JP2003032048A - 周波数変換器、直交復調器及び直交変調器 - Google Patents
周波数変換器、直交復調器及び直交変調器Info
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Abstract
高調波ミキサの利点を部品点数の増加なしに活用できる
周波数変換器を提供する。 【解決手段】利得制御信号に応じて局部発振信号を増幅
して出力する可変利得増幅回路102、入力信号の周波
数と増幅された局部発振信号の周波数の2以上の偶数倍
の周波数との和または差の周波数の出力信号を出力する
偶高調波ミキサ101、増幅された局部発振信号の振幅
に応した振幅の直流信号を出力する振幅検出回路10
3、振幅検出回路の出力信号と参照直流信号を比較し、
利得制御信号を生成する比較回路104を具備する。
Description
し、特に無線通信に用いられる周波数変換器、およびこ
れを用いた直交復調器及び直交変調器に関する。
い、部品点数が少なくて小型化に適したダイレクトコン
バージョン受信方式が実用化されてきている。しかしな
がらダイレクトコンバージョン方式はアンテナで受信し
た受信信号(RF信号)周波数とほぼ同じ周波数の局部
発振信号(LO信号)を用いる。このため、漏洩したL
O信号が受信信号経路に混入し、妨害信号になるという
自己混合の問題があった。
信信号のほぼ半分の周波数のLO信号を用いる方法が提
案されている。この方法によると、LO信号周波数とし
てRF信号周波数のほぼ半分の周波数が用いられる。こ
のような半分の周波数を用いる偶高調波ミキサを用いて
ダイレクトコンバージョン受信機が構成される。このダ
イレクトコンバージョン受信機は、LO信号周波数が受
信信号経路に混入した場合でも原理的にLO信号に対し
て感度が無いためダイレクトコンバージョンに適した特
性を有している。
化などによりLO信号振幅が変動すると、この変動に伴
い変換利得が変化してしまい、受信機の利得が目的の値
にならないという問題を含んでいる。また、温度変化に
敏感である安価なLO信号発生器を用いる場合にはより
大きく利得が変化してしまう。
め、従来では、LO信号を振幅制限回路に入力して振幅
を一定にし、その後に偶高調波ミキサにLO信号を入力
する方法が使用されていた。しかしながらこの方法は、
振幅制限回路においてLO信号の高調波が多数発生する
ので、この高調波を除去するためのフィルタを必要とす
る。このフィルタを集積化することは一般に困難であ
る。また、LO信号発生器と偶高調波ミキサの間にフィ
ルタを設けることは部品点数を少なくできると言うダイ
レクトコンバージョンの最大の利点を阻害する。
はLO信号振幅の変動に依存するので偶高調波ミキサを
LO信号振幅が変動しやすい安価な発振回路と組み合わ
せて使用することが困難であった。
が少ない偶高調波ミキサの利点を部品点数の増加なしに
活用できる周波数変換器を提供することにある。
利得制御信号に応じて、外部から供給された局部発振信
号を増幅して出力する可変利得増幅回路と、入力信号及
び前記増幅された局部発振信号を入力し、前記入力信号
の周波数と前記増幅された局部発振信号の周波数の2以
上の偶数倍の周波数との和または差の周波数の出力信号
を出力する偶高調波ミキサと、前記増幅された局部発振
信号を入力し、この振幅に応した振幅の直流信号を出力
する振幅検出回路と、前記振幅検出回路の出力信号と外
部から供給される参照直流信号を比較する比較回路を備
え、前記比較回路の出力を前記利得制御信号とすること
を特徴とする周波数変換器を提供する。
号に応じて、外部から供給された第1の局部発振信号を
増幅して出力する第1の可変利得増幅回路と、入力信号
及び前記増幅された第1の局部発振信号を入力し、前記
入力信号の周波数と前記増幅された第1の局部発振信号
の周波数の2以上の偶数倍の周波数との差の周波数の出
力信号を出力する第1の偶高調波ミキサと、前記増幅さ
れた第1の局部発振信号を入力し、この振幅に応じた振
幅の第1の直流信号を出力する第1の振幅検出回路と、
前記第1の直流信号と外部から供給される第1の参照直
流信号を比較する第1の比較回路を有し、前記第1の比
較回路の出力を前記第1の利得制御信号とする第1の周
波数変換器と、第2の利得制御信号に応じて、外部から
供給された第2の局部発振信号を増幅して出力する第2
の可変利得増幅回路と、前記第1の周波数変換器に入力
された入力信号と同相の入力信号及び前記増幅された第
2の局部発振信号を入力し、前記入力信号の周波数と前
記増幅された第2の局部発振信号の周波数の2以上の偶
数倍の周波数との差の周波数の出力信号を出力する第2
の偶高調波ミキサと、前記増幅された第2の局部発振信
号を入力し、この振幅に応じた振幅の第2の直流信号を
出力する第2の振幅検出回路と、前記第2の直流信号と
外部から供給される第2の参照直流信号を比較する第2
の比較回路を有し、前記第2の比較回路の出力を前記第
2の利得制御信号とする第2の周波数変換器と、前記第
1の局部発振信号と前記第2の局部発振信号に所定の位
相差をつけて、前記第1及び第2の周波数変換器へ出力
する移相器を備えることを特徴とする直交復調器を提供
する。
号に応じて、外部から供給された第1の局部発振信号を
増幅して出力する第1の可変利得増幅回路と、ペースハ
ンドのI信号及び前記増幅された第1の局部発振信号を
入力し、前記I信号の周波数と前記増幅された第1の局
部発振信号の周波数の2以上の偶数倍の周波数との和の
周波数の出力信号を出力する第1の偶高調波ミキサと、
前記増幅された第1の局部発振信号を入力し、この振幅
に応じた振幅の第1の直流信号を出力する第1の振幅検
出回路と、前記第1の直流信号と外部から供給される第
1の参照直流信号を比較する第1の比較回路を有し、前
記第1の比較回路の出力を前記第1の利得制御信号とす
る第1の周波数変換器と、第2の利得制御信号に応じ
て、外部から供給された第2の局部発振信号を増幅して
出力する第2の可変利得増幅回路と、ベースバンドのQ
信号と同相の入力信号及び前記増幅された第2の局部発
振信号を入力し、前記Q信号の周波数と前記増幅された
第2の局部発振信号の周波数の2以上の偶数倍の周波数
との和の周波数の出力信号を出力する第2の偶高調波ミ
キサと、前記増幅された第2の局部発振信号を入力し、
この振幅に応じた振幅の第2の直流信号を出力する第2
の振幅検出回路と、前記第2の直流信号と外部から供給
される第2の参照直流信号を比較する第2の比較回路を
有し、前記第2の比較回路の出力を前記第2の利得制御
信号とする第2の周波数変換器と、前記第1の局部発振
信号と前記第2の局部発振信号に所定の位相差をつけ
て、前記第1及び第2の周波数変換器へ出力する移相器
を備えることを特徴とする直交変調器を提供する。
発明の第1の実施の形態に係る周波数変換器のブロック
図である。
信信号(RF信号)をダウンコンバートする受信系に用
いられる周波数変換器を説明する。
高調波ミキサ101、LO信号可変利得増幅器102、
振幅検出回路103、及び比較回路104を有する。入
力信号(RF信号又は被変調信号)とLO信号可変利得
増幅器102によって増幅されている局部発振信号(L
O信号)は、偶高調波ミキサ101に入力され、LO信
号周波数の2以上の偶数倍(例えば2倍)の信号との差
の周波数に変換される。偶高調波ミキサ101の変換利
得はLO信号振幅によって変化する。従って、局部発振
器(図示せず)で生成されているLO信号はLO信号可
変利得増幅器102によって所望のLO信号振幅に増幅
される。この所望の振幅に増幅されているLO信号(L
O信号可変利得増幅器102の出力)は第1の偶高調波
ミキサ101に入力される。
0の雑音特性を重視する場合は偶高調波ミキサの変換利
得が最大になるようなLO信号振幅である。歪み特性を
重視する場合は、前記変換利得が最大になるLO信号振
幅より大きく増幅し、やや変換利得が下がる状態のLO
信号振幅とすることが好ましい。
この振幅の検出が必要である。前述したLO信号可変利
得増幅器102の出力は、振幅検出回路103にも入力
され、その振幅に応じた直流信号に変換される。振幅検
出回路103の出力は、外部から供給されている参照直
流信号と比較回路104によって比較される。比較回路
104の出力は利得制御信号としてLO信号可変利得増
幅器102に入力される。すなわち、LO信号可変利得
増幅器102,振幅検出回路103及び比較回路104
はフィードバックループを構成している。このフィード
バックループによって、LO信号可変利得増幅器102
で増幅されるLO信号振幅は、参照直流信号の大小によ
って決定される。その結果、偶高調波ミキサ101の変
換利得が一定に保たれる。
用いているので、それは殆ど高調波を発生しない。故
に、高調波を除去するためのフィルタも必要としない。
このため、周波数変換器100は集積回路として実現可
能であり、この集積回路の面積はやや大きくなるが、受
信機の部品点数は増加しない。
1の一例として、バイポーラトランジスタ差動対を用い
た偶高調波ミキサのブロック図を示す。図3は、図2の
具体的な回路構成を示す図である。この偶高調波ミキサ
101は、4組のトランジスタ差動対201a〜201
dを用い、入力端子であるベース端子がブリッジ状に接
続されている。ブリッジ状のためにLO信号と被変調信
号(RF信号)は直接接続されず分離されている。トラ
ンジスタ差動対を用いているため、LO信号はLO+と
LO−(LO+の反転信号)の差動信号に変換され、R
F信号はRF+とRF−(RF+の反転信号)の差動信
号に変換されてから、LO信号と被変調信号は偶高調波
ミキサ101に入力させる。
混合のひとつの原因である。しかしながら、ブリッジ形
状の偶高調波ミキサ101ではLO+端子からの信号漏
洩とLO−端子からの信号漏洩が後述するように打ち消
しあう。従ってRF+及びRF−端子から見ると、見か
け上信号漏洩がなくなる。
を参照して後ほど説明するが、LO差動信号(LO+,
LO−)が打ち消し合い、かつ周波数変換後の所望信号
(図3のベースバンド差動信号BB+,BB−)が強め
あうように接続される。従来の偶高調波ミキサはアンチ
パラレルダイオードペアを用いたミキサである。しか
し、このようなミキサがダイレクトコンバージョンに用
いる場合には信号漏洩が問題になる。これはダイオード
が2端子素子であり、入出力の分離が周波数による分離
以外に手段がないためである。しかしながらトランジス
タを用いた場合には、ベース端子が入力であり、コレク
タ端子が出カになる。従って、少なくとも入出力の分離
は確保されている。このため信号分離のフィルタが不要
となり、安価なシリコンICでも集積化が可能になる。
つまり、本実施形態に係る周波数変換器の偶高調波ミキ
サはダイオードを用いることも可能であるが、トランジ
スタ差動対を用いた偶高調波ミキサがより好ましい。
図3は、図2に示したブリッジ状の偶高調波ミキサ10
1の回路構成を示している。トランジスタ差動対201
aは、二つのnpn形バイポーラトランジスタTrl
a,Trlbと、トランジスタTrla,Trlbの共
通エミッタ端子と接地電極との間に設けられた定電流源
1とによって構成されている。
+端子に接続され,トランジスタTrlbのベース端子
はLO+端子に接続されている。トランジスタTrla
のコレクタ端子はベースバンド信号BB+を出力するB
B+端子に接続され、トランジスタTrlbのコレクタ
端子はベースバンド信号BB−を出力するBB−端子に
接続されている。
トランジスタTr2aのベース端子はLO+端子に接続
され,トランジスタTr2bのベース端子はRF−端子
に接続されている。トランジスタTr2aのコレクタ端
子はBB+端子に接続され、トランジスタTr2bのコ
レクタ端子はBB−端子に接続されている。
トランジスタTr3aのベース端子はLO−端子に接続
され,トランジスタTr3bのベース端子はRF−端子
に接続されている。トランジスタTr3aのコレクタ端
子はBB+端子に接続され、トランジスタTr3bのコ
レクタ端子はBB−端子に接続されている。
トランジスタTr4aのベース端子はRF+端子に接続
され,トランジスタTr4bのベース端子はLO−端子
に接続されている。トランジスタTr4aのコレクタ端
子はBB+端子に接続され、トランジスタTr4bのコ
レクタ端子はBB−端子に接続されている。各トランジ
スタ差動対を構成するトランジスタTr1〜Tr4はす
べて同じサイズのトランジスタである。
いてLO+端子からの信号漏洩とLO−端子からの信号
漏洩が打ち消しあう理由を説明する。
らの信号漏洩とLO−端子からの信号漏洩が打ち消しあ
う理由を説明する。
は、トランジスタ差動対201aのトランジスタTrl
bのベース及びエミッタ端子からトランジスタTrla
のエミッタ及びベース端子を経由するLO+信号の漏洩
である。
漏洩は、トランジスタ差動対201dのトランジスタT
r4bのベース及びエミッタ端子からトランジスタTr
4aのエミッタ及びベース端子を経由するLO−信号の
漏洩である。トランジスタ差動対201a及び201d
を構成するトランジスタのサイズが同じであるので、ト
ランジスタ差動対201a及び201dの漏洩経路のイ
ンピーダンスも同じである。漏洩信号は反転関係である
ので、それらはRF+端子では打ち消しあい、見かけ上
信号漏洩がない状態になる。同様の打ち消しあいが、R
F−端子においても起きる。従って、ブリッジ形状の偶
高調波ミキサ101ではLO+端子からの信号漏洩とL
O−端子からの信号漏洩がRF+及びRF−端子で打ち
消しあうことになる。
の実施の形態に係る周波数変換器の回路構成を示す。第
2の実施の形態において、第1の実施の形態と同じ部分
には同じ符号を付け、異なる点について説明する。図4
に示される周波数変換器200では、第1の偶高調波ミ
キサ101と第2の偶高調波ミキサ203が用いられて
いる。さらに、比較回路104に第1の参照直流信号が
入力され、第2の偶高調波ミキサに第2の参照直流信号
が入力される。
のようなバイポーラトランジスタ差動対でモデル化した
偶高調波ミキサの変換利得のLO信号振幅依存性を示す
シミュレーション結果を示している。横軸は正規化され
ているLO信号の振幅を示し、縦軸は変換利得を示す。
実線が示すように、入力信号(RF信号又は被変調信
号)がLO信号周波数の2倍の周波数の信号である場
合、この入力信号を直流付近の信号(ベースバンド信
号)に変換する変換利得(2倍波変換利得)はLO信号
振幅の増加に伴って上昇する。この変換利得は熱電圧V
t(横軸の0.5に相当)の数倍でピークに達し、その
後は減少する。
である場合、この入力信号を直流付近の信号に変換する
変換利得(4倍波変換利得)も同様の傾向を示してい
る。しかし、直流付近の信号をそのまま出力する変換利
得(0倍波変換利得)は上記の変換利得とやや異なって
いる。LO信号が小さいときに利得は最大となり、LO
信号が増大すると、利得はLO信号振幅に反比例する傾
向を示す。
振幅特性をLO信号の振幅検出に利用する点が特徴であ
る。すなわち、2倍波や4倍波の変換利得の場合と異な
り、0倍波の変換利得とLO信号振幅とが一対一で対応
している特性を利用することである。
第2の偶高調波ミキサ203の回路構成を示す。
調波ミキサ101と同じ回路構成である。しかしなが
ら、第2の偶高調波ミキサ203には入力信号(RF
+,RF−)の代わりに第2の参照直流信号(DC+,
DC−)が入力されている。第1の偶高調波ミキサ10
1と同じ回路構成の部分は、図2及び図3を参照し、詳
細を省略する。
高調波ミキサ203が振幅検出回路として用いられる
と、LO信号振幅と第2の偶高調波ミキサ203の出力
直流信号振幅とが反比例の関係になる。この出力直流信
号を第1の参照直流信号と比較することによって、第2
の偶高調波ミキサ203の第2参照直流信号から出力直
流信号への変換利得(0倍波変換利得)が第1の参照直
流信号と第2の参照直流信号との比とするためにフィー
ドバックされる。
サ203の0倍波変換利得が所望の値になるまでLO信
号振幅を大きくすることによって第1の偶高調波ミキサ
101の2倍波変換利得を所望の値にすることが可能に
なる。これは、第2の偶高調波ミキサ203をマスター
回路とし、第1の偶高調波ミキサ101をスレイブ回路
としたこれはマスター・スレイブ制御とみなすこともで
きる。
として第2の偶高調波ミキサ203が用いられると、入
力されるLO信号振幅の変動によらず変換利得を一定と
することができるのみならず、温度変化によるトランジ
スタの特性変動がもたらす利得変動も抑制することが可
能になる。温度変化によってトランジスタの特性が変化
した時には第1の偶高調波ミキサ101と振幅検出回路
としての第2の偶高調波ミキサ203が同じ影響を受け
るので、フィードバックループの働きにより第2の偶高
調波ミキサ203の利得が所望の利得になるようにLO
信号振幅が調整される。その結果、第1の偶高調波ミキ
サ101の利得も補正される。
用いたトランジスタ差動対301の回路図である。MO
SトランジスタなどFETを用いてもバイポーラトラン
ジスタを用いたトランジスタ差動対201a〜201d
のそれと同様に第1及び第2の偶高調波ミキサ101,
203を構成することは可能である。しかしながら、F
ETは半導体の製造工程に依存してしきい電圧などが変
動するために変換利得を設計どおりに得ることが難し
い。しかしながら、同一チップ上のトランジスタの特性
はほぼ同じに保たれるという集積回路の特徴は、FET
でもバイポーラトランジスタでも共通である。
回路としての第2の偶高調波ミキサ203をマスター回
路として用い、その変換利得を参照してLO信号振幅を
決定し、スレイブ回路である第1の偶高調波ミキサ10
1の変換利得を制御している。このためバイポーラトラ
ンジスタと比べて特性変動が大きいFETを用いても変
換利得を所望の値に保つことが可能である。
数変換器を前提に説明したが、本実施形態は送信系にも
適用できる。この場合、周波数変換器100に入力され
る入力信号は、音声信号などの情報をデジタル信号に変
換した変調信号である。この変調信号はLO信号周波数
の2以上の偶数倍(例えば2倍)との和の周波数に変換
され、この変換されている信号がRF信号として出力さ
れる。このRF信号がアンテナ(図示せず)を経由して
送信される。
の実施の形態に係る直交復調器の構成を示す。図8に示
される直交復調器400は、第1又は第2の実施形態に
係る2つの周波数変換器401,402と移相器403
で構成されている。周波数変換器401,402はRF
信号波とLO信号の2倍波の混合を行うものとする。
相の入力信号(RF信号又は被変調信号)が入力され、
移相器403は位相差45°のLO信号を2つの周波数
変換器401,402に出力する。周波数変換器40
1,402は、RF入力信号をLO信号周波数の2倍の
周波数だけ低い周波数の信号に変換し、それをベースバ
ンドのIチャネル信号(I信号という)とQチャネル信号
(以下、Q信号)に分離する。
定した理由は、周波数変換器401,402がLO信号
の2倍波の混合を行うために45°の位相差が90°の
位相差になるためである。従って、周波数変換器40
1,402がLO信号の4倍波の混合を行う場合は、移
相器403の位相差は22.5°に設定すればよい。
周波数変換器401,402に前述した可変利得増幅回
路が用いられている。従って、LO信号の高調波が発生
するという問題がないので、直交復調器400は一つの
集積回路として構成できる。移相器403の出力を周波
数変換器401,402に入力するだけで従来の直交復
調器と同等の精度のI信号及びQ信号を部品点数の増加
なしに得ることができる。
用いた受信装置の構成を示している。受信装置はRF信
号を受信するアンテナ(ANT)501、このRF信号
を増幅する低雑音増幅器(LNA)502、低雑音増幅
器の出力を濾波する帯域通過フィルタ(BPF)50
3、帯域通過フィルタ503の出力を受けて直交復調を
行いI信号及びQ信号として出力する直交復調器400
により構成される。更に直交復調器に入力する局部発振
信号(LO信号)を生成するLO信号生成器504およ
び前記I信号及びQ信号を受け、その低周波成分を取り
出してそれぞれ出力する低域通過フィルタ(LPF)5
05a,505bが設けられる。低域通過フィルタ50
5a,505bの出力をそれぞれ増幅する増幅器(AM
P)506a,506b並びに増幅器506a,506
bの出力に基づき音声などのデータを復調する復調回路
507が設けられる。
調器400が前述したように一つの集積回路として構成
できるだけでなく、低雑音増幅器502、低域通過フィ
ルタ503、直交復調器400、低域通過フィルタ50
5a,505b及び増幅器506a,506bを一つの
集積回路として構成できる。
の実施の形態に係る直交変調器の構成を示している。図
10の実施形態は、送信装置に適用される直交変調器6
00であり、回路構成は図8に示される直交変調器40
0と同じであるが、入出力方向が図8の直交変調器40
0とは異なっている。すなわち、直交変調器600の入
力信号はベースバンドのI信号及びQ信号であり、周波
数変換器401の出力と周波数変換器402の出カを加
算して出力信号が生成される。この出力信号がRF信号
である。
周波数変換器の構成を示している。本実施形態の周波数
変換器の構成は、図1に示される周波数変換器の構成と
同じであるが、比較回路104に入力される参照直流信
号が可変である。前述の通り偶高調波ミキサ101の変
換利得はLO信号振幅によって変化する。従って、例え
ば受信機のダイナミックレンジを確保するために周波数
変換器において変換利得を変えたい場合、LO信号振幅
を所望の変換利得に応じて変化させればよい。そのため
比較回路104において振幅検出回路103の出力直流
信号と比較される参照直流信号が変えられる。この可変
参照直流信号と振幅検出回路103の出力信号との比較
結果に従って可変利得増幅器102の利得が変えられ
る。即ち、参照直流信号を任意に変えることにより受信
機の所望のダイナミックレンジが得られる。
周波数変換器の構成を示している。この実施形態の周波
数変換器の構成は、図4に示される周波数変換器の構成
と実質的に同じであるが、第2の偶高調波ミキサ203
に入力される第2の参照直流信号が可変である。第2の
参照直流信号が任意に変えられることによって第2の偶
高調波ミキサ203の出力信号が変化する。この出力信
号が比較回路104に入力され、参照直流信号と比較さ
れる。比較回路104の比較結果に応じて可変利得増幅
器102の利得が変えられる。即ち、可変利得増幅器1
02は第2の参照直流信号の変化に応じて変えられる。
このように、本実施形態の周波数変換器は可変利得機能
をもつ周波数変換回路として使用できる。この実施形態
において第1の参照直流信号も可変とされても良い。
周波数変換器の構成を示す。この実施形態の周波数変換
器の構成は、図4に示される周波数変換器の構成と実質
的に同じであるが、この実施形態では、第1の偶高調波
ミキサ101および第2の偶高調波ミキサ203がトラ
ンジスタ差動対Trと可変電流源Iとで構成される。こ
の実施形態において、テール電流を入力信号レベルに応
じて変えることによって、変換利得を一定とした状態で
歪み特性や雑音特性をよい状態に保つことができる。こ
れにより歪み特性のよい状態で動作させたい時のみに電
流を増やし、それ以外の状態で動作させたい時は電流を
絞ることができ、低消費電流で所望のダイナミックレン
ジが確保できる。
直交復調器を用いた受信装置の構成を示す。本実施形態
は図9の実施形態に対応しているが、本実施形態では、
受信信号状態検出部508a,508bがLPF505
a,505bに接続されている。受信信号状態検出部5
08a,508bはLPFの入力とLPFの中間出力の
少なくとも1つを用いてLPFに入力される信号全体の
パワーと所望波や干渉波のレベルを検出する。受信信号
状態検出部508a,508bの検出信号は制御器50
9a,509bに夫々入力される。制御器509a,5
09bは干渉波レベルが大きい場合は周波数変換回路の
歪み特性がよい状態で動作するバイアス状態に周波数変
換器401,402をそれぞれ設定する。このように受
信信号状態に応じて適正なバイアス条件で周波数変換器
401,402を動作させることにより、低消費電力で
高性能な受信装置を実現できる。
直交復調器を用いた受信装置の構成を示している。この
実施形態も図9の実施形態に対応するが、本実施形態で
は受信信号状態検出部としてRSSI(受信電解強度)
検出部510a,510が設けられている。またLPF
505a,505bの後段に可変利得アンプ(VGA)
511a,511bがそれぞれ設けられている。
部510a,510bで検出されている受信電解強度に
応じて所望の受信特性を得られるよう周波数変換器40
1,402の変換利得を設定し、受信装置全体の利得が
一定になるようVGA512a,512bの利得も設定
する。例えば受信電解強度が強い場合は周波数変換器4
01,402の変換利得を下げ、VGA512a,51
2bの利得を上げる。
換器401.402の変換利得を上げ、VGA512
a,512bの利得を下げる。これにより、周波数変換
器401,402とVGA512a,512bとの利得
配分を最適化できる。
たが、本発明はこれらに限定されるものではなく、例え
ば、図3のトランジスタTr1〜Tr4の導電形はpn
p形であっても良い。また、図7のFETのチャネル形
は、第1及び第2の偶高調波ミキサ101,203を構
成する全てのFETが同じチャネル形になっていれば、
pチャネル形を用いても良い。
換器はLO信号の自己混合による感度劣化が小さいとい
う偶高調波ミキサの利点を生かしつつ変換利得のLO信
号振幅依存性を小さくできる。
のブロック図。
のブロック図。
いた場合における変換利得とLO信号の振幅との関係を
示す図。
動対の回路図。
成図。
置のブロック図。
ブロック図。
器のブロック図。
器のブロック図。
器のブロック図。
ブロック図。
ブロック図。
Claims (13)
- 【請求項1】利得制御信号に応じて、外部から供給され
た局部発振信号を増幅して出力する可変利得増幅回路
と、 入力信号及び前記増幅された局部発振信号を入力し、前
記入力信号の周波数と前記増幅された局部発振信号の周
波数の2以上の偶数倍の周波数との和または差の周波数
の出力信号を出力する偶高調波ミキサと、 前記増幅された局部発振信号を入力し、この振幅に応し
た振幅の直流信号を出力する振幅検出回路と、 前記振幅検出回路の出力信号と外部から供給される参照
直流信号を比較する比較回路を備え、 前記比較回路の出力を前記利得制御信号とすることを特
徴とする周波数変換器。 - 【請求項2】前記偶高調波ミキサはトランジスタ差動対
を含むことを特徴とする請求項1記載の周波数変換器。 - 【請求項3】前記偶高調波ミキサは4つのバイポーラト
ランジスタ差動対を含むことを特徴とする請求項1記載
の周波数変換器。 - 【請求項4】前記偶高調波ミキサは4つの電界効果トラ
ンジスタ差動対を含むことを特徴とする請求項1記載の
周波数変換器。 - 【請求項5】前記参照直流信号を第1の参照直流信号と
し、前記偶高調波ミキサを第1の偶高調波ミキサとし、
前記振幅検出回路は前記第1の偶高調波ミキサと同じ回
路構成である第2の偶高調波ミキサであり、前記第2の
偶高調波ミキサには第2の参照直流信号が入力されるこ
とを特徴とする請求項1乃至4記載の周波数変換器。 - 【請求項6】第1の利得制御信号に応じて、外部から供
給された第1の局部発振信号を増幅して出力する第1の
可変利得増幅回路と、 入力信号及び前記増幅された第1の局部発振信号を入力
し、前記入力信号の周波数と前記増幅された第1の局部
発振信号の周波数の2以上の偶数倍の周波数との差の周
波数の出力信号を出力する第1の偶高調波ミキサと、 前記増幅された第1の局部発振信号を入力し、この振幅
に応じた振幅の第1の直流信号を出力する第1の振幅検
出回路と、 前記第1の直流信号と外部から供給される第1の参照直
流信号を比較する第1の比較回路を有し、前記第1の比
較回路の出力を前記第1の利得制御信号とする第1の周
波数変換器と、 第2の利得制御信号に応じて、外部から供給された第2
の局部発振信号を増幅して出力する第2の可変利得増幅
回路と、 前記第1の周波数変換器に入力された入力信号と同相の
入力信号及び前記増幅された第2の局部発振信号を入力
し、前記入力信号の周波数と前記増幅された第2の局部
発振信号の周波数の2以上の偶数倍の周波数との差の周
波数の出力信号を出力する第2の偶高調波ミキサと、 前記増幅された第2の局部発振信号を入力し、この振幅
に応じた振幅の第2の直流信号を出力する第2の振幅検
出回路と、 前記第2の直流信号と外部から供給される第2の参照直
流信号を比較する第2の比較回路を有し、前記第2の比
較回路の出力を前記第2の利得制御信号とする第2の周
波数変換器と、 前記第1の局部発振信号と前記第2の局部発振信号に所
定の位相差をつけて、前記第1及び第2の周波数変換器
へ出力する移相器を備えることを特徴とする直交復調
器。 - 【請求項7】前記入力信号の周波数が.前記第1及び第
2の局部発振信号の周波数のn倍(nは2以上の偶数)
である時は、前記所定の位相差は90°/nであること
を特徴とする請求項6記載の直交復調器。 - 【請求項8】第1の利得制御信号に応じて、外部から供
給された第1の局部発振信号を増幅して出力する第1の
可変利得増幅回路と、 ペースハンドのI信号及び前記増幅された第1の局部発
振信号を入力し、前記I信号の周波数と前記増幅された
第1の局部発振信号の周波数の2以上の偶数倍の周波数
との和の周波数の出力信号を出力する第1の偶高調波ミ
キサと、 前記増幅された第1の局部発振信号を入力し、この振幅
に応じた振幅の第1の直流信号を出力する第1の振幅検
出回路と、 前記第1の直流信号と外部から供給される第1の参照直
流信号を比較する第1の比較回路を有し、前記第1の比
較回路の出力を前記第1の利得制御信号とする第1の周
波数変換器と、 第2の利得制御信号に応じて、外部から供給された第2
の局部発振信号を増幅して出力する第2の可変利得増幅
回路と、 ベースバンドのQ信号と同相の入力信号及び前記増幅さ
れた第2の局部発振信号を入力し、前記Q信号の周波数
と前記増幅された第2の局部発振信号の周波数の2以上
の偶数倍の周波数との和の周波数の出力信号を出力する
第2の偶高調波ミキサと、 前記増幅された第2の局部発振信号を入力し、この振幅
に応じた振幅の第2の直流信号を出力する第2の振幅検
出回路と、 前記第2の直流信号と外部から供給される第2の参照直
流信号を比較する第2の比較回路を有し、前記第2の比
較回路の出力を前記第2の利得制御信号とする第2の周
波数変換器と、 前記第1の局部発振信号と前記第2の局部発振信号に所
定の位相差をつけて、前記第1及び第2の周波数変換器
へ出力する移相器を備えることを特徴とする直交変調
器。 - 【請求項9】前記入力信号の周波数が前記第1及び第2
の局部発振信号の周波数のn倍(nは2以上の偶数)で
ある時は、前記所定の位相差は90°/nであることを
特徴とする請求項8記載の直交変調器。 - 【請求項10】前記偶高調波ミキサは、変換利得を調整
するために可変参照直流信号を供給される請求項1記載
の周波数変換回路。 - 【請求項11】前記第2の偶高調波ミキサは、変換利得
を調整するために可変参照直流信号を供給される請求項
5記載の周波数変換回路。 - 【請求項12】前記第1の偶高調波ミキサおよび第2の
偶高調波ミキサのバイアス状態を可変とするために可変
バイアス手段を含む請求項5記載の周波数変換回路。 - 【請求項13】請求項10、請求項11または請求項1
2に記載された周波数変換回路と、 受信信号状態を検出する受信信号状態検出手段と、 前記受信信号状態検出手段の検出信号を供給され、変換
利得および動作状態を設定するために使用される制御信
号を前記周波数変換器に供給する制御手段と、 を具備する受信機。
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