, dem das verstärkte zweite lokale Oszillationssignal zugeführt wird und der ein zweites Gleichstromsignal mit einer Amplitude ausgibt, die einer Amplitude des verstärkten zweiten lokalen Oszillationssignals entspricht; und einen zweiten Vergleicher, der das zweite Referenz-Gleichstromsignal mit dem zweiten Gleichstromsignal vergleicht, um ein Ausgangssignal als das zweite Verstärkungssteuersignal zu erzeugen; und einen Phasenschieber, der das erste lokale Oszillationssignal und das zweite lokale Oszillationssignal mit einer gegebenen Phasendifferenz dazwischen zu dem ersten Frequenzwandler und dem zweiten Frequenzwandler ausgibt.
Gemäß noch einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist ein orthogonaler Modulator vorgesehen, mit einem ersten Frequenzwandlermittel und einem zweiten Frequenzwandlermittel,
wobei das erste Frequenzwandlermittel aufweist:
ein erstes Verstärkermittel mit variabler Verstärkung zum Verstärken eines ersten lokalen Oszillationssignals entsprechend einem ersten Verstärkungssteuersignal, um ein verstärktes erstes lokales Oszillationssignal auszugeben;
ein erstes Mischermittel für geradzahlige Oberwellen, dem ein I-Kanal-Signal und das verstärkte erste lokale Oszillationssignal zugeführt wird, um ein Ausgangssignal auszugeben, dessen Frequenz einer Differenz zwischen einer Frequenz von dem I-Kanal-Signal und einer Frequenz mit dem zwei- oder mehrfachen geradzahligen Vielfachen einer Frequenz des verstärkten ersten lokalen Oszillationssignals entspricht;
ein erstes Amplitudendetektormittel, dem das verstärkte erste lokale Oszillationssignal zugeführt wird, um ein erstes Gleichstromsignal mit einer Amplitude auszugeben, die einer Amplitude des verstärkten ersten lokalen Oszillationssignals entspricht; und
ein erstes Vergleichermittel zum Vergleichen eines ersten Referenz-Gleichstromsignals mit dem ersten Gleichstromsignal, um ein erstes Ausgangssignal als das erste Verstärkungssteuersignal zu erzeugen;
wobei das zweite Frequenzwandlermittel aufweist:
ein zweites Verstärkermittel mit variabler Verstärkung zum Verstärken des zweiten lokalen Oszillationssignals entsprechend einem zweiten Verstärkungssteuersignal, um ein verstärktes zweites lokales Oszillationssignal auszugeben;
ein zweites Mischermittel für geradzahlige Oberwellen, dem ein Q-Kanal-Signal und das verstärkte zweite lokale Oszillationssignal zugeführt wird, um ein zweites Ausgangssignal auszugeben, dessen Frequenz einer Differenz zwischen einer Frequenz von dem Q-Kanal-Signal und einer Frequenz mit dem zwei- oder mehrfachen geradzahligen Vielfachen einer Frequenz des verstärkten zweiten lokalen Oszillationssignals entspricht;
ein zweites Amplitudendetektormittel, dem das verstärkte zweite lokale Oszillationssignal zugeführt wird, um ein zweites Gleichstromsignal mit einer Amplitude auszugeben, die einer Amplitude des verstärkten zweiten lokalen Oszillationssignals entspricht; und
ein zweites Vergleichermittel zum Vergleichen eines zweiten Referenz-Gleichstromsignals mit dem zweiten Gleichstromsignal, um ein Ausgangssignal als das zweite Verstärkungssteuersignal zu erzeugen; und
ein Phasenschiebermittel zum Ausgeben des ersten lokalen Oszillationssignals und des zweiten lokalen Oszillationssignals mit einer gegebenen Phasendifferenz dazwischen zu dem ersten Frequenzwandler und dem zweiten Frequenzwandler; und
ein Ausgabemittel zum Ausgeben eines Ausgangssignals, dessen Frequenz einer Summe einer Frequenz des ersten Ausgangssignal von dem ersten Frequenzwandlermittel und einer Frequenz des zweiten Ausgangssignal von dem zweiten Frequenzwandlermittel entspricht.
Diese Zusammenfassung der Erfindung beschreibt nicht notwendigerweise alle erforderlichen Eigenschaften, so dass die Erfindung auch eine Unterkombination dieser beschriebenen Merkmale sein kann.
Die Erfindung kann anhand der nachfolgenden detaillierten Beschreibung besser verstanden werden, und zwar in Verbindung mit den beiliegenden Zeichnungen, in denen:
1 ein Blockdiagramm von einem Frequenzwandler gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist;
2 ein Beispiel von einem Mischer für geradzahlige Oberwellen aus 1 zeigt;
3 eine Schaltungskonfiguration von dem Mischer für geradzahlige Oberwellen aus 2 zeigt;
4 ein Blockdiagramm von einem Frequenzwandler gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist;
5 eine Beziehung zwischen der Wandlungsverstärkung und der Amplitude von einem LO-Signal in einem Fall der Verwendung von einem Paar von Differentialtransistoren als der Mischer für geradzahlige Oberwellen zeigt;
6 ein Blockdiagramm von dem zweiten Mischer für geradzahlige Oberwellen ist;
7 eine Schaltungsdarstellung von einem Paar von Differentialfeldeffekttransistoren ist;
8 ein Blockdiagramm von einem orthogonalen Demodulator gemäß dem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist;
9 ein Blockdiagramm von einem Empfänger unter Verwendung des in 8 gezeigten orthogonalen Demodulators ist;
10 ein Blockdiagramm von einem orthogonalen Demodulator gemäß dem vierten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist;
11 ein Blockdiagramm von einem Frequenzwandler gemäß dem fünften Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist;
12 ein Blockdiagramm von einem Frequenzwandler gemäß dem sechsten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist;
13 ein Blockdiagramm von einem Frequenzwandler gemäß dem siebten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist;
14 ein Blockdiagramm von einem Empfänger gemäß dem achten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist; und
15 ein Blockdiagramm von einem Empfänger gemäß dem neunten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist.
Die Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden anschließend unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen beschrieben.
(Erstes Ausführungsbeispiel)
1 zeigt ein Blockdiagramm von einem Frequenzwandler gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Es wird nun ein Frequenzwandler beschrieben, der für ein Empfangssignal verwendet wird, das ein empfangenes Signal (RF-Signal) nach unten konvertiert, das über eine Funkantenne (nicht gezeigt) empfangen wird.
Ein Frequenzwandler 100, der in 1 gezeigt ist, enthält einen Mischer 101 für geradzahlige Oberwellen, einen LO-Signal-Verstärker 102 mit variabler Verstärkung, einen Amplitudendetektor 103 und einen Vergleicher 104. Ein Eingangssignal (RF-Signal oder ein moduliertes Signal) und ein lokales Oszillationsschaltung (LO-Signal), das durch den LO-Signal-Verstärker mit variabler Verstärkung verstärkt wird, werden in den Mischer 101 für geradzahlige Oberwellen eingegeben, so dass das Eingangssignal in die Frequenz umgewandelt wird, die der Differenz zwischen dem Eingangssignal und einem Signal entspricht, dessen Frequenz dem geradzahligen zwei oder mehrfachen (beispielsweise dem zweifachen) der LO-Signalfrequenz ist.
Die Wandlungsverstärkung des Mischers 101 für geradzahlige Oberwellen variiert entsprechend der LO-Signalamplitude. Folglich wird das durch den lokalen Oszillator (nicht gezeigt) erzeugte LO-Signal durch den LO-Signalverstärker mit variabler Verstärkung auf eine gewünschte LO-Signalamplitude verstärkt. Das auf die gewünschte Amplitude (ein Ausgang von dem LO-Signalverstärker 102 mit variabler Verstärkung) verstärkte LO-Signal wird in den ersten Mischer 101 für geradzahlige Oberwellen eingegeben. Die LO-Signalamplitude ist die LO-Signalamplitude, durch die die Wandlungsverstärkung des Mischer für geradzahlige Oberwellen maximal wird, wenn das Rauschverhalten des Frequenzwandler 100 in Betracht gezogen wird. Wenn die Verzerrungseigenschaft in Betracht gezogen werden, ist es bevorzugt, dass die gewünschte LO-Signalamplitude, stärker verstärkt wird als die LO-Signalamplitude, so dass die Wandlungsverstärkung maximal wird, um die LO-Signalamplitude mit dem Zustand zu erhalten, dass die Wandlungsverstärkung auf einen kleinen Wert fällt.
Die Erfassung dieser Amplitude ist erforderlich, um die LO-Signalamplitude auf einem gewünschten Wert zu halten. Die Ausgabe von dem LO-Signalverstärker 102 mit variabler Verstärkung wird in einen Amplitudendetektor 103 eingegeben und in das Gleichstromsignal umgewandelt, das die Amplitude erfüllt. Der Vergleicher 104 vergleicht die Ausgabe von dem Amplitudendetektor 103 mit einem von außen zugeführten Referenz-Gleichstromsignal. Der Ausgang von dem Vergleicher 104 wird in den LO-Signalverstärker 102 mit variabler Verstärkung als ein Verstärkungssteuersignal eingegeben. Mit anderen Worten, der LO-Signalverstärker 102 mit variabler Verstärkung, der Amplitudendetektor 103 und der Vergleicher 104 bilden eine Rückkopplungsschleife.
Die durch den LO-Signalverstärker 102 mit variabler Verstärkung verstärkte LO-Signalamplitude wird durch die Höhe des Referenz-Gleichstromsignals infolge dieser Rückkopplungsschleife bestimmt. Als ein Ergebnis wird die Wandlungsverstärkung von dem Mischer 101 für geradzahlige Oberwellen gleichmäßig gehalten.
Da der Frequenzwandler 100 einen Verstärker mit variabler Verstärkung verwendet, erzeugt er kaum höhere Oberwellen.
Aus diesem Grunde ist das Filter zum Entfernen der höheren Oberwellen nicht erforderlich. Daher kann der Frequenzwandler 100 als eine integrierte Schaltung hergestellt werden. Obwohl die Fläche von dieser integrierten Schaltung etwas größer ist, wird die Anzahl an Teilen des Empfängers nicht erhöht.
2 zeigt ein Blockdiagramm von einem Mischer für geradzahlige Oberwellen, bei dem Differential-Bipolar-Transistorpaare als ein Beispiel von dem Mischer 101 für geradzahlige Oberwellen verwendet werden, der in 1 gezeigt ist. 3 zeigt eine konkrete Schaltungskonfiguration des in 2 gezeigten Mischers.
Dieser Mischer 101 für geradzahlige Oberwellen verwendet vier Sätze 201a bis 201d von Differentialtransistorpaaren. Die Basisanschlüsse als Eingangsanschlüsse sind zu einer Brücke zusammengeschaltet. Das LO-Signal und das modulierte Signal (RF-Signal) sind getrennt, ohne direkt miteinander verbunden zu sein, und zwar aufgrund der Brückenverbindung. Da ein Differentialtransistorpaar verwendet wird, wird das LO-Signal in ein Differentialsignal von Anschlüssen LO+ und LO– (das umgekehrte Signal von LO+) umgewandelt, und das LO-Signal und das modulierte Signal werden in den Mischer 101 für geradzahlige Oberwellen eingegeben, nachdem das RF-Signal in ein Differentialsignal der Anschlüsse RF+ und RF– umgewandelt wurde (umgekehrtes Signal von RF+).
Der Zustand, dass das LO-Signal zu dem RF-Anschluss leckt, ist eine Ursache der Selbstmischung. Jedoch wirken in dem Mischer 101 für geradzahlige Oberwellen mit Brückenverbindung ein Signal, das von dem LO+ Anschluss leckt, und ein Signal gegeneinander, das von dem LO– Anschluss leckt, wie vorstehend beschrieben. Daher tritt scheinbar kein Signallecken auf, und zwar mit Blick von dem RF+ und RF– Anschluss. Die Ausgangsanschlüsse von jedem Differentialtransistorpaar sind so verbunden, dass die LO-Differentialsignale (LO+, LO–) gegeneinander wirken, und gewünschte Signale werden nach der Frequenzwandlung (Basisband-Differentialsignale BB+ und BB– aus 3) gegeneinander hervorgehoben.
Ein herkömmlicher Mischer für geradzahlige Oberwellen ist ein Mischer, bei dem ein anti-paralleles Diodenpaar verwendet wird. Jedoch wird das Signallecken zu einem Problem, wenn ein solcher Mischer für die Direktwandlung verwendet wird. Dies resultiert daraus, dass die Diode ein Element mit zwei Anschlüssen ist und die Trennung zwischen dem Eingang und dem Ausgang die einzige Maßnahme zur Frequenztrennung ist. In einem Fall mit der Verwendung von Transistoren ist jedoch der Basisanschluss ein Eingang, und der Kollektor-Anschluss ist ein Ausgang. Daher wird zumindest die Eingang-Ausgang-Trennung gewährleistet. Aus diesem Grund ist das Filter für die Signaltrennung nicht erforderlich, und eine Integration wird mit einem preiswerten Silizium-IC ermöglicht. Mit anderen Worten, der Mischer für geradzahlige Oberwellen des Frequenzwandlers gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel kann Dioden verwenden, aber der Mischer für geradzahlige Oberwellen unter Verwendung des Differentialtransistorpaars ist bevorzugt.
Die Schaltungskonfiguration aus 3 wird anschließend beschrieben. 3 zeigt eine Schaltungskonfiguration mit einer Brückenverbindung des Mischers 101 für geradzahlige Oberwellen, wie in 2 gezeigt. Das Differentialtransistorpaar 101a beinhaltet zwei npn-Typ Bipolar-Transistoren Tr1a und Tr1b und eine Konstantstromquelle, die zwischen dem gemeinsamen Emitter-Anschluss der Transistoren Tr1a und Tr1b und der Erde vorgesehen ist. Der Basisanschluss von dem Transistor Tr1a ist mit dem RF+ Anschluss verbunden, und der Basisanschluss von dem Transistor Tr1b ist mit dem LO+ Anschluss verbunden. Der Kollektor-Anschluss des Transistor TR1a ist mit einem BB+ Anschluss verbunden, der ein Basisbandsignal BB+ ausgibt, und der Kollektor-Anschluss des Transistors Tr1b ist mit einem BB– Anschluss verbunden, der ein Basisbandsignal BB– ausgibt.
In dem Differentialtransistorpaar 201b ist der Basisanschluss von einem Transistor Tr2a mit dem LO+ Anschluss verbunden, und der Basisanschluss von dem Transistor Tr2b ist mit dem RF– Anschluss verbunden. Der Kollektor-Anschluss von dem Transistor Tr2a ist mit dem BB+ Anschluss verbunden und der Kollektor-Anschluss von dem Transaktionssystem Tr2b ist mit dem BB– Anschluss verbunden.
In dem Differentialtransistorpaar 201c ist der Basisanschluss des Transistors Tr3a mit dem LO– Anschluss verbunden, und der Basisanschluss von dem Transistor Tr3b ist mit dem RF– Anschluss verbunden. Der Kollektor-Anschluss von dem Transistor Tr3a ist mit dem BB+ Anschluss verbunden, und der Kollektor-Anschluss des Transistors Tr3b ist mit dem BB– Anschluss verbunden.
In dem Differentialtransistorpaar 201d ist der Basisanschluss von einem Transistor Tr4a mit dem LO+ Anschluss verbunden, und der Basisanschluss von dem Transistor Tr4b ist mit dem RF– Anschluss verbunden. Der Kollektor-Anschluss von dem Transistor Tr4a ist mit dem BB+ Anschluss verbunden, und der Kollektor-Anschluss von dem Tr4b ist mit dem BB– Anschluss verbunden. Alle Transistoren Tr1 bis Tr4, aus denen die Differentialtransistorpaare zusammengesetzt sind, sind Transistoren der gleichen Größe.
Es werden nun die Gründe beschrieben, weshalb das Signal, das von dem LO+ Anschluss leckt, und das Signal, das von dem LO- Anschluss leckt, in dem Mischer 101 für geradzahlige Oberwellen mit Brückenverbindung gegeneinander wirken.
Zuerst wird der Grund beschrieben, weshalb das Signal, das von dem LO+ Anschluss leckt, und das Signal, das von dem LO– Anschluss leckt, in dem RF+ Anschluss gegeneinander wirken. Das Signal, das vom LO+ Anschluss zum RF+ Anschluss leckt, ist das LO+ Signal, das durch den Emitter- und den Basisanschluss des Transistors Tr1a von dem Basis- und Emitteranschluss des Transistors Tr1b des Differentialtransistorpaars 201a geleitet wird.
Andererseits ist das Signal, das von dem LO– Anschluss zu dem RF+ Anschluss leckt, das LO– Signal, das durch den Emitter- und Basisanschluss des Transistors Tr4a von dem Basis- und Emitteranschluss des Transistors Tr4b des Differentialtransistorpaar 201d geleitet wird. Da die Transistoren, aus denen die Differentialtransistorpaare 201a und 201d aufgebaut sind, die gleiche Größe haben, haben die Leckwege der Differentialtransistorpaare 201a und 201d die gleiche Impedanz. Da die Lecksignale in einer umgekehrten Beziehung zueinander stehen, wirken sie in dem RF+ Anschluss gegeneinander. Daher scheint es so, als würde es kein Lecksignal geben. Das ähnliche Gegeneinanderwirken findet in dem RF– Anschluss statt. Daher wirken das Signal, das von dem LO+ Anschluss leckt, und das Signal, das von dem LO– Anschluss leckt, in den RF+ und RF– Anschlüssen in dem Mischer 101 für geradzahlige Oberwellen mit Brückenverbindung gegeneinander.
(Zweites Ausführungsbeispiel)
4 zeigt eine Schaltungskonfiguration des Frequenzwandlers gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. In dem zweiten Ausführungsbeispiel werden gleiche Bezugszeichen verwendet, um gleiche strukturelle Elemente zu bezeichnen, die jenen in dem ersten Ausführungsbeispiel entsprechen, und eine weitere Erläuterung wird aus Gründen der Verkürzung weggelassen.
In dem in 4 gezeigten Frequenzwandler 200 werden der erste Mischer 101 für geradzahlige Oberwellen und der zweite Mischer 203 für geradzahlige Oberwellen verwendet. Außerdem wird ein erstes Referenz-Gleichstromsignal in den Vergleicher 104 eingegeben, und das zweite Referenz-Gleichstromsignal wird in den zweiten Mischer für geradzahlige Oberwellen eingegeben.
5 zeigt ein Simulationsergebnis, das eine LO-Signalamplitudenabhängigkeit hinsichtlich der Wandlungsverstärkung des Mischers für geradzahlige Oberwellen darstellt, die durch das Differential-Bipolar-Transistorpaar moduliert wird, wie zum Beispiel das Differentialtransistorpaar 201a aus 2. Die Abzissenachse zeigt die Amplitude des normalisierten LO-Signals, und die Ordinatenachse zeigt die Wandlungsverstärkung. Wie durch eine durchgezogene Linie dargestellt, wenn das Eingangssignal (RF-Signal oder das modulierte Signal) ein Signal ist, entspricht dessen Frequenz dem zweifachen der LO-Signalfrequenz. Die Wandlungsverstärkung (Doppelwellen-Wandlungsverstärkung), um das Eingangssignal in ein Signal (Basisbandsignal) nahe dem DC umzuwandeln, nimmt entsprechend dem Anstieg der LO-Signalamplitude zu. Diese Wandlungsverstärkung erreicht einen Spitzenwert mit einem Vielfachen der Wärmespannung Vt (entspricht 0,5 der Abzissenachse) und nimmt anschließend wieder ab. Wenn das Eingangssignal die Frequenz des vierfachen der LO-Signalfrequenz hat, dann zeigt die Wandlungsverstärkung (Vierfachwellen-Wandlungsverstärkung), um dieses Eingangssignal in das Signal nahe dem DC umzuwandeln, eine Tendenz, die ähnlich der vorstehend beschriebenen Tendenz ist. Jedoch unterscheidet sich die Wandlungsverstärkung (Nullwellen-Wandlungsverstärkung), um das Signal nahe dem DC auszugeben, ein wenig von der Wandlungsverstärkung.
Wenn das LO-Signal klein ist, dann wird die Verstärkung maximal. Wenn das LO-Signal ansteigt, dann zeigt die Verstärkung eine Tendenz, umgekehrt proportional zu der LO-Signalamplitude zu sein. Es ist ein Merkmal des vorliegenden Ausführungsbeispiels, die Nullwellen-Wandlungsverstärkung LO-Signalamplituden-Charakteristik für die Amplitudenerfassung des LO-Signals zu verwenden. Mit anderen Worten, das vorliegende Ausführungsbeispiel verwendet das Merkmal, dass die Nullwellen-Wandlungsverstärkung und die LO-Signalamplitude einander eins-zu-eins entsprechen, zwar im Gegensatz zur Doppel- oder Vierfachwellen-Wandlungsverstärkung.
6 zeigt eine Schaltungskonfiguration des zweiten Mischers 203 für geradzahlige Oberwellen, der als der LO-Signalamplitudendetektor verwendet wird. Der zweite Mischer 203 für geradzahlige Oberwellen hat die gleiche Schaltungskonfiguration wie der erste Mischer 101 für geradzahlige Oberwellen. Jedoch wird das zweite Referenz-Gleichstromsignal (DC+, DC–) in den zweiten Mischer 203 für geradzahlige Oberwellen anstelle des Eingangssignals (RF+, RF–) eingegeben. Die gleichen Teile wie jene des ersten Mischers 101 für geradzahlige Oberwellen beziehen sich auf 2 und 3, und die Details sind weggelassen.
Wenn der zweite Mischer 203 für geradzahlige Oberwellen, der durch die Differentialtransistorpaare hergestellt ist, als ein Amplitudendetektor verwendet wird, dann ist die LO-Signalamplitude umgekehrt proportional zur ausgegebenen DC-Signalamplitude des zweiten Mischers 203 für geradzahlige Oberwellen. Durch Vergleich dieses ausgegebenen Gleichstromsignals mit dem ersten Referenz-Gleichstromsignal wird die Rückkopplung so durchgeführt, dass die Wandlungsverstärkung (Nullwellen-Wandlungsverstärkung) des zweiten Referenz-Gleichstromsignals des zweiten Mischers 203 für geradzahlige Oberwellen zum ausgegebenen Gleichstromsignal, gleich einem Verhältnis des ersten Referenz-Gleichstromsignals zu dem zweiten Referenz-Gleichstromsignal wird.
Es ist möglich, die Doppelwellen-Wandlungsverstärkung des ersten Mischers 101 für geradzahlige Oberwellen auf einen gewünschten Wert einzustellen, indem die LO-Signalamplitude erhöht wird, bis die Nullwellen-Wandlungsverstärkung des zweiten Mischers 203 für geradzahlige Oberwellen als ein Amplitudendetektor ein gewünschter Wert wird. Dies kann als eine Master-Slave-Steuerung betrachtet werden, die den zweiten Mischer 203 für geradzahlige Oberwellen als eine Master-Schaltung verwendet und den ersten Mischer 101 für geradzahlige Oberwellen als eine Slave-Schaltung verwendet. Wenn der zweite Mischer 203 für geradzahlige Oberwellen als ein Amplitudendetektor in der Rückkopplungsschleife verwendet wird, dann ist es möglich, nicht nur die Wandlungsverstärkung unabhängig von der Variation der LO-Signalamplitude konstant zu machen, sondern auch die Variation der Verstärkung infolge der charakteristischen Variation des Transistors zu unterdrücken, die durch Temperaturvariation bewirkt wird.
Wenn die Charakteristik des Transistor durch eine Temperaturveränderung variiert, dann erreichen der erste Mischer 101 für geradzahlige Oberwellen und der zweite Mischer 203 für geradzahlige Oberwellen als der Amplitudendetektor den gleichen Effekt. Daher wird die LO-Signalamplitude durch die Rückkopplungsschleife so eingestellt, dass die Verstärkung des zweiten Mischer 203 für geradzahlige Oberwellen eine gewünschte Verstärkung bekommt. Als ein Ergebnis wird die Verstärkung des ersten Mischers 101 für geradzahlige Oberwellen ebenfalls kompensiert.
7 zeigt ein Schaltungsdiagramm von einem Differentialtransistorpaar 301 unter Verwendung von Feldeffekttransistoren (FET). Auch wenn FETs, wie zum Beispiel MOS-Transistoren, verwendet werden, ist es möglich, den ersten und den zweiten Mischer 101 und 203 für geradzahlige Oberwellen ähnlich wie die Differentialtransistorpaare 201a bis 201d unter Verwendung der Bipolar-Transistoren herzustellen. Es ist jedoch schwierig, die Wandlungsverstärkung gemäß dieser Konstruktion zu erhalten, da der Grenzwert des FET und somit Fluktuationen von dem Herstellungsprozess einer Halbleitervorrichtung abhängen. Jedoch sind die speziellen Merkmale der integrierten Schaltung, dass die Eigenschaften der Transistoren auf dem gleichen Chip etwa die gleichen sind, bei den Bipolar-Transistoren und dem FET gleich. Der Frequenzwandler der vorliegenden Erfindung verwendet den zweiten Mischer 203 für geradzahlige Oberwellen als einen Amplitudendetektor als eine Master-Schaltung, bestimmt die LO-Signalamplitude unter Bezugnahme auf die Wandlungsverstärkung und steuert die Wandlungsverstärkung des ersten Mischers 101 für geradzahlige Oberwellen als die Slave-Schaltung. Aus diesem Grunde kann, wenn der FET eine große Variation der Eigenschaften im Vergleich mit dem verwendeten Bipolar-Transistor hat, die Wandlungsverstärkung auf einem gewünschten Wert gehalten werden.
Die obige Erläuterung basiert auf dem Frequenzwandler, der für das Empfängersystem verwendet wird, aber das vorliegende Ausführungsbeispiel kann auf einen Sendersystem angewendet werden. In diesem Fall ist ein Eingangssignal, das dem Frequenzwandler 100 zugeführt wird, ein modulierendes Signal, das durch Umwandlung von Information eines Sprachsignals in ein digitales Signal erzeugt wird. Dieses modulierende Signal wird in ein Signal umgewandelt, dessen Frequenz gleich der Summe einer Frequenz von dem zwei- oder mehrfachen (beispielsweise zweifachen) geradzahligen Vielfachen der LO-Signalfrequenz und der Frequenz des modulierenden Signals ist. Das umgewandelte Signal wird als das RF-Signal ausgegeben. Dieses RF-Signal wird über eine Funkantenne (nicht gezeigt) gesendet.
(Drittes Ausführungsbeispiel)
8 zeigt eine Konfiguration von einem orthogonalen Demodulator gemäß dem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Der orthogonale Demodulator 400, der in 8 gezeigt ist, beinhaltet zwei Frequenzwandler 401 und 402, die mit dem ersten und zweiten Ausführungsbeispiel in Beziehung stehen, und einen Phasenschieber 403. Es wird angenommen, dass der Frequenzwandler 401 und 402 eine RF-Signalwelle und eine Doppelwelle des LO-Signals mischen. Ein sich in Phase befindliches Signal (RF-Signal oder moduliertes Signal) wird in die beiden Frequenzwandler 401 und 402 eingegeben. Der Phasenschieber 403 gibt LO-Signale, die eine Phasendifferenz von 45° haben, zu den beiden Frequenzwandlern 401 und 402.
Die Frequenzwandler 401 und 402 wandeln das RF-Eingangssignal in ein Signal um, dessen Frequenz durch die Frequenz des zweifachen der LO-Signalfrequenz abgesenkt ist, und dividieren dieses in ein I-Kanalsignal (I-Signal) und ein Q-Kanalsignal (Q-Signal) von dem Basisband. Die Frequenzwandler 401 und 402 mischen die Doppelwelle des LO-Signals mit der RF-Signalwelle, so dass die Phasendifferenz von 45° hin zu der Phasendifferenz von 90° verändert wird. Aus diesem Grund wird die Phasendifferenz von dem Phasenschieber 403 auf 45° eingestellt. Daher kann die Phasendifferenz des Phasenschiebers 403 auf 22,5° eingestellt werden, wenn die Frequenzwandler 401 und 402 die Vierfachwelle von dem LO-Signal mit der RF-Signalwelle mischen.
In dem orthogonalen Demodulator 400 gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel wird ein Verstärker mit variabler Verstärkung für die Frequenzwandler 401 und 402 verwendet. Es besteht daher kein Problem, dass die höheren Oberwellen des LO-Signals auftreten. Daher kann der orthogonale Demodulator 400 als eine integrierte Schaltung konstruiert sein. Das I-Signal und das Q-Signal, die gleich denen eines herkömmlichen orthogonalen Demodulators sind, können erhalten werden, ohne dass die Anzahl an Teilen ansteigt, indem lediglich der Ausgang von dem Phasenschieber 403 in die Frequenzwandler 401 und 402 eingegeben wird.
9 zeigt eine Konfiguration von einem Empfänger unter Verwendung des orthogonalen Demodulators 400, der in 8 gezeigt ist. Der Empfänger enthält eine Funkantenne (ANT) 501, um ein RF-Signal zu empfangen, einen gering rauschenden Verstärker (LNA) 502, um das RF-Signal zu verstärken, ein Bandpassfilter (BPF) 503, um einen Ausgang von dem gering rauschenden Verstärker zu filtern, und einen orthogonalen Demodulator 400, um den Ausgang von dem Bandpassfilter 503 orthogonal zu demodulieren und um ein I-Signal und ein Q-Signal auszugeben.
Es sind ein LO-Signalgenerator 504 zum Erzeugen eines lokalen Oszillationssignals (LO-Signal), das in einen orthogonalen Demodulator eingegeben wird, und Tiefpassfilter (LPF) 505a und 505b vorgesehen, die das I-Signal und das Q-Signal empfangen und die Niederfrequenzkomponenten extrahieren und ausgeben. Außerdem sind Verstärker (AMP) 506a und 506b, die die Ausgänge von den Tiefpassfiltern 505a und 505b ausgeben, und ein Demodulator 507 vorgesehen, der Daten demoduliert, wie zum Beispiel Sprache, und zwar basierend auf den Ausgängen von den Verstärkern 506a und 506b.
In dem in 9 gezeigten Empfänger kann der orthogonale Demodulator 400 als eine integrierte Schaltung konstruiert sein, wie vorstehend beschrieben. Außerdem können ein gering rauschender Verstärker 502, ein Tiefpassfilter 503, ein orthogonaler Demodulator 400, Tiefpassfilter 505a und 505b sowie Verstärker 506a und 506b als eine integrierte Schaltung hergestellt sein.
(Viertes Ausführungsbeispiel)
10 zeigt eine Konfiguration von einem orthogonalen Demodulator gemäß dem vierten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Das Ausführungsbeispiel aus 10 ist ein orthogonaler Demodulator 600, der bei einem Sender angewendet wird. Der orthogonale Demodulator 600 hat die gleiche Schaltungskonfiguration wie der in 8 gezeigte orthogonale Modulator 400. Jedoch unterscheidet sich die Eingangs-Ausgangs-Richtung von dem orthogonalen Modulator 400 aus 8. Mit anderen Worten, die Eingangssignale von dem orthogonalen Modulator 600 sind I-Signale und Q-Signale des Basisbandes. Der Ausgang von dem Frequenzwandler 401 und der Ausgang von dem Frequenzwandler 402 werden addiert, um ein Ausgangssignal zu erzeugen. Dieses Ausgangssignal ist ein RF-Signal.
11 zeigt eine Konfiguration des Frequenzwandlers gemäß dem fünften Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Die Konfiguration des Frequenzwandlers des vorliegenden Ausführungsbeispiels ist gleich der des Frequenzwandlers, der in 1 gezeigt ist, aber das Referenz-Gleichstromsignal das in den Vergleicher 104 eingegeben wird, ist variabel. Die Wandlungsverstärkung des Mischers 101 für geradzahlige Oberwellen variiert entsprechend der LO-Signalamplitude, wie vorstehend beschrieben. Wenn daher die Wandlungsverstärkung in dem Frequenzwandler verändert wird, um beispielsweise den dynamischen Bereich des Empfängers zu erhalten, kann die LO-Signalamplitude entsprechend einer gewünschten Wandlungsverstärkung verändert werden. Aus diesem Grund wird das Referenz-Gleichstromsignal verändert, das mit dem ausgegebenen Gleichstromsignal von dem Amplitudendetektor 103 in dem Vergleicher 104 verglichen wird. Die Verstärkung des Verstärkers 102 mit variabler Verstärkung wird gemäß einem Ergebnis des Vergleichs von diesem variablen Referenz-Gleichstromsignal mit dem Ausgangssignal von dem Amplitudendetektor 103 verändert. Mit anderen Worten, die Veränderung des Referenz-Gleichstromsignals bewirkt automatisch einen gewünschten dynamischen Bereich des Empfängers.
12 zeigt eine Konfiguration von einem Frequenzwandler gemäß dem sechsten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Die Konfiguration von dem Frequenzwandler dieses Ausführungsbeispiels ist im wesentlichen die gleiche wie die des in 4 gezeigten Frequenzwandlers, aber das zweite Referenz-Gleichstromsignal, das in den zweiten Mischer 203 für geradzahlige Oberwellen eingegeben wird, ist variabel. Durch Veränderung des zweiten Referenz-Gleichstromsignals kann freiwillig das Ausgangssignal von dem zweiten Mischer 203 für geradzahlige Oberwellen verändert werden. Dieses Ausgangssignal wird in den Vergleicher 104 eingegeben und mit dem Referenz-Gleichstromsignal verglichen. Die Verstärkung des Verstärkers 102 mit variabler Verstärkung kann entsprechend dem Vergleichsergebnis des Vergleichers 104 verändert werden. Mit anderen Worten, die Verstärkung des Verstärkers 102 mit variabler Verstärkung wird gemäß einer Veränderung des zweiten Referenz-Gleichstromsignals verändert. Wie daher beschrieben, kann der Frequenzwandler des vorliegenden Ausführungsbeispiels als ein Frequenzwandler mit einer variablen Verstärkungsfunktion verwendet werden. Das erste Referenz-Gleichstromsignal kann in diesem Ausführungsbeispiel ebenfalls variabel sein.
13 zeigt eine Konfiguration von einem Frequenzwandler gemäß dem siebten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Die Konfiguration des Frequenzwandlers dieses Ausführungsbeispiels ist im wesentlichen gleich der des in 4 gezeigten Frequenzwandlers, aber in diesem Ausführungsbeispiel enthält jeder von dem ersten und dem zweiten Mischer 101 und 203 für geradzahlige Oberwellen ein Differentialtransistorpaar und eine variable Stromquelle I. In diesem Ausführungsbeispiel können Störungseigenschaften und Rauscheigenschaften in einem bevorzugten Zustand mit einer konstanten Wandlungsverstärkung gehalten werden, indem ein Reststrom entsprechend einem Eingangssignalpegel verändert wird. Als ein Ergebnis kann ein Strom nur dann ansteigen, wenn der Frequenzwandler mit einem bevorzugten Zustand der Störungseigenschaft aktiviert wird, aber der Strom kann vermindert werden, wenn er mit einem anderen Status aktiv gemacht wird. Dies gewährleistet einen gewünschten dynamischen Bereich mit einem geringen Stromverbrauch.
14 zeigt eine Konfiguration von einem Empfänger unter Verwendung eines orthogonalen Demodulators gemäß dem achten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Das vorliegende Ausführungsbeispiel entspricht dem Ausführungsbeispiel aus 9, aber in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel werden Empfangssignal-Statusdetektoren 508a und 508b mit LPFs 505a und 505b verbunden. Die Empfangssignal-Statusdetektoren 508a und 508b erfassen eine Leistung des gesamten Signals, das den LPFs zugeführt wird, und einen Pegel von einer gewünschten Welle oder einer Interferenzwelle unter Verwendung von zumindest einem von einem Eingang der LPFs und einem Zwischenausgang von dem LPFs. Die erfassten Signale der Empfangssignal-Statusdetektoren 508a und 508b werden den Steuerungen 509a und 509b zugeführt. Die Steuerungen 509a und 509b stellen die Frequenzwandler 401 bzw. 402 ein, und zwar auf solche Vorspannungszustände, dass der Frequenzwandler mit dem Zustand arbeitet, in dem die Störungseigenschaft des Frequenzwandlers bevorzugt ist, wenn der Interferenzwellenpegel groß ist.
Wie somit beschrieben, kann der Empfänger mit hoher Leistungsfähigkeit und geringem Stromverbrauch realisiert werden, indem die Frequenzwandler 401 und 402 mit einem vernünftigen Vorspannungszustand gemäß dem empfangenen Signalzustand betrieben werden.
15 zeigt eine Konfiguration von einem Empfänger unter Verwendung eines orthogonalen Demodulators gemäß dem achten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Dieses Ausführungsbeispiel entspricht dem Ausführungsbeispiel aus 9, aber RSSI (Empfangssignal-Stärkeindikator) Detektoren 510a und 510 sind als Empfangssignal-Statusdetektoren in dem vorliegendem Ausführungsbeispiel vorgesehen. Außerdem sind Verstärker (VGA) 511a und 511b mit variabler Verstärkung an den hinteren Stufen der LPFs 505a bzw. 505b vorgesehen.
Die Steuerungen 512a und 512b stellen die Wandlungsverstärkungen der Frequenzwandler 401 und 402, um gewünschte Empfangseigenschaften gemäß der Empfangs-Elektrolysestärke zur Verfügung zu stellen, die durch die RSSI-Detektoren 510a und 510b erfasst werden, und die eingestellten Verstärkungen der VGAs 512a und 512b so ein, dass die Verstärkung des gesamten Empfängers konstant wird. Wenn beispielsweise die Empfangs-Elektrolysestärke stark ist, dann nehmen die Wandlungsverstärkungen der Frequenzwandler 401 und 402 ab, und die Verstärkungen von dem VGA 512a und 512b steigen an. Wenn andererseits die Empfangs-Elektrolysestärke schwach ist, dann steigen die Wandlungsverstärkungen der Frequenzwandler 401 und 402 an, und die Verstärkungen des VGA 512a und 512b nehmen ab. Als ein Ergebnis kann die Verstärkungsverteilung des Frequenzwandlers 401 und 402 und des VGA 512a und 512b optimiert werden.
In den obigen Ausführungsbeispielen kann der Leitungstyp der Transistoren Tr1 bis Tr4 aus 3 ein pnp-Typ sein.
Außerdem kann der erste Kanal von dem FET aus 7 ein p-Kanal-Typ sein, wenn alle FETs, aus denen die zweiten Mischer 101 und 203 für geradzahlige Oberwellen aufgebaut sind, vom gleichen Kanal-Typ sind.

Claims

Frequenzwandler, dem ein Eingangssignal und ein lokales Oszillationssignal zugeführt werden, wobei der Frequenzwandler enthält: ein Verstärkermittel (102), um das lokale Oszillationssignals entsprechend einem Verstärkungssteuersignal zu verstärken und um ein verstärktes lokales Signal auszugeben; ein Mischermittel (101) für geradzahlige Oberwellen, dem das Eingangssignal und das verstärkte lokale Oszillationssignal zugeführt wird, zum Ausgeben eines Ausgangssignals, dessen Frequenz eine Summe von einer ersten Frequenz des Eingangssignals und einer zweiten Frequenz mit dem zwei- oder mehrfachen geradzahligen Vielfachen einer Frequenz des verstärkten lokalen Oszillationssignals oder einer Differenz zwischen der ersten Frequenz und der zweiten Frequenz; ein Amplitudendetektormittel (103), dem das verstärkte lokale Oszillationssignal zugeführt wird, um ein Gleichstromsignal mit einer Amplitude auszugeben, die einer Amplitude des verstärkten lokalen Oszillationssignals entspricht; und ein Vergleichermittel (104) zum Vergleichen des Gleichstromsignals vom Amplitudendetektor mit einem Referenz-Gleichstromsignal, um ein Ausgangssignal als das Verstärkungssteuersignal zu erzeugen.
Frequenzwandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Mischermittel für geradzahlige Oberwellen Differential-Transistor-Paare (Tr1a, Tr1b, ..., Tr4a, Tr4b) aufweist, die jeweils ein Paar Transistoren beinhalten.
Frequenzwandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Mischermittel für geradzahlige Oberwellen vier Differential-Bipolartransistor-Paare (Tr1a, Tr1b, ..., Tr4a, Tr4b) aufweist, die jeweils ein Paar Bipolartransistoren beinhalten.
Frequenzwandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass jedes Mischermittel für geradzahlige Oberwellen vier Differential-Feldeffekttransistor-Paare aufweist, die jeweils ein Paar Feldeffekttransistoren (301) beinhalten.
Frequenzwandler nach Anspruch 1, 2, 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, dass das Referenz-Gleichstromsignal einem ersten Referenz-Gleichstromsignal entspricht, das Mischermittel für geradzahlige Oberwellen durch ein erstes Mischermittel (101) für geradzahlige Oberwellen aufgebaut ist, und der Amplitudendetektor durch ein zweites Mischermittel (203) für geradzahlige Oberwellen aufgebaut ist, das die gleiche Schaltungskonfiguration wie das erste Mischermittel für geradzahlige Oberwellen hat, und mit einem zweiten Referenz-Gleichstromsignal gespeist wird.
Frequenzwandler nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass dem zweiten Mischermittel (203) für geradzahlige Oberwellen ein variables Referenz-Gleichstromsignal als das Referenz-Gleichstromsignal zugeführt wird, um eine Wandlungsverstärkung des zweiten Mischermittels für geradzahlige Oberwellen einzustellen.
Frequenzwandler nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass das erste Mischermittel (101) für geradzahlige Oberwellen und das zweite Mischermittel (203) für geradzahlige Oberwellen jeweils eine variable Vorspannungseinheit aufweisen, die konfiguriert ist, um einen Vorspannungszustand vom Mischermittel für geradzahlige Oberwellen zu verändern.
Frequenzwandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass dem Mischermittel (101) für geradzahlige Oberwellen ein variables Referenz-Gleichstromsignal als das Referenz-Gleichstromsignal zugeführt wird, um eine Wandlungsverstärkung des Mischermittels für geradzahlige Oberwellen einzustellen.
Orthogonaler Demodulator mit einem ersten Frequenzwandlermittel und einem zweiten Frequenzwandlermittel, wobei: das erste Frequenzwandlermittel (401) aufweist: ein erstes Verstärkermittel (102) mit variabler Verstärkung zum Verstärken eines ersten lokalen Oszillationssignals entsprechend einem ersten Verstärkungssteuersignal, um ein verstärktes erstes lokales Oszillationssignal auszugeben; ein erstes Mischermittel (101) für geradzahlige Oberwellen, dem ein Eingangssignal und das verstärkte erste lokale Oszillationssignal zugeführt wird, um ein Ausgangssignal auszugeben, dessen Frequenz einer Differenz zwischen einer Frequenz vom Eingangssignal und einer Frequenz mit dem zwei- oder mehrfachen geradzahligen Vielfachen einer Frequenz des verstärkten ersten lokalen Oszillationssignals entspricht; ein erstes Amplitudendetektormittel (103), dem das verstärkte erste lokale Oszillationssignal zugeführt wird, um ein erstes Gleichstromsignal mit einer Amplitude auszugeben, die einer Amplitude des verstärkten ersten lokalen Oszillationssignals entspricht; und ein erstes Vergleichermittel (104) zum Vergleichen eines ersten Referenz-Gleichstromsignals mit dem ersten Gleichstromsignal, um ein Ausgangssignal als das erste Verstärkungssteuersignal zu erzeugen; wobei der zweite Frequenzwandler (402) aufweist: ein zweites Verstärkermittel (102) mit variabler Verstärkung zum Verstärken des zweiten lokalen Oszillationssignals entsprechend einem zweiten Verstärkungssteuersignal, um ein verstärktes zweites lokales Oszillationssignal auszugeben; ein zweites Mischermittel (101) für geradzahlige Oberwellen, dem das Eingangssignal und das verstärkte zweite lokale Oszillationssignal zugeführt wird, um ein Ausgangssignal auszugeben, dessen Frequenz einer Differenz zwischen einer Frequenz des Eingangssignals und einer Frequenz mit dem zwei- oder mehrfachen geradzahligen Vielfachen einer Frequenz des verstärkten zweiten lokalen Oszillationssignals entspricht; ein zweites Amplitudendetektormittel (103), dem das verstärkte zweite lokale Oszillationssignal zugeführt wird, um ein zweites Gleichstromsignal mit einer Amplitude auszugeben, die einer Amplitude des verstärkten zweiten lokalen Oszillationssignals entspricht; und ein zweites Vergleichermittel (104) zum Vergleichen eines zweiten Referenz-Gleichstromsignals mit dem zweiten Gleichstromsignal, um ein Ausgangssignal als das zweite Verstärkungssteuersignal auszugeben; und ein Phasenschiebermittel (403) zum Ausgeben des ersten lokalen Oszillationssignals und des zweiten lokalen Oszillationssignals mit einer gegebenen Phasendifferenz dazwischen zu dem ersten Frequenzwandler und dem zweiten Frequenzwandler.
Orthogonaler Demodulator nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Phasendifferenz 90°/n beträgt, wenn die Frequenz des Eingangssignals gleich dem n-fachen der Frequenz des ersten lokalen Oszillationssignals und des zweiten lokalen Oszillationssignals ist, wobei n eine geradzahlige Zahl von zwei oder mehr ist.
Orthogonaler Modulator mit einem ersten Frequenzwandlermittel und einem zweiten Frequenzwandlermittel, wobei das erste Frequenzwandlermittel (401) aufweist: ein erstes Verstärkermittel (102) mit variabler Verstärkung zum Verstärken eines ersten lokalen Oszillationssignals entsprechend einem ersten Verstärkungssteuersignal, um ein verstärktes erstes lokales Oszillationssignal auszugeben; ein erstes Mischermittel (101) für geradzahlige Oberwellen, dem ein I-Kanal-Signal und das verstärkte erste lokale Oszillationssignal zugeführt wird, um ein Ausgangssignal auszugeben, dessen Frequenz einer Differenz zwischen einer Frequenz vom I-Kanal-Signal und einer Frequenz mit dem zwei- oder mehrfachen geradzahligen Vielfachen einer Frequenz des verstärkten ersten lokalen Oszillationssignals entspricht; ein erstes Amplitudendetektormittel (103), dem das verstärkte erste lokale Oszillationssignal zugeführt wird, um ein erstes Gleichstromsignal mit einer Amplitude auszugeben, die einer Amplitude des verstärkten ersten lokalen Oszillationssignals entspricht; und ein erstes Vergleichermittel (104) zum Vergleichen eines ersten Referenz-Gleichstromsignals mit dem ersten Gleichstromsignal, um ein erstes Ausgangssignal als das erste Verstärkungssteuersignal zu erzeugen; wobei das zweite Frequenzwandlermittel (401) aufweist: ein zweites Verstärkermittel (102) mit variabler Verstärkung zum Verstärken des zweiten lokalen Oszillationssignals entsprechend einem zweiten Verstärkungssteuersignal, um ein verstärktes zweites lokales Oszillationssignal auszugeben; ein zweites Mischermittel (101) für geradzahlige Oberwellen, dem ein Q-Kanal-Signal und das verstärkten zweiten lokalen Oszillationssignal zugeführt wird, um ein zweites Ausgangssignal auszugeben, dessen Frequenz einer Differenz zwischen einer Frequenz vom Q-Kanal-Signal und einer Frequenz mit dem zwei- oder mehrfachen geradzahligen Vielfachen einer Frequenz des verstärkten zweiten lokalen Oszillationssignals entspricht; ein zweites Amplitudendetektormittel (103), dem das verstärkte zweite lokale Oszillationssignal zugeführt wird, um ein zweites Gleichstromsignal mit einer Amplitude auszugeben, die einer Amplitude des verstärkten zweiten lokalen Oszillationssignals entspricht; und ein zweites Vergleichermittel (104) zum Vergleichen eines zweiten Referenz-Gleichstromsignals mit dem zweiten Gleichstromsignal, um ein Ausgangssignal als das zweite Verstärkungssteuersignal zu erzeugen; und ein Phasenschiebermittel (403) zum Ausgeben des ersten lokalen Oszillationssignals und des zweiten lokalen Oszillationssignals mit einer gegebenen Phasendifferenz dazwischen zu dem ersten Frequenzwandler und dem zweiten Frequenzwandler; und ein Ausgabemittel zum Ausgeben eines Ausgangssignals, dessen Frequenz einer Summe einer Frequenz des ersten Ausgangssignals vom ersten Frequenzwandlermittel und einer Frequenz des zweiten Ausgangssignals vom zweiten Frequenzwandlermittel entspricht.
Orthogonaler Modulator nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Phasendifferenz 90°/n beträgt, wenn die Frequenz des Eingangssignals gleich dem n-fachen der Frequenz des ersten lokalen Oszillationssignals und des zweiten lokalen Oszillationssignals ist, wobei n eine geradzahlige Zahl von zwei oder mehr ist.
Empfänger, der aufweist: den Frequenzwandler (100, 200) nach Anspruch 10; ein Empfangssignalzustandsdetektormittel (508a, 508b) zum Erfassen eines Empfangssignalzustands, um ein Erfassungssignal auszugeben; und ein Steuermittel (509a, 509b), dem das Erfassungssignal zugeführt wird, um ein Steuersignal, das zum Einstellen einer Wandlungsverstärkung verwendet wird, und einen Betriebszustand zu dem Frequenzwandler auszugeben.