JP2003032048A - 周波数変換器、直交復調器及び直交変調器 - Google Patents
周波数変換器、直交復調器及び直交変調器Info
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/16—Multiple-frequency-changing
- H03D7/165—Multiple-frequency-changing at least two frequency changers being located in different paths, e.g. in two paths with carriers in quadrature
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】本発明は、自己混合による感度劣化が少ない偶
高調波ミキサの利点を部品点数の増加なしに活用できる
周波数変換器を提供する。 【解決手段】利得制御信号に応じて局部発振信号を増幅
して出力する可変利得増幅回路１０２、入力信号の周波
数と増幅された局部発振信号の周波数の２以上の偶数倍
の周波数との和または差の周波数の出力信号を出力する
偶高調波ミキサ１０１、増幅された局部発振信号の振幅
に応した振幅の直流信号を出力する振幅検出回路１０
３、振幅検出回路の出力信号と参照直流信号を比較し、
利得制御信号を生成する比較回路１０４を具備する。
高調波ミキサの利点を部品点数の増加なしに活用できる
周波数変換器を提供する。 【解決手段】利得制御信号に応じて局部発振信号を増幅
して出力する可変利得増幅回路１０２、入力信号の周波
数と増幅された局部発振信号の周波数の２以上の偶数倍
の周波数との和または差の周波数の出力信号を出力する
偶高調波ミキサ１０１、増幅された局部発振信号の振幅
に応した振幅の直流信号を出力する振幅検出回路１０
３、振幅検出回路の出力信号と参照直流信号を比較し、
利得制御信号を生成する比較回路１０４を具備する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、周波数変換器に関
し、特に無線通信に用いられる周波数変換器、およびこ
れを用いた直交復調器及び直交変調器に関する。
し、特に無線通信に用いられる周波数変換器、およびこ
れを用いた直交復調器及び直交変調器に関する。
【０００２】
【従来の技術】携帯電話などの無線通信端末の普及に伴
い、部品点数が少なくて小型化に適したダイレクトコン
バージョン受信方式が実用化されてきている。しかしな
がらダイレクトコンバージョン方式はアンテナで受信し
た受信信号（ＲＦ信号）周波数とほぼ同じ周波数の局部
発振信号（ＬＯ信号）を用いる。このため、漏洩したＬ
Ｏ信号が受信信号経路に混入し、妨害信号になるという
自己混合の問題があった。
い、部品点数が少なくて小型化に適したダイレクトコン
バージョン受信方式が実用化されてきている。しかしな
がらダイレクトコンバージョン方式はアンテナで受信し
た受信信号（ＲＦ信号）周波数とほぼ同じ周波数の局部
発振信号（ＬＯ信号）を用いる。このため、漏洩したＬ
Ｏ信号が受信信号経路に混入し、妨害信号になるという
自己混合の問題があった。
【０００３】これを解決するひとつの方法としては、受
信信号のほぼ半分の周波数のＬＯ信号を用いる方法が提
案されている。この方法によると、ＬＯ信号周波数とし
てＲＦ信号周波数のほぼ半分の周波数が用いられる。こ
のような半分の周波数を用いる偶高調波ミキサを用いて
ダイレクトコンバージョン受信機が構成される。このダ
イレクトコンバージョン受信機は、ＬＯ信号周波数が受
信信号経路に混入した場合でも原理的にＬＯ信号に対し
て感度が無いためダイレクトコンバージョンに適した特
性を有している。
信信号のほぼ半分の周波数のＬＯ信号を用いる方法が提
案されている。この方法によると、ＬＯ信号周波数とし
てＲＦ信号周波数のほぼ半分の周波数が用いられる。こ
のような半分の周波数を用いる偶高調波ミキサを用いて
ダイレクトコンバージョン受信機が構成される。このダ
イレクトコンバージョン受信機は、ＬＯ信号周波数が受
信信号経路に混入した場合でも原理的にＬＯ信号に対し
て感度が無いためダイレクトコンバージョンに適した特
性を有している。
【０００４】しかしながら、偶高調波ミキサは、温度変
化などによりＬＯ信号振幅が変動すると、この変動に伴
い変換利得が変化してしまい、受信機の利得が目的の値
にならないという問題を含んでいる。また、温度変化に
敏感である安価なＬＯ信号発生器を用いる場合にはより
大きく利得が変化してしまう。
化などによりＬＯ信号振幅が変動すると、この変動に伴
い変換利得が変化してしまい、受信機の利得が目的の値
にならないという問題を含んでいる。また、温度変化に
敏感である安価なＬＯ信号発生器を用いる場合にはより
大きく利得が変化してしまう。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】この問題を解決するた
め、従来では、ＬＯ信号を振幅制限回路に入力して振幅
を一定にし、その後に偶高調波ミキサにＬＯ信号を入力
する方法が使用されていた。しかしながらこの方法は、
振幅制限回路においてＬＯ信号の高調波が多数発生する
ので、この高調波を除去するためのフィルタを必要とす
る。このフィルタを集積化することは一般に困難であ
る。また、ＬＯ信号発生器と偶高調波ミキサの間にフィ
ルタを設けることは部品点数を少なくできると言うダイ
レクトコンバージョンの最大の利点を阻害する。
め、従来では、ＬＯ信号を振幅制限回路に入力して振幅
を一定にし、その後に偶高調波ミキサにＬＯ信号を入力
する方法が使用されていた。しかしながらこの方法は、
振幅制限回路においてＬＯ信号の高調波が多数発生する
ので、この高調波を除去するためのフィルタを必要とす
る。このフィルタを集積化することは一般に困難であ
る。また、ＬＯ信号発生器と偶高調波ミキサの間にフィ
ルタを設けることは部品点数を少なくできると言うダイ
レクトコンバージョンの最大の利点を阻害する。
【０００６】前述のとおり、偶高調波ミキサの変換利得
はＬＯ信号振幅の変動に依存するので偶高調波ミキサを
ＬＯ信号振幅が変動しやすい安価な発振回路と組み合わ
せて使用することが困難であった。
はＬＯ信号振幅の変動に依存するので偶高調波ミキサを
ＬＯ信号振幅が変動しやすい安価な発振回路と組み合わ
せて使用することが困難であった。
【０００７】本発明の目的は、自己混合による感度劣化
が少ない偶高調波ミキサの利点を部品点数の増加なしに
活用できる周波数変換器を提供することにある。
が少ない偶高調波ミキサの利点を部品点数の増加なしに
活用できる周波数変換器を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明の第１の局面は、
利得制御信号に応じて、外部から供給された局部発振信
号を増幅して出力する可変利得増幅回路と、入力信号及
び前記増幅された局部発振信号を入力し、前記入力信号
の周波数と前記増幅された局部発振信号の周波数の２以
上の偶数倍の周波数との和または差の周波数の出力信号
を出力する偶高調波ミキサと、前記増幅された局部発振
信号を入力し、この振幅に応した振幅の直流信号を出力
する振幅検出回路と、前記振幅検出回路の出力信号と外
部から供給される参照直流信号を比較する比較回路を備
え、前記比較回路の出力を前記利得制御信号とすること
を特徴とする周波数変換器を提供する。
利得制御信号に応じて、外部から供給された局部発振信
号を増幅して出力する可変利得増幅回路と、入力信号及
び前記増幅された局部発振信号を入力し、前記入力信号
の周波数と前記増幅された局部発振信号の周波数の２以
上の偶数倍の周波数との和または差の周波数の出力信号
を出力する偶高調波ミキサと、前記増幅された局部発振
信号を入力し、この振幅に応した振幅の直流信号を出力
する振幅検出回路と、前記振幅検出回路の出力信号と外
部から供給される参照直流信号を比較する比較回路を備
え、前記比較回路の出力を前記利得制御信号とすること
を特徴とする周波数変換器を提供する。
【０００９】本発明の第２の局面は、第１の利得制御信
号に応じて、外部から供給された第１の局部発振信号を
増幅して出力する第１の可変利得増幅回路と、入力信号
及び前記増幅された第１の局部発振信号を入力し、前記
入力信号の周波数と前記増幅された第１の局部発振信号
の周波数の２以上の偶数倍の周波数との差の周波数の出
力信号を出力する第１の偶高調波ミキサと、前記増幅さ
れた第１の局部発振信号を入力し、この振幅に応じた振
幅の第１の直流信号を出力する第１の振幅検出回路と、
前記第１の直流信号と外部から供給される第１の参照直
流信号を比較する第１の比較回路を有し、前記第１の比
較回路の出力を前記第１の利得制御信号とする第１の周
波数変換器と、第２の利得制御信号に応じて、外部から
供給された第２の局部発振信号を増幅して出力する第２
の可変利得増幅回路と、前記第１の周波数変換器に入力
された入力信号と同相の入力信号及び前記増幅された第
２の局部発振信号を入力し、前記入力信号の周波数と前
記増幅された第２の局部発振信号の周波数の２以上の偶
数倍の周波数との差の周波数の出力信号を出力する第２
の偶高調波ミキサと、前記増幅された第２の局部発振信
号を入力し、この振幅に応じた振幅の第２の直流信号を
出力する第２の振幅検出回路と、前記第２の直流信号と
外部から供給される第２の参照直流信号を比較する第２
の比較回路を有し、前記第２の比較回路の出力を前記第
２の利得制御信号とする第２の周波数変換器と、前記第
１の局部発振信号と前記第２の局部発振信号に所定の位
相差をつけて、前記第１及び第２の周波数変換器へ出力
する移相器を備えることを特徴とする直交復調器を提供
する。
号に応じて、外部から供給された第１の局部発振信号を
増幅して出力する第１の可変利得増幅回路と、入力信号
及び前記増幅された第１の局部発振信号を入力し、前記
入力信号の周波数と前記増幅された第１の局部発振信号
の周波数の２以上の偶数倍の周波数との差の周波数の出
力信号を出力する第１の偶高調波ミキサと、前記増幅さ
れた第１の局部発振信号を入力し、この振幅に応じた振
幅の第１の直流信号を出力する第１の振幅検出回路と、
前記第１の直流信号と外部から供給される第１の参照直
流信号を比較する第１の比較回路を有し、前記第１の比
較回路の出力を前記第１の利得制御信号とする第１の周
波数変換器と、第２の利得制御信号に応じて、外部から
供給された第２の局部発振信号を増幅して出力する第２
の可変利得増幅回路と、前記第１の周波数変換器に入力
された入力信号と同相の入力信号及び前記増幅された第
２の局部発振信号を入力し、前記入力信号の周波数と前
記増幅された第２の局部発振信号の周波数の２以上の偶
数倍の周波数との差の周波数の出力信号を出力する第２
の偶高調波ミキサと、前記増幅された第２の局部発振信
号を入力し、この振幅に応じた振幅の第２の直流信号を
出力する第２の振幅検出回路と、前記第２の直流信号と
外部から供給される第２の参照直流信号を比較する第２
の比較回路を有し、前記第２の比較回路の出力を前記第
２の利得制御信号とする第２の周波数変換器と、前記第
１の局部発振信号と前記第２の局部発振信号に所定の位
相差をつけて、前記第１及び第２の周波数変換器へ出力
する移相器を備えることを特徴とする直交復調器を提供
する。
【００１０】本発明の第３の局面は、第１の利得制御信
号に応じて、外部から供給された第１の局部発振信号を
増幅して出力する第１の可変利得増幅回路と、ペースハ
ンドのＩ信号及び前記増幅された第１の局部発振信号を
入力し、前記Ｉ信号の周波数と前記増幅された第１の局
部発振信号の周波数の２以上の偶数倍の周波数との和の
周波数の出力信号を出力する第１の偶高調波ミキサと、
前記増幅された第１の局部発振信号を入力し、この振幅
に応じた振幅の第１の直流信号を出力する第１の振幅検
出回路と、前記第１の直流信号と外部から供給される第
１の参照直流信号を比較する第１の比較回路を有し、前
記第１の比較回路の出力を前記第１の利得制御信号とす
る第１の周波数変換器と、第２の利得制御信号に応じ
て、外部から供給された第２の局部発振信号を増幅して
出力する第２の可変利得増幅回路と、ベースバンドのＱ
信号と同相の入力信号及び前記増幅された第２の局部発
振信号を入力し、前記Ｑ信号の周波数と前記増幅された
第２の局部発振信号の周波数の２以上の偶数倍の周波数
との和の周波数の出力信号を出力する第２の偶高調波ミ
キサと、前記増幅された第２の局部発振信号を入力し、
この振幅に応じた振幅の第２の直流信号を出力する第２
の振幅検出回路と、前記第２の直流信号と外部から供給
される第２の参照直流信号を比較する第２の比較回路を
有し、前記第２の比較回路の出力を前記第２の利得制御
信号とする第２の周波数変換器と、前記第１の局部発振
信号と前記第２の局部発振信号に所定の位相差をつけ
て、前記第１及び第２の周波数変換器へ出力する移相器
を備えることを特徴とする直交変調器を提供する。
号に応じて、外部から供給された第１の局部発振信号を
増幅して出力する第１の可変利得増幅回路と、ペースハ
ンドのＩ信号及び前記増幅された第１の局部発振信号を
入力し、前記Ｉ信号の周波数と前記増幅された第１の局
部発振信号の周波数の２以上の偶数倍の周波数との和の
周波数の出力信号を出力する第１の偶高調波ミキサと、
前記増幅された第１の局部発振信号を入力し、この振幅
に応じた振幅の第１の直流信号を出力する第１の振幅検
出回路と、前記第１の直流信号と外部から供給される第
１の参照直流信号を比較する第１の比較回路を有し、前
記第１の比較回路の出力を前記第１の利得制御信号とす
る第１の周波数変換器と、第２の利得制御信号に応じ
て、外部から供給された第２の局部発振信号を増幅して
出力する第２の可変利得増幅回路と、ベースバンドのＱ
信号と同相の入力信号及び前記増幅された第２の局部発
振信号を入力し、前記Ｑ信号の周波数と前記増幅された
第２の局部発振信号の周波数の２以上の偶数倍の周波数
との和の周波数の出力信号を出力する第２の偶高調波ミ
キサと、前記増幅された第２の局部発振信号を入力し、
この振幅に応じた振幅の第２の直流信号を出力する第２
の振幅検出回路と、前記第２の直流信号と外部から供給
される第２の参照直流信号を比較する第２の比較回路を
有し、前記第２の比較回路の出力を前記第２の利得制御
信号とする第２の周波数変換器と、前記第１の局部発振
信号と前記第２の局部発振信号に所定の位相差をつけ
て、前記第１及び第２の周波数変換器へ出力する移相器
を備えることを特徴とする直交変調器を提供する。
【００１１】
【発明の実施の形態】（第１の実施の形態）図１は、本
発明の第１の実施の形態に係る周波数変換器のブロック
図である。
発明の第１の実施の形態に係る周波数変換器のブロック
図である。
【００１２】以下、アンテナ（図示せず）で受信した受
信信号（ＲＦ信号）をダウンコンバートする受信系に用
いられる周波数変換器を説明する。
信信号（ＲＦ信号）をダウンコンバートする受信系に用
いられる周波数変換器を説明する。
【００１３】図１に示される周波数変換器１００は、偶
高調波ミキサ１０１、ＬＯ信号可変利得増幅器１０２、
振幅検出回路１０３、及び比較回路１０４を有する。入
力信号（ＲＦ信号又は被変調信号）とＬＯ信号可変利得
増幅器１０２によって増幅されている局部発振信号（Ｌ
Ｏ信号）は、偶高調波ミキサ１０１に入力され、ＬＯ信
号周波数の２以上の偶数倍（例えば２倍）の信号との差
の周波数に変換される。偶高調波ミキサ１０１の変換利
得はＬＯ信号振幅によって変化する。従って、局部発振
器（図示せず）で生成されているＬＯ信号はＬＯ信号可
変利得増幅器１０２によって所望のＬＯ信号振幅に増幅
される。この所望の振幅に増幅されているＬＯ信号（Ｌ
Ｏ信号可変利得増幅器１０２の出力）は第１の偶高調波
ミキサ１０１に入力される。
高調波ミキサ１０１、ＬＯ信号可変利得増幅器１０２、
振幅検出回路１０３、及び比較回路１０４を有する。入
力信号（ＲＦ信号又は被変調信号）とＬＯ信号可変利得
増幅器１０２によって増幅されている局部発振信号（Ｌ
Ｏ信号）は、偶高調波ミキサ１０１に入力され、ＬＯ信
号周波数の２以上の偶数倍（例えば２倍）の信号との差
の周波数に変換される。偶高調波ミキサ１０１の変換利
得はＬＯ信号振幅によって変化する。従って、局部発振
器（図示せず）で生成されているＬＯ信号はＬＯ信号可
変利得増幅器１０２によって所望のＬＯ信号振幅に増幅
される。この所望の振幅に増幅されているＬＯ信号（Ｌ
Ｏ信号可変利得増幅器１０２の出力）は第１の偶高調波
ミキサ１０１に入力される。
【００１４】所望のＬＯ信号振幅は、周波数変換器１０
０の雑音特性を重視する場合は偶高調波ミキサの変換利
得が最大になるようなＬＯ信号振幅である。歪み特性を
重視する場合は、前記変換利得が最大になるＬＯ信号振
幅より大きく増幅し、やや変換利得が下がる状態のＬＯ
信号振幅とすることが好ましい。
０の雑音特性を重視する場合は偶高調波ミキサの変換利
得が最大になるようなＬＯ信号振幅である。歪み特性を
重視する場合は、前記変換利得が最大になるＬＯ信号振
幅より大きく増幅し、やや変換利得が下がる状態のＬＯ
信号振幅とすることが好ましい。
【００１５】ＬＯ信号振幅を所望の値に保つためには、
この振幅の検出が必要である。前述したＬＯ信号可変利
得増幅器１０２の出力は、振幅検出回路１０３にも入力
され、その振幅に応じた直流信号に変換される。振幅検
出回路１０３の出力は、外部から供給されている参照直
流信号と比較回路１０４によって比較される。比較回路
１０４の出力は利得制御信号としてＬＯ信号可変利得増
幅器１０２に入力される。すなわち、ＬＯ信号可変利得
増幅器１０２，振幅検出回路１０３及び比較回路１０４
はフィードバックループを構成している。このフィード
バックループによって、ＬＯ信号可変利得増幅器１０２
で増幅されるＬＯ信号振幅は、参照直流信号の大小によ
って決定される。その結果、偶高調波ミキサ１０１の変
換利得が一定に保たれる。
この振幅の検出が必要である。前述したＬＯ信号可変利
得増幅器１０２の出力は、振幅検出回路１０３にも入力
され、その振幅に応じた直流信号に変換される。振幅検
出回路１０３の出力は、外部から供給されている参照直
流信号と比較回路１０４によって比較される。比較回路
１０４の出力は利得制御信号としてＬＯ信号可変利得増
幅器１０２に入力される。すなわち、ＬＯ信号可変利得
増幅器１０２，振幅検出回路１０３及び比較回路１０４
はフィードバックループを構成している。このフィード
バックループによって、ＬＯ信号可変利得増幅器１０２
で増幅されるＬＯ信号振幅は、参照直流信号の大小によ
って決定される。その結果、偶高調波ミキサ１０１の変
換利得が一定に保たれる。
【００１６】周波数変換器１００は可変利得増幅回路を
用いているので、それは殆ど高調波を発生しない。故
に、高調波を除去するためのフィルタも必要としない。
このため、周波数変換器１００は集積回路として実現可
能であり、この集積回路の面積はやや大きくなるが、受
信機の部品点数は増加しない。
用いているので、それは殆ど高調波を発生しない。故
に、高調波を除去するためのフィルタも必要としない。
このため、周波数変換器１００は集積回路として実現可
能であり、この集積回路の面積はやや大きくなるが、受
信機の部品点数は増加しない。
【００１７】図２は、図１に示した偶高調波ミキサ１０
１の一例として、バイポーラトランジスタ差動対を用い
た偶高調波ミキサのブロック図を示す。図３は、図２の
具体的な回路構成を示す図である。この偶高調波ミキサ
１０１は、４組のトランジスタ差動対２０１ａ〜２０１
ｄを用い、入力端子であるベース端子がブリッジ状に接
続されている。ブリッジ状のためにＬＯ信号と被変調信
号（ＲＦ信号）は直接接続されず分離されている。トラ
ンジスタ差動対を用いているため、ＬＯ信号はＬＯ＋と
ＬＯ−（ＬＯ＋の反転信号）の差動信号に変換され、Ｒ
Ｆ信号はＲＦ＋とＲＦ−（ＲＦ＋の反転信号）の差動信
号に変換されてから、ＬＯ信号と被変調信号は偶高調波
ミキサ１０１に入力させる。
１の一例として、バイポーラトランジスタ差動対を用い
た偶高調波ミキサのブロック図を示す。図３は、図２の
具体的な回路構成を示す図である。この偶高調波ミキサ
１０１は、４組のトランジスタ差動対２０１ａ〜２０１
ｄを用い、入力端子であるベース端子がブリッジ状に接
続されている。ブリッジ状のためにＬＯ信号と被変調信
号（ＲＦ信号）は直接接続されず分離されている。トラ
ンジスタ差動対を用いているため、ＬＯ信号はＬＯ＋と
ＬＯ−（ＬＯ＋の反転信号）の差動信号に変換され、Ｒ
Ｆ信号はＲＦ＋とＲＦ−（ＲＦ＋の反転信号）の差動信
号に変換されてから、ＬＯ信号と被変調信号は偶高調波
ミキサ１０１に入力させる。
【００１８】ＬＯ信号がＲＦ端子に漏洩することが自己
混合のひとつの原因である。しかしながら、ブリッジ形
状の偶高調波ミキサ１０１ではＬＯ＋端子からの信号漏
洩とＬＯ−端子からの信号漏洩が後述するように打ち消
しあう。従ってＲＦ＋及びＲＦ−端子から見ると、見か
け上信号漏洩がなくなる。
混合のひとつの原因である。しかしながら、ブリッジ形
状の偶高調波ミキサ１０１ではＬＯ＋端子からの信号漏
洩とＬＯ−端子からの信号漏洩が後述するように打ち消
しあう。従ってＲＦ＋及びＲＦ−端子から見ると、見か
け上信号漏洩がなくなる。
【００１９】各トランジスタ差動対の出力端子は、図３
を参照して後ほど説明するが、ＬＯ差動信号（ＬＯ＋，
ＬＯ−）が打ち消し合い、かつ周波数変換後の所望信号
（図３のベースバンド差動信号ＢＢ＋，ＢＢ−）が強め
あうように接続される。従来の偶高調波ミキサはアンチ
パラレルダイオードペアを用いたミキサである。しか
し、このようなミキサがダイレクトコンバージョンに用
いる場合には信号漏洩が問題になる。これはダイオード
が２端子素子であり、入出力の分離が周波数による分離
以外に手段がないためである。しかしながらトランジス
タを用いた場合には、ベース端子が入力であり、コレク
タ端子が出カになる。従って、少なくとも入出力の分離
は確保されている。このため信号分離のフィルタが不要
となり、安価なシリコンＩＣでも集積化が可能になる。
つまり、本実施形態に係る周波数変換器の偶高調波ミキ
サはダイオードを用いることも可能であるが、トランジ
スタ差動対を用いた偶高調波ミキサがより好ましい。
を参照して後ほど説明するが、ＬＯ差動信号（ＬＯ＋，
ＬＯ−）が打ち消し合い、かつ周波数変換後の所望信号
（図３のベースバンド差動信号ＢＢ＋，ＢＢ−）が強め
あうように接続される。従来の偶高調波ミキサはアンチ
パラレルダイオードペアを用いたミキサである。しか
し、このようなミキサがダイレクトコンバージョンに用
いる場合には信号漏洩が問題になる。これはダイオード
が２端子素子であり、入出力の分離が周波数による分離
以外に手段がないためである。しかしながらトランジス
タを用いた場合には、ベース端子が入力であり、コレク
タ端子が出カになる。従って、少なくとも入出力の分離
は確保されている。このため信号分離のフィルタが不要
となり、安価なシリコンＩＣでも集積化が可能になる。
つまり、本実施形態に係る周波数変換器の偶高調波ミキ
サはダイオードを用いることも可能であるが、トランジ
スタ差動対を用いた偶高調波ミキサがより好ましい。
【００２０】次に、図３の回路構成について説明する。
図３は、図２に示したブリッジ状の偶高調波ミキサ１０
１の回路構成を示している。トランジスタ差動対２０１
ａは、二つのｎｐｎ形バイポーラトランジスタＴｒｌ
ａ，Ｔｒｌｂと、トランジスタＴｒｌａ，Ｔｒｌｂの共
通エミッタ端子と接地電極との間に設けられた定電流源
１とによって構成されている。
図３は、図２に示したブリッジ状の偶高調波ミキサ１０
１の回路構成を示している。トランジスタ差動対２０１
ａは、二つのｎｐｎ形バイポーラトランジスタＴｒｌ
ａ，Ｔｒｌｂと、トランジスタＴｒｌａ，Ｔｒｌｂの共
通エミッタ端子と接地電極との間に設けられた定電流源
１とによって構成されている。
【００２１】トランジスタＴｒｌａのベース端子はＲＦ
＋端子に接続され，トランジスタＴｒｌｂのベース端子
はＬＯ＋端子に接続されている。トランジスタＴｒｌａ
のコレクタ端子はベースバンド信号ＢＢ＋を出力するＢ
Ｂ＋端子に接続され、トランジスタＴｒｌｂのコレクタ
端子はベースバンド信号ＢＢ−を出力するＢＢ−端子に
接続されている。
＋端子に接続され，トランジスタＴｒｌｂのベース端子
はＬＯ＋端子に接続されている。トランジスタＴｒｌａ
のコレクタ端子はベースバンド信号ＢＢ＋を出力するＢ
Ｂ＋端子に接続され、トランジスタＴｒｌｂのコレクタ
端子はベースバンド信号ＢＢ−を出力するＢＢ−端子に
接続されている。
【００２２】トランジスタ差動対２０１ｂにおいては、
トランジスタＴｒ２ａのベース端子はＬＯ＋端子に接続
され，トランジスタＴｒ２ｂのベース端子はＲＦ−端子
に接続されている。トランジスタＴｒ２ａのコレクタ端
子はＢＢ＋端子に接続され、トランジスタＴｒ２ｂのコ
レクタ端子はＢＢ−端子に接続されている。
トランジスタＴｒ２ａのベース端子はＬＯ＋端子に接続
され，トランジスタＴｒ２ｂのベース端子はＲＦ−端子
に接続されている。トランジスタＴｒ２ａのコレクタ端
子はＢＢ＋端子に接続され、トランジスタＴｒ２ｂのコ
レクタ端子はＢＢ−端子に接続されている。
【００２３】トランジスタ差動対２０１ｃにおいては、
トランジスタＴｒ３ａのベース端子はＬＯ−端子に接続
され，トランジスタＴｒ３ｂのベース端子はＲＦ−端子
に接続されている。トランジスタＴｒ３ａのコレクタ端
子はＢＢ＋端子に接続され、トランジスタＴｒ３ｂのコ
レクタ端子はＢＢ−端子に接続されている。
トランジスタＴｒ３ａのベース端子はＬＯ−端子に接続
され，トランジスタＴｒ３ｂのベース端子はＲＦ−端子
に接続されている。トランジスタＴｒ３ａのコレクタ端
子はＢＢ＋端子に接続され、トランジスタＴｒ３ｂのコ
レクタ端子はＢＢ−端子に接続されている。
【００２４】トランジスタ差動対２０１ｄにおいては、
トランジスタＴｒ４ａのベース端子はＲＦ＋端子に接続
され，トランジスタＴｒ４ｂのベース端子はＬＯ−端子
に接続されている。トランジスタＴｒ４ａのコレクタ端
子はＢＢ＋端子に接続され、トランジスタＴｒ４ｂのコ
レクタ端子はＢＢ−端子に接続されている。各トランジ
スタ差動対を構成するトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４はす
べて同じサイズのトランジスタである。
トランジスタＴｒ４ａのベース端子はＲＦ＋端子に接続
され，トランジスタＴｒ４ｂのベース端子はＬＯ−端子
に接続されている。トランジスタＴｒ４ａのコレクタ端
子はＢＢ＋端子に接続され、トランジスタＴｒ４ｂのコ
レクタ端子はＢＢ−端子に接続されている。各トランジ
スタ差動対を構成するトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４はす
べて同じサイズのトランジスタである。
【００２５】ブリッジ形状の偶高調波ミキサ１０１にお
いてＬＯ＋端子からの信号漏洩とＬＯ−端子からの信号
漏洩が打ち消しあう理由を説明する。
いてＬＯ＋端子からの信号漏洩とＬＯ−端子からの信号
漏洩が打ち消しあう理由を説明する。
【００２６】まず、ＲＦ＋端子において、ＬＯ＋端子か
らの信号漏洩とＬＯ−端子からの信号漏洩が打ち消しあ
う理由を説明する。
らの信号漏洩とＬＯ−端子からの信号漏洩が打ち消しあ
う理由を説明する。
【００２７】ＬＯ＋端子からＲＦ＋端子への信号漏洩
は、トランジスタ差動対２０１ａのトランジスタＴｒｌ
ｂのベース及びエミッタ端子からトランジスタＴｒｌａ
のエミッタ及びベース端子を経由するＬＯ＋信号の漏洩
である。
は、トランジスタ差動対２０１ａのトランジスタＴｒｌ
ｂのベース及びエミッタ端子からトランジスタＴｒｌａ
のエミッタ及びベース端子を経由するＬＯ＋信号の漏洩
である。
【００２８】一方、ＬＯ−端子からＲＦ＋端子への信号
漏洩は、トランジスタ差動対２０１ｄのトランジスタＴ
ｒ４ｂのベース及びエミッタ端子からトランジスタＴｒ
４ａのエミッタ及びベース端子を経由するＬＯ−信号の
漏洩である。トランジスタ差動対２０１ａ及び２０１ｄ
を構成するトランジスタのサイズが同じであるので、ト
ランジスタ差動対２０１ａ及び２０１ｄの漏洩経路のイ
ンピーダンスも同じである。漏洩信号は反転関係である
ので、それらはＲＦ＋端子では打ち消しあい、見かけ上
信号漏洩がない状態になる。同様の打ち消しあいが、Ｒ
Ｆ−端子においても起きる。従って、ブリッジ形状の偶
高調波ミキサ１０１ではＬＯ＋端子からの信号漏洩とＬ
Ｏ−端子からの信号漏洩がＲＦ＋及びＲＦ−端子で打ち
消しあうことになる。
漏洩は、トランジスタ差動対２０１ｄのトランジスタＴ
ｒ４ｂのベース及びエミッタ端子からトランジスタＴｒ
４ａのエミッタ及びベース端子を経由するＬＯ−信号の
漏洩である。トランジスタ差動対２０１ａ及び２０１ｄ
を構成するトランジスタのサイズが同じであるので、ト
ランジスタ差動対２０１ａ及び２０１ｄの漏洩経路のイ
ンピーダンスも同じである。漏洩信号は反転関係である
ので、それらはＲＦ＋端子では打ち消しあい、見かけ上
信号漏洩がない状態になる。同様の打ち消しあいが、Ｒ
Ｆ−端子においても起きる。従って、ブリッジ形状の偶
高調波ミキサ１０１ではＬＯ＋端子からの信号漏洩とＬ
Ｏ−端子からの信号漏洩がＲＦ＋及びＲＦ−端子で打ち
消しあうことになる。
【００２９】（第２の実施の形態）図４は本発明の第２
の実施の形態に係る周波数変換器の回路構成を示す。第
２の実施の形態において、第1の実施の形態と同じ部分
には同じ符号を付け、異なる点について説明する。図４
に示される周波数変換器２００では、第１の偶高調波ミ
キサ１０１と第２の偶高調波ミキサ２０３が用いられて
いる。さらに、比較回路１０４に第１の参照直流信号が
入力され、第２の偶高調波ミキサに第２の参照直流信号
が入力される。
の実施の形態に係る周波数変換器の回路構成を示す。第
２の実施の形態において、第1の実施の形態と同じ部分
には同じ符号を付け、異なる点について説明する。図４
に示される周波数変換器２００では、第１の偶高調波ミ
キサ１０１と第２の偶高調波ミキサ２０３が用いられて
いる。さらに、比較回路１０４に第１の参照直流信号が
入力され、第２の偶高調波ミキサに第２の参照直流信号
が入力される。
【００３０】図５は図２のトランジスタ差動対２０１ａ
のようなバイポーラトランジスタ差動対でモデル化した
偶高調波ミキサの変換利得のＬＯ信号振幅依存性を示す
シミュレーション結果を示している。横軸は正規化され
ているＬＯ信号の振幅を示し、縦軸は変換利得を示す。
実線が示すように、入力信号（ＲＦ信号又は被変調信
号）がＬＯ信号周波数の２倍の周波数の信号である場
合、この入力信号を直流付近の信号（ベースバンド信
号）に変換する変換利得（２倍波変換利得）はＬＯ信号
振幅の増加に伴って上昇する。この変換利得は熱電圧Ｖ
ｔ（横軸の０．５に相当）の数倍でピークに達し、その
後は減少する。
のようなバイポーラトランジスタ差動対でモデル化した
偶高調波ミキサの変換利得のＬＯ信号振幅依存性を示す
シミュレーション結果を示している。横軸は正規化され
ているＬＯ信号の振幅を示し、縦軸は変換利得を示す。
実線が示すように、入力信号（ＲＦ信号又は被変調信
号）がＬＯ信号周波数の２倍の周波数の信号である場
合、この入力信号を直流付近の信号（ベースバンド信
号）に変換する変換利得（２倍波変換利得）はＬＯ信号
振幅の増加に伴って上昇する。この変換利得は熱電圧Ｖ
ｔ（横軸の０．５に相当）の数倍でピークに達し、その
後は減少する。
【００３１】入力信号がＬＯ信号周波数の４倍の周波数
である場合、この入力信号を直流付近の信号に変換する
変換利得（４倍波変換利得）も同様の傾向を示してい
る。しかし、直流付近の信号をそのまま出力する変換利
得（０倍波変換利得）は上記の変換利得とやや異なって
いる。ＬＯ信号が小さいときに利得は最大となり、ＬＯ
信号が増大すると、利得はＬＯ信号振幅に反比例する傾
向を示す。
である場合、この入力信号を直流付近の信号に変換する
変換利得（４倍波変換利得）も同様の傾向を示してい
る。しかし、直流付近の信号をそのまま出力する変換利
得（０倍波変換利得）は上記の変換利得とやや異なって
いる。ＬＯ信号が小さいときに利得は最大となり、ＬＯ
信号が増大すると、利得はＬＯ信号振幅に反比例する傾
向を示す。
【００３２】本実施形態は、０倍波変換利得−ＬＯ信号
振幅特性をＬＯ信号の振幅検出に利用する点が特徴であ
る。すなわち、２倍波や４倍波の変換利得の場合と異な
り、０倍波の変換利得とＬＯ信号振幅とが一対一で対応
している特性を利用することである。
振幅特性をＬＯ信号の振幅検出に利用する点が特徴であ
る。すなわち、２倍波や４倍波の変換利得の場合と異な
り、０倍波の変換利得とＬＯ信号振幅とが一対一で対応
している特性を利用することである。
【００３３】図６はＬＯ信号振幅検出回路として用いる
第２の偶高調波ミキサ２０３の回路構成を示す。
第２の偶高調波ミキサ２０３の回路構成を示す。
【００３４】第２の偶高調波ミキサ２０３は第１の偶高
調波ミキサ１０１と同じ回路構成である。しかしなが
ら、第２の偶高調波ミキサ２０３には入力信号（ＲＦ
＋，ＲＦ−）の代わりに第２の参照直流信号（ＤＣ＋，
ＤＣ−）が入力されている。第１の偶高調波ミキサ１０
１と同じ回路構成の部分は、図２及び図３を参照し、詳
細を省略する。
調波ミキサ１０１と同じ回路構成である。しかしなが
ら、第２の偶高調波ミキサ２０３には入力信号（ＲＦ
＋，ＲＦ−）の代わりに第２の参照直流信号（ＤＣ＋，
ＤＣ−）が入力されている。第１の偶高調波ミキサ１０
１と同じ回路構成の部分は、図２及び図３を参照し、詳
細を省略する。
【００３５】トランジスタ差動対で構成される第２の偶
高調波ミキサ２０３が振幅検出回路として用いられる
と、ＬＯ信号振幅と第２の偶高調波ミキサ２０３の出力
直流信号振幅とが反比例の関係になる。この出力直流信
号を第１の参照直流信号と比較することによって、第２
の偶高調波ミキサ２０３の第２参照直流信号から出力直
流信号への変換利得（０倍波変換利得）が第１の参照直
流信号と第２の参照直流信号との比とするためにフィー
ドバックされる。
高調波ミキサ２０３が振幅検出回路として用いられる
と、ＬＯ信号振幅と第２の偶高調波ミキサ２０３の出力
直流信号振幅とが反比例の関係になる。この出力直流信
号を第１の参照直流信号と比較することによって、第２
の偶高調波ミキサ２０３の第２参照直流信号から出力直
流信号への変換利得（０倍波変換利得）が第１の参照直
流信号と第２の参照直流信号との比とするためにフィー
ドバックされる。
【００３６】振幅検出回路としての第２の偶高調波ミキ
サ２０３の０倍波変換利得が所望の値になるまでＬＯ信
号振幅を大きくすることによって第１の偶高調波ミキサ
１０１の２倍波変換利得を所望の値にすることが可能に
なる。これは、第２の偶高調波ミキサ２０３をマスター
回路とし、第１の偶高調波ミキサ１０１をスレイブ回路
としたこれはマスター・スレイブ制御とみなすこともで
きる。
サ２０３の０倍波変換利得が所望の値になるまでＬＯ信
号振幅を大きくすることによって第１の偶高調波ミキサ
１０１の２倍波変換利得を所望の値にすることが可能に
なる。これは、第２の偶高調波ミキサ２０３をマスター
回路とし、第１の偶高調波ミキサ１０１をスレイブ回路
としたこれはマスター・スレイブ制御とみなすこともで
きる。
【００３７】フイードバッククループ内の振幅検出回路
として第２の偶高調波ミキサ２０３が用いられると、入
力されるＬＯ信号振幅の変動によらず変換利得を一定と
することができるのみならず、温度変化によるトランジ
スタの特性変動がもたらす利得変動も抑制することが可
能になる。温度変化によってトランジスタの特性が変化
した時には第１の偶高調波ミキサ１０１と振幅検出回路
としての第２の偶高調波ミキサ２０３が同じ影響を受け
るので、フィードバックループの働きにより第２の偶高
調波ミキサ２０３の利得が所望の利得になるようにＬＯ
信号振幅が調整される。その結果、第１の偶高調波ミキ
サ１０１の利得も補正される。
として第２の偶高調波ミキサ２０３が用いられると、入
力されるＬＯ信号振幅の変動によらず変換利得を一定と
することができるのみならず、温度変化によるトランジ
スタの特性変動がもたらす利得変動も抑制することが可
能になる。温度変化によってトランジスタの特性が変化
した時には第１の偶高調波ミキサ１０１と振幅検出回路
としての第２の偶高調波ミキサ２０３が同じ影響を受け
るので、フィードバックループの働きにより第２の偶高
調波ミキサ２０３の利得が所望の利得になるようにＬＯ
信号振幅が調整される。その結果、第１の偶高調波ミキ
サ１０１の利得も補正される。
【００３８】図７は電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を
用いたトランジスタ差動対３０１の回路図である。ＭＯ
ＳトランジスタなどＦＥＴを用いてもバイポーラトラン
ジスタを用いたトランジスタ差動対２０１ａ〜２０１ｄ
のそれと同様に第１及び第２の偶高調波ミキサ１０１，
２０３を構成することは可能である。しかしながら、Ｆ
ＥＴは半導体の製造工程に依存してしきい電圧などが変
動するために変換利得を設計どおりに得ることが難し
い。しかしながら、同一チップ上のトランジスタの特性
はほぼ同じに保たれるという集積回路の特徴は、ＦＥＴ
でもバイポーラトランジスタでも共通である。
用いたトランジスタ差動対３０１の回路図である。ＭＯ
ＳトランジスタなどＦＥＴを用いてもバイポーラトラン
ジスタを用いたトランジスタ差動対２０１ａ〜２０１ｄ
のそれと同様に第１及び第２の偶高調波ミキサ１０１，
２０３を構成することは可能である。しかしながら、Ｆ
ＥＴは半導体の製造工程に依存してしきい電圧などが変
動するために変換利得を設計どおりに得ることが難し
い。しかしながら、同一チップ上のトランジスタの特性
はほぼ同じに保たれるという集積回路の特徴は、ＦＥＴ
でもバイポーラトランジスタでも共通である。
【００３９】本実施形態に係る周波数変換器は振幅検出
回路としての第２の偶高調波ミキサ２０３をマスター回
路として用い、その変換利得を参照してＬＯ信号振幅を
決定し、スレイブ回路である第１の偶高調波ミキサ１０
１の変換利得を制御している。このためバイポーラトラ
ンジスタと比べて特性変動が大きいＦＥＴを用いても変
換利得を所望の値に保つことが可能である。
回路としての第２の偶高調波ミキサ２０３をマスター回
路として用い、その変換利得を参照してＬＯ信号振幅を
決定し、スレイブ回路である第１の偶高調波ミキサ１０
１の変換利得を制御している。このためバイポーラトラ
ンジスタと比べて特性変動が大きいＦＥＴを用いても変
換利得を所望の値に保つことが可能である。
【００４０】以上の説明では、受信系に用いられる周波
数変換器を前提に説明したが、本実施形態は送信系にも
適用できる。この場合、周波数変換器１００に入力され
る入力信号は、音声信号などの情報をデジタル信号に変
換した変調信号である。この変調信号はＬＯ信号周波数
の２以上の偶数倍（例えば２倍）との和の周波数に変換
され、この変換されている信号がＲＦ信号として出力さ
れる。このＲＦ信号がアンテナ（図示せず）を経由して
送信される。
数変換器を前提に説明したが、本実施形態は送信系にも
適用できる。この場合、周波数変換器１００に入力され
る入力信号は、音声信号などの情報をデジタル信号に変
換した変調信号である。この変調信号はＬＯ信号周波数
の２以上の偶数倍（例えば２倍）との和の周波数に変換
され、この変換されている信号がＲＦ信号として出力さ
れる。このＲＦ信号がアンテナ（図示せず）を経由して
送信される。
【００４１】（第３の実施の形態）図８は本発明の第３
の実施の形態に係る直交復調器の構成を示す。図８に示
される直交復調器４００は、第１又は第２の実施形態に
係る２つの周波数変換器４０１，４０２と移相器４０３
で構成されている。周波数変換器４０１，４０２はＲＦ
信号波とＬＯ信号の２倍波の混合を行うものとする。
の実施の形態に係る直交復調器の構成を示す。図８に示
される直交復調器４００は、第１又は第２の実施形態に
係る２つの周波数変換器４０１，４０２と移相器４０３
で構成されている。周波数変換器４０１，４０２はＲＦ
信号波とＬＯ信号の２倍波の混合を行うものとする。
【００４２】２つの周波数変換器４０１，４０２には同
相の入力信号（ＲＦ信号又は被変調信号）が入力され、
移相器４０３は位相差４５°のＬＯ信号を２つの周波数
変換器４０１，４０２に出力する。周波数変換器４０
１，４０２は、ＲＦ入力信号をＬＯ信号周波数の２倍の
周波数だけ低い周波数の信号に変換し、それをベースバ
ンドのＩチャネル信号(Ｉ信号という)とＱチャネル信号
（以下、Ｑ信号）に分離する。
相の入力信号（ＲＦ信号又は被変調信号）が入力され、
移相器４０３は位相差４５°のＬＯ信号を２つの周波数
変換器４０１，４０２に出力する。周波数変換器４０
１，４０２は、ＲＦ入力信号をＬＯ信号周波数の２倍の
周波数だけ低い周波数の信号に変換し、それをベースバ
ンドのＩチャネル信号(Ｉ信号という)とＱチャネル信号
（以下、Ｑ信号）に分離する。
【００４３】なお、移相器４０３の位相差を４５°に設
定した理由は、周波数変換器４０１，４０２がＬＯ信号
の２倍波の混合を行うために４５°の位相差が９０°の
位相差になるためである。従って、周波数変換器４０
１，４０２がＬＯ信号の４倍波の混合を行う場合は、移
相器４０３の位相差は２２．５°に設定すればよい。
定した理由は、周波数変換器４０１，４０２がＬＯ信号
の２倍波の混合を行うために４５°の位相差が９０°の
位相差になるためである。従って、周波数変換器４０
１，４０２がＬＯ信号の４倍波の混合を行う場合は、移
相器４０３の位相差は２２．５°に設定すればよい。
【００４４】本実施形態に係る直交復調器４００では、
周波数変換器４０１，４０２に前述した可変利得増幅回
路が用いられている。従って、ＬＯ信号の高調波が発生
するという問題がないので、直交復調器４００は一つの
集積回路として構成できる。移相器４０３の出力を周波
数変換器４０１，４０２に入力するだけで従来の直交復
調器と同等の精度のＩ信号及びＱ信号を部品点数の増加
なしに得ることができる。
周波数変換器４０１，４０２に前述した可変利得増幅回
路が用いられている。従って、ＬＯ信号の高調波が発生
するという問題がないので、直交復調器４００は一つの
集積回路として構成できる。移相器４０３の出力を周波
数変換器４０１，４０２に入力するだけで従来の直交復
調器と同等の精度のＩ信号及びＱ信号を部品点数の増加
なしに得ることができる。
【００４５】図９は、図８に示した直交復調器４００を
用いた受信装置の構成を示している。受信装置はＲＦ信
号を受信するアンテナ（ＡＮＴ）５０１、このＲＦ信号
を増幅する低雑音増幅器（ＬＮＡ）５０２、低雑音増幅
器の出力を濾波する帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）５０
３、帯域通過フィルタ５０３の出力を受けて直交復調を
行いＩ信号及びＱ信号として出力する直交復調器４００
により構成される。更に直交復調器に入力する局部発振
信号（ＬＯ信号）を生成するＬＯ信号生成器５０４およ
び前記Ｉ信号及びＱ信号を受け、その低周波成分を取り
出してそれぞれ出力する低域通過フィルタ（ＬＰＦ）５
０５ａ，５０５ｂが設けられる。低域通過フィルタ５０
５ａ，５０５ｂの出力をそれぞれ増幅する増幅器（ＡＭ
Ｐ）５０６ａ，５０６ｂ並びに増幅器５０６ａ，５０６
ｂの出力に基づき音声などのデータを復調する復調回路
５０７が設けられる。
用いた受信装置の構成を示している。受信装置はＲＦ信
号を受信するアンテナ（ＡＮＴ）５０１、このＲＦ信号
を増幅する低雑音増幅器（ＬＮＡ）５０２、低雑音増幅
器の出力を濾波する帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）５０
３、帯域通過フィルタ５０３の出力を受けて直交復調を
行いＩ信号及びＱ信号として出力する直交復調器４００
により構成される。更に直交復調器に入力する局部発振
信号（ＬＯ信号）を生成するＬＯ信号生成器５０４およ
び前記Ｉ信号及びＱ信号を受け、その低周波成分を取り
出してそれぞれ出力する低域通過フィルタ（ＬＰＦ）５
０５ａ，５０５ｂが設けられる。低域通過フィルタ５０
５ａ，５０５ｂの出力をそれぞれ増幅する増幅器（ＡＭ
Ｐ）５０６ａ，５０６ｂ並びに増幅器５０６ａ，５０６
ｂの出力に基づき音声などのデータを復調する復調回路
５０７が設けられる。
【００４６】図９に示したような受信装置では、直交復
調器４００が前述したように一つの集積回路として構成
できるだけでなく、低雑音増幅器５０２、低域通過フィ
ルタ５０３、直交復調器４００、低域通過フィルタ５０
５ａ，５０５ｂ及び増幅器５０６ａ，５０６ｂを一つの
集積回路として構成できる。
調器４００が前述したように一つの集積回路として構成
できるだけでなく、低雑音増幅器５０２、低域通過フィ
ルタ５０３、直交復調器４００、低域通過フィルタ５０
５ａ，５０５ｂ及び増幅器５０６ａ，５０６ｂを一つの
集積回路として構成できる。
【００４７】（第４の実施形態）図１０は本発明の第４
の実施の形態に係る直交変調器の構成を示している。図
１０の実施形態は、送信装置に適用される直交変調器６
００であり、回路構成は図８に示される直交変調器４０
０と同じであるが、入出力方向が図８の直交変調器４０
０とは異なっている。すなわち、直交変調器６００の入
力信号はベースバンドのＩ信号及びＱ信号であり、周波
数変換器４０１の出力と周波数変換器４０２の出カを加
算して出力信号が生成される。この出力信号がＲＦ信号
である。
の実施の形態に係る直交変調器の構成を示している。図
１０の実施形態は、送信装置に適用される直交変調器６
００であり、回路構成は図８に示される直交変調器４０
０と同じであるが、入出力方向が図８の直交変調器４０
０とは異なっている。すなわち、直交変調器６００の入
力信号はベースバンドのＩ信号及びＱ信号であり、周波
数変換器４０１の出力と周波数変換器４０２の出カを加
算して出力信号が生成される。この出力信号がＲＦ信号
である。
【００４８】図１１は本発明の第５の実施の形態に係る
周波数変換器の構成を示している。本実施形態の周波数
変換器の構成は、図１に示される周波数変換器の構成と
同じであるが、比較回路１０４に入力される参照直流信
号が可変である。前述の通り偶高調波ミキサ１０１の変
換利得はＬＯ信号振幅によって変化する。従って、例え
ば受信機のダイナミックレンジを確保するために周波数
変換器において変換利得を変えたい場合、ＬＯ信号振幅
を所望の変換利得に応じて変化させればよい。そのため
比較回路１０４において振幅検出回路１０３の出力直流
信号と比較される参照直流信号が変えられる。この可変
参照直流信号と振幅検出回路１０３の出力信号との比較
結果に従って可変利得増幅器１０２の利得が変えられ
る。即ち、参照直流信号を任意に変えることにより受信
機の所望のダイナミックレンジが得られる。
周波数変換器の構成を示している。本実施形態の周波数
変換器の構成は、図１に示される周波数変換器の構成と
同じであるが、比較回路１０４に入力される参照直流信
号が可変である。前述の通り偶高調波ミキサ１０１の変
換利得はＬＯ信号振幅によって変化する。従って、例え
ば受信機のダイナミックレンジを確保するために周波数
変換器において変換利得を変えたい場合、ＬＯ信号振幅
を所望の変換利得に応じて変化させればよい。そのため
比較回路１０４において振幅検出回路１０３の出力直流
信号と比較される参照直流信号が変えられる。この可変
参照直流信号と振幅検出回路１０３の出力信号との比較
結果に従って可変利得増幅器１０２の利得が変えられ
る。即ち、参照直流信号を任意に変えることにより受信
機の所望のダイナミックレンジが得られる。
【００４９】図１２は本発明の第６の実施の形態に係る
周波数変換器の構成を示している。この実施形態の周波
数変換器の構成は、図４に示される周波数変換器の構成
と実質的に同じであるが、第２の偶高調波ミキサ２０３
に入力される第２の参照直流信号が可変である。第２の
参照直流信号が任意に変えられることによって第２の偶
高調波ミキサ２０３の出力信号が変化する。この出力信
号が比較回路１０４に入力され、参照直流信号と比較さ
れる。比較回路１０４の比較結果に応じて可変利得増幅
器１０２の利得が変えられる。即ち、可変利得増幅器１
０２は第２の参照直流信号の変化に応じて変えられる。
このように、本実施形態の周波数変換器は可変利得機能
をもつ周波数変換回路として使用できる。この実施形態
において第１の参照直流信号も可変とされても良い。
周波数変換器の構成を示している。この実施形態の周波
数変換器の構成は、図４に示される周波数変換器の構成
と実質的に同じであるが、第２の偶高調波ミキサ２０３
に入力される第２の参照直流信号が可変である。第２の
参照直流信号が任意に変えられることによって第２の偶
高調波ミキサ２０３の出力信号が変化する。この出力信
号が比較回路１０４に入力され、参照直流信号と比較さ
れる。比較回路１０４の比較結果に応じて可変利得増幅
器１０２の利得が変えられる。即ち、可変利得増幅器１
０２は第２の参照直流信号の変化に応じて変えられる。
このように、本実施形態の周波数変換器は可変利得機能
をもつ周波数変換回路として使用できる。この実施形態
において第１の参照直流信号も可変とされても良い。
【００５０】図１３は本発明の第７の実施の形態に係る
周波数変換器の構成を示す。この実施形態の周波数変換
器の構成は、図４に示される周波数変換器の構成と実質
的に同じであるが、この実施形態では、第１の偶高調波
ミキサ１０１および第２の偶高調波ミキサ２０３がトラ
ンジスタ差動対Ｔｒと可変電流源Ｉとで構成される。こ
の実施形態において、テール電流を入力信号レベルに応
じて変えることによって、変換利得を一定とした状態で
歪み特性や雑音特性をよい状態に保つことができる。こ
れにより歪み特性のよい状態で動作させたい時のみに電
流を増やし、それ以外の状態で動作させたい時は電流を
絞ることができ、低消費電流で所望のダイナミックレン
ジが確保できる。
周波数変換器の構成を示す。この実施形態の周波数変換
器の構成は、図４に示される周波数変換器の構成と実質
的に同じであるが、この実施形態では、第１の偶高調波
ミキサ１０１および第２の偶高調波ミキサ２０３がトラ
ンジスタ差動対Ｔｒと可変電流源Ｉとで構成される。こ
の実施形態において、テール電流を入力信号レベルに応
じて変えることによって、変換利得を一定とした状態で
歪み特性や雑音特性をよい状態に保つことができる。こ
れにより歪み特性のよい状態で動作させたい時のみに電
流を増やし、それ以外の状態で動作させたい時は電流を
絞ることができ、低消費電流で所望のダイナミックレン
ジが確保できる。
【００５１】図１４は本発明の第８の実施の形態に係る
直交復調器を用いた受信装置の構成を示す。本実施形態
は図９の実施形態に対応しているが、本実施形態では、
受信信号状態検出部５０８ａ，５０８ｂがＬＰＦ５０５
ａ，５０５ｂに接続されている。受信信号状態検出部５
０８ａ，５０８ｂはＬＰＦの入力とＬＰＦの中間出力の
少なくとも１つを用いてＬＰＦに入力される信号全体の
パワーと所望波や干渉波のレベルを検出する。受信信号
状態検出部５０８ａ，５０８ｂの検出信号は制御器５０
９ａ，５０９ｂに夫々入力される。制御器５０９ａ，５
０９ｂは干渉波レベルが大きい場合は周波数変換回路の
歪み特性がよい状態で動作するバイアス状態に周波数変
換器４０１，４０２をそれぞれ設定する。このように受
信信号状態に応じて適正なバイアス条件で周波数変換器
４０１，４０２を動作させることにより、低消費電力で
高性能な受信装置を実現できる。
直交復調器を用いた受信装置の構成を示す。本実施形態
は図９の実施形態に対応しているが、本実施形態では、
受信信号状態検出部５０８ａ，５０８ｂがＬＰＦ５０５
ａ，５０５ｂに接続されている。受信信号状態検出部５
０８ａ，５０８ｂはＬＰＦの入力とＬＰＦの中間出力の
少なくとも１つを用いてＬＰＦに入力される信号全体の
パワーと所望波や干渉波のレベルを検出する。受信信号
状態検出部５０８ａ，５０８ｂの検出信号は制御器５０
９ａ，５０９ｂに夫々入力される。制御器５０９ａ，５
０９ｂは干渉波レベルが大きい場合は周波数変換回路の
歪み特性がよい状態で動作するバイアス状態に周波数変
換器４０１，４０２をそれぞれ設定する。このように受
信信号状態に応じて適正なバイアス条件で周波数変換器
４０１，４０２を動作させることにより、低消費電力で
高性能な受信装置を実現できる。
【００５２】図１５は本発明の第８の実施の形態に係る
直交復調器を用いた受信装置の構成を示している。この
実施形態も図９の実施形態に対応するが、本実施形態で
は受信信号状態検出部としてＲＳＳＩ（受信電解強度）
検出部５１０ａ，５１０が設けられている。またＬＰＦ
５０５ａ，５０５ｂの後段に可変利得アンプ（ＶＧＡ）
５１１ａ，５１１ｂがそれぞれ設けられている。
直交復調器を用いた受信装置の構成を示している。この
実施形態も図９の実施形態に対応するが、本実施形態で
は受信信号状態検出部としてＲＳＳＩ（受信電解強度）
検出部５１０ａ，５１０が設けられている。またＬＰＦ
５０５ａ，５０５ｂの後段に可変利得アンプ（ＶＧＡ）
５１１ａ，５１１ｂがそれぞれ設けられている。
【００５３】制御器５１２ａ，５１２ｂはＲＳＳＩ検出
部５１０ａ，５１０ｂで検出されている受信電解強度に
応じて所望の受信特性を得られるよう周波数変換器４０
１，４０２の変換利得を設定し、受信装置全体の利得が
一定になるようＶＧＡ５１２ａ，５１２ｂの利得も設定
する。例えば受信電解強度が強い場合は周波数変換器４
０１，４０２の変換利得を下げ、ＶＧＡ５１２ａ，５１
２ｂの利得を上げる。
部５１０ａ，５１０ｂで検出されている受信電解強度に
応じて所望の受信特性を得られるよう周波数変換器４０
１，４０２の変換利得を設定し、受信装置全体の利得が
一定になるようＶＧＡ５１２ａ，５１２ｂの利得も設定
する。例えば受信電解強度が強い場合は周波数変換器４
０１，４０２の変換利得を下げ、ＶＧＡ５１２ａ，５１
２ｂの利得を上げる。
【００５４】一方、受信電解強度が弱い場合は周波数変
換器４０１．４０２の変換利得を上げ、ＶＧＡ５１２
ａ，５１２ｂの利得を下げる。これにより、周波数変換
器４０１，４０２とＶＧＡ５１２ａ，５１２ｂとの利得
配分を最適化できる。
換器４０１．４０２の変換利得を上げ、ＶＧＡ５１２
ａ，５１２ｂの利得を下げる。これにより、周波数変換
器４０１，４０２とＶＧＡ５１２ａ，５１２ｂとの利得
配分を最適化できる。
【００５５】以上、第１乃至第４の実施の形態を説明し
たが、本発明はこれらに限定されるものではなく、例え
ば、図３のトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４の導電形はｐｎ
ｐ形であっても良い。また、図７のＦＥＴのチャネル形
は、第１及び第２の偶高調波ミキサ１０１，２０３を構
成する全てのＦＥＴが同じチャネル形になっていれば、
ｐチャネル形を用いても良い。
たが、本発明はこれらに限定されるものではなく、例え
ば、図３のトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４の導電形はｐｎ
ｐ形であっても良い。また、図７のＦＥＴのチャネル形
は、第１及び第２の偶高調波ミキサ１０１，２０３を構
成する全てのＦＥＴが同じチャネル形になっていれば、
ｐチャネル形を用いても良い。
【００５６】
【発明の効果】以上述べてきた通り、本発明の周波数変
換器はＬＯ信号の自己混合による感度劣化が小さいとい
う偶高調波ミキサの利点を生かしつつ変換利得のＬＯ信
号振幅依存性を小さくできる。
換器はＬＯ信号の自己混合による感度劣化が小さいとい
う偶高調波ミキサの利点を生かしつつ変換利得のＬＯ信
号振幅依存性を小さくできる。
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る周波数変換器
のブロック図。
のブロック図。
【図２】図１の偶高調波ミキサ１０１の一例を示す図。
【図３】図２の具体的な回路構成を示す図。
【図４】本発明の第２の実施の形態に係る周波数変換器
のブロック図。
のブロック図。
【図５】偶高調波ミキサとしてトランジスタ差動対を用
いた場合における変換利得とＬＯ信号の振幅との関係を
示す図。
いた場合における変換利得とＬＯ信号の振幅との関係を
示す図。
【図６】第２の偶高調波ミキサ２０３のブロック図。
【図７】電界効果トランジスタを用いたトランジスタ差
動対の回路図。
動対の回路図。
【図８】本発明の第３の実施形態に係る直交復調器の構
成図。
成図。
【図９】図８に示した直交復調器４００を用いた受信装
置のブロック図。
置のブロック図。
【図１０】本発明の第４の実施形態に係る直交変調器の
ブロック図。
ブロック図。
【図１１】本発明の第５の実施の形態に係る周波数変換
器のブロック図。
器のブロック図。
【図１２】本発明の第６の実施の形態に係る周波数変換
器のブロック図。
器のブロック図。
【図１３】本発明の第７の実施の形態に係る周波数変換
器のブロック図。
器のブロック図。
【図１４】本発明の第８の実施の形態に係る受信装置の
ブロック図。
ブロック図。
【図１５】本発明の第９の実施の形態に係る受信装置の
ブロック図。
ブロック図。
１００…周波数変換器
１０１…偶高調波ミキサ
１０２…可変利得増幅器
１０３…振幅検出回路
１０４…比較回路
２０１ａ〜２０１ｄ…トランジスタ差動対
２０３…第２の偶高調波ミキサ
４００…直交復調器
４０１、４０２…周波数変換器
４０３…移相器
５０２…低雑音増幅器
５０３…帯域通過フィルタ
５０４…ＬＯ信号生成器
５０５ａ、５０５ｂ…低域通過フィルタ
５０６ａ、５０６ｂ…増幅器
５０８ａ、５０８ｂ…受信信号状態検出部
５０９ａ、５０９ｂ…制御部
５１０ａ、５１０ｂ…ＲＳＳＩ検出部
６００…直交変調器
Claims (13)
- 【請求項１】利得制御信号に応じて、外部から供給され
た局部発振信号を増幅して出力する可変利得増幅回路
と、 入力信号及び前記増幅された局部発振信号を入力し、前
記入力信号の周波数と前記増幅された局部発振信号の周
波数の２以上の偶数倍の周波数との和または差の周波数
の出力信号を出力する偶高調波ミキサと、 前記増幅された局部発振信号を入力し、この振幅に応し
た振幅の直流信号を出力する振幅検出回路と、 前記振幅検出回路の出力信号と外部から供給される参照
直流信号を比較する比較回路を備え、 前記比較回路の出力を前記利得制御信号とすることを特
徴とする周波数変換器。 - 【請求項２】前記偶高調波ミキサはトランジスタ差動対
を含むことを特徴とする請求項１記載の周波数変換器。 - 【請求項３】前記偶高調波ミキサは４つのバイポーラト
ランジスタ差動対を含むことを特徴とする請求項１記載
の周波数変換器。 - 【請求項４】前記偶高調波ミキサは４つの電界効果トラ
ンジスタ差動対を含むことを特徴とする請求項１記載の
周波数変換器。 - 【請求項５】前記参照直流信号を第１の参照直流信号と
し、前記偶高調波ミキサを第１の偶高調波ミキサとし、
前記振幅検出回路は前記第１の偶高調波ミキサと同じ回
路構成である第２の偶高調波ミキサであり、前記第２の
偶高調波ミキサには第２の参照直流信号が入力されるこ
とを特徴とする請求項１乃至４記載の周波数変換器。 - 【請求項６】第１の利得制御信号に応じて、外部から供
給された第１の局部発振信号を増幅して出力する第１の
可変利得増幅回路と、 入力信号及び前記増幅された第１の局部発振信号を入力
し、前記入力信号の周波数と前記増幅された第１の局部
発振信号の周波数の２以上の偶数倍の周波数との差の周
波数の出力信号を出力する第１の偶高調波ミキサと、 前記増幅された第１の局部発振信号を入力し、この振幅
に応じた振幅の第１の直流信号を出力する第１の振幅検
出回路と、 前記第１の直流信号と外部から供給される第１の参照直
流信号を比較する第１の比較回路を有し、前記第１の比
較回路の出力を前記第１の利得制御信号とする第１の周
波数変換器と、 第２の利得制御信号に応じて、外部から供給された第２
の局部発振信号を増幅して出力する第２の可変利得増幅
回路と、 前記第１の周波数変換器に入力された入力信号と同相の
入力信号及び前記増幅された第２の局部発振信号を入力
し、前記入力信号の周波数と前記増幅された第２の局部
発振信号の周波数の２以上の偶数倍の周波数との差の周
波数の出力信号を出力する第２の偶高調波ミキサと、 前記増幅された第２の局部発振信号を入力し、この振幅
に応じた振幅の第２の直流信号を出力する第２の振幅検
出回路と、 前記第２の直流信号と外部から供給される第２の参照直
流信号を比較する第２の比較回路を有し、前記第２の比
較回路の出力を前記第２の利得制御信号とする第２の周
波数変換器と、 前記第１の局部発振信号と前記第２の局部発振信号に所
定の位相差をつけて、前記第１及び第２の周波数変換器
へ出力する移相器を備えることを特徴とする直交復調
器。 - 【請求項７】前記入力信号の周波数が．前記第１及び第
２の局部発振信号の周波数のｎ倍（ｎは２以上の偶数）
である時は、前記所定の位相差は９０°／ｎであること
を特徴とする請求項６記載の直交復調器。 - 【請求項８】第１の利得制御信号に応じて、外部から供
給された第１の局部発振信号を増幅して出力する第１の
可変利得増幅回路と、 ペースハンドのＩ信号及び前記増幅された第１の局部発
振信号を入力し、前記Ｉ信号の周波数と前記増幅された
第１の局部発振信号の周波数の２以上の偶数倍の周波数
との和の周波数の出力信号を出力する第１の偶高調波ミ
キサと、 前記増幅された第１の局部発振信号を入力し、この振幅
に応じた振幅の第１の直流信号を出力する第１の振幅検
出回路と、 前記第１の直流信号と外部から供給される第１の参照直
流信号を比較する第１の比較回路を有し、前記第１の比
較回路の出力を前記第１の利得制御信号とする第１の周
波数変換器と、 第２の利得制御信号に応じて、外部から供給された第２
の局部発振信号を増幅して出力する第２の可変利得増幅
回路と、 ベースバンドのＱ信号と同相の入力信号及び前記増幅さ
れた第２の局部発振信号を入力し、前記Ｑ信号の周波数
と前記増幅された第２の局部発振信号の周波数の２以上
の偶数倍の周波数との和の周波数の出力信号を出力する
第２の偶高調波ミキサと、 前記増幅された第２の局部発振信号を入力し、この振幅
に応じた振幅の第２の直流信号を出力する第２の振幅検
出回路と、 前記第２の直流信号と外部から供給される第２の参照直
流信号を比較する第２の比較回路を有し、前記第２の比
較回路の出力を前記第２の利得制御信号とする第２の周
波数変換器と、 前記第１の局部発振信号と前記第２の局部発振信号に所
定の位相差をつけて、前記第１及び第２の周波数変換器
へ出力する移相器を備えることを特徴とする直交変調
器。 - 【請求項９】前記入力信号の周波数が前記第１及び第２
の局部発振信号の周波数のｎ倍（ｎは２以上の偶数）で
ある時は、前記所定の位相差は９０°／ｎであることを
特徴とする請求項８記載の直交変調器。 - 【請求項１０】前記偶高調波ミキサは、変換利得を調整
するために可変参照直流信号を供給される請求項１記載
の周波数変換回路。 - 【請求項１１】前記第２の偶高調波ミキサは、変換利得
を調整するために可変参照直流信号を供給される請求項
５記載の周波数変換回路。 - 【請求項１２】前記第１の偶高調波ミキサおよび第２の
偶高調波ミキサのバイアス状態を可変とするために可変
バイアス手段を含む請求項５記載の周波数変換回路。 - 【請求項１３】請求項１０、請求項１１または請求項１
２に記載された周波数変換回路と、 受信信号状態を検出する受信信号状態検出手段と、 前記受信信号状態検出手段の検出信号を供給され、変換
利得および動作状態を設定するために使用される制御信
号を前記周波数変換器に供給する制御手段と、 を具備する受信機。
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| KR10-2002-0025606A KR100463792B1 (ko) | 2001-05-11 | 2002-05-09 | 주파수변환기, 직교복조기 및 직교변조기 |
| DE60205983T DE60205983T2 (de) | 2001-05-11 | 2002-05-10 | Demodulator |
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| US10/141,977 US6774739B2 (en) | 2001-05-11 | 2002-05-10 | Frequency converter, orthogonal demodulator and orthogonal modulator |
| US10/622,434 US7057426B2 (en) | 2001-05-11 | 2003-07-21 | Frequency converter, orthogonal demodulator and orthogonal modulator |
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| JP2001-141158 | 2001-05-11 | ||
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| JP (1) | JP3721144B2 (ja) |
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