DE602004008898T2

DE602004008898T2 - Funkempfänger-Eingangsstufe und Verfahren zur Unterdrückung von Aussenbandstörung

Info

Publication number: DE602004008898T2
Application number: DE602004008898T
Authority: DE
Inventors: Henrik Sjöland
Original assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Current assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date: 2004-07-06
Filing date: 2004-07-06
Publication date: 2008-06-26
Anticipated expiration: 2024-07-07
Also published as: EP1615336A1; EP1615336B1; CN101010872A; US20070287403A1; ATE373338T1; CN101010872B; DE602004008898D1

Description

Technisches Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Quadratur-Funkempfänger-Eingangsstufe zum Umwandeln eines Eingangssignals mit einer ersten Frequenz in ein Ausgangssignal mit einer zweiten Frequenz. Die Erfindung betrifft auch ein Verfahren zum Unterdrücken einer Außerband-Interferenz eines Eingangssignals für eine Quadratur-Funkempfänger-Eingangsstufe.
Beschreibung des Standes der Technik
Ein konventionelles Funkempfänger-Eingangsstufen-Design beinhaltet die Umwandlung ankommender Hochfrequenz-(RF)Signale in ein oder mehrere Zwischenfrequenz-(IF)Signale, von denen das letzte dann in das Basisband umgewandelt wird. Die Funkempfänger-Eingangsstufe kann einen rauscharmen Verstärker (LNA) mit einer maßgeblichen Spannungsverstärkung umfassen. Dem rauscharmen Verstärker ist/sind ein oder einige Mischer zum Umwandeln des Eingangssignals in das/die IF-Signal(e) bereitgestellt, das/die bei dem Ausgang des Mischers bzw. der Mischer bereitgestellt ist/sind.
Die Quadratur-Funkempfänger-Eingangsstufe ist zum Mischen eines differentiellen oder einseitig geerdeten bzw. asymmetrischen Eingangssignals mit vier Lokaloszillator-Signalen mit unterschiedlicher Phase und zum Bereitstellen zweier Ausgangssignale entworfen, eines für das I-Band und eines für das Q-Band.
Das Eingangssignal kann eine überlagerte Außerband-Interferenz umfassen. In im Fachgebiet bekannten Funkempfänger-Eingangsstufen ist/sind ein oder einige Filter zum Verarbeiten des Eingangssignals bereitgestellt. Ein Vorfilter ist vor dem LNA zum Unterdrücken der Außerband-Interferenz bereitgestellt. Zusätzliche Filter können auch zum Verarbeiten des Eingangssignals bereitgestellt sein. Um die Funkempfänger-Eingangsstufe billig herzustellen, kann sie als Teil eines integrierten Schaltkreises eines Chips integriert sein. Jedoch ist es schwierig, Filter mit einem Auf-dem-Chip-Design zu implementieren. Somit müssen die Filter häufig jenseits des Chips implementiert sein. Dies ist ein Nachteil, da Komponenten jenseits des Chips die Funkempfänger-Eingangsstufe teurer, größer und komplexer machen. Folglich sind in der Entwicklung in Richtung kleinerer und billigerer Funkempfänger die meisten der Filter jenseits des Chips entfernt worden. In heutigen Homodynempfängern ist das einzige jenseits des Chips verbleibende Filter das Vorfilter. Wenn auch das Vorfilter entfernt werden könnte, könnten wesentliche Kosten und Platz gespart werden. Dieses trifft besonders für Mehrband-Funkempfänger-Eingangsstufen zu, die ein Vorfilter pro Band erfordern. Die Wirkung ist noch höher, wenn außerdem Vielfachantennen verwendet werden.
Wenn das Vorfilter einfach entfernt wird, könnte eine starke Außerband-Interferenz den Funkempfänger in die Sättigung bringen. Außerdem würde dieses eine Intermodulationsverzerrung und Komprimierung des Eingangssignals bewirken. Unterschiedliche Kommunikationsstandards haben unterschiedliche Anforderungen an die maximale Außerband-Interferenz. Um z. B. die Anforderungen gemäß dem GSM-(Global System for Mobile communication)Standard zu erfüllen, muss eine Außerband-Interferenz bis zu 0 dBm gehandhabt werden. Eine konventionelle Funkempfänger-Eingangsstufe erfüllt diese Anforderungen ohne ein Vorfilter nicht.
In manchen Funkempfänger-Eingangsstufen-Designs kann das Vorfilter auf dem Chip integriert sein. Jedoch erfüllt diese Lösung nicht die maximalen Außerband-Anforderungen der unterschiedlichen Mobilkommunikationsstandards, wie beispielsweise dem GSM- oder dem UMTS-(Universal Mobile Telecommunication Standard)Standard.
US 5 507 036 offenbart einen Apparat und ein Verfahren zum Aufheben einer Verzerrung in einem Direktumwandlungsempfänger, wobei solch eine Verzerrung durch das Mischen eines erwünschten Signals mit dem Ausgangssignals eines Lokaloszillators erzeugt wird. Nachfolgend zu dem Filtern des Mischerausgangssignals wird die Gleichtakt-Verzerrungskomponente extrahiert, phasenverschoben, verstärkt und erneut mit dem gemischten Signal auf solche eine Weise kombiniert, um die Gleichtakt-Verzerrung zu unterdrücken.
Cheung et al, "A 1–V 10-mW monolithic Bluetooth receiver in a 0.35-μm CMOS process", Proceedings of the 29^th European Solid-State Circuits Conference, Seiten 687–690, 16.–18. September 2003, offenbart einen CMOS-Bluetooth-Empfänger. Ein rauscharmer Verstärker (LNA) des Empfängers umfasst einen NMOS-Transistor, dessen Gate-Anschluss mit einer Antenne über eine Übertragungsleitung, einen Induktor jenseits des Chips, einen Bonddraht und eine Kapazität verbunden ist. Die Source- und Drain-Anschlüsse sind mit Masse bzw. der Energieversorgung über Spiralinduktoren auf dem Chip und Bonddrähte verbunden. Der Drain-Anschluss, der der Ausgangsanschluss des LNA ist, ist direkt mit dem Gate-Anschluss eines NMOS-Transistors eines einfach symmetrischen Image-Reject-Mischers bzw. Bildunterdrückungsmischers mit Wirklast bzw. Aktivlast verbunden.
Beffa et al, "A 6.5-mW receiver front-end for Bluetooth in 0.18 μm CMOS", 2002 IEEE MTT-S International Microwave Symposium Digest, 2.–7. Juni 2002, offenbart eine Empfänger-Eingangsstufe für eine niedrige Zwischenfrequenz für Bluetooth. Ein Vorverstärker ist über ein RF-Filter mit einer Antenne verbunden. Der Vorverstärker umfasst einen NMOS-Transistor, dessen Gate-Anschluss mit dem Eingang des Vorverstärkers über einen Spiralinduktor auf dem Chip verbunden ist. Der Source-Anschluss des NMOS-Transistors ist mit Masse über einen Bonddraht-Induktor verbunden, und der Drain-Anschluss ist über einen NMOS-Kaskodentransistor mit dem Ausgangsanschluss des Vorverstärkers verbunden. Der Vorverstärker hat ferner eine Passivlast, die einen Widerstand parallel zu einem Induktor umfasst. Die Ausgabe des Vorverstärkers wird an den Gate-Anschluss eines NMOS-Transistors in einem einfach symmetrischen Mischer gespeist.
Zusammenfassung der Erfindung
Es ist deshalb eine Aufgabe der Erfindung, eine Funkempfänger-Eingangsstufe bereitzustellen, die weniger komplex als in dem Fachgebiet bekannte Funkempfänger-Eingangsstufen ist, und die mit einer Auf-dem-Chip-Technologie implementiert werden kann. Es ist außerdem eine Aufgabe der Erfindung, ein Verfahren zum Unterdrücken einer Außerband-Interferenz in einer Quadratur-Funkempfänger-Eingangsstufe bereitzustellen.
Gemäß einem ersten Aspekt der Erfindung werden diese Aufgaben durch eine Quadratur-Funkempfänger-Eingangsstufe gemäß Anspruch 1 gelöst, die weder ein Vorfilter auf dem Chip noch ein Vorfilter jenseits des Chips hat.
Die Quadratur-Funkempfänger-Eingangsstufe gemäß der Erfindung umfasst einen rauscharmen Verstärker, einen ersten und einen zweiten Mischer, und eine erste und eine zweite Strom-zu-Spannungs-Umwandlungseinrichtung. Ein Eingangsanschluss der Quadratur-Funkempfänger-Eingangsstufe ist direkt mit einem Eingangsanschluss des rauscharmen Verstärkers verbunden. Jeder Mischer ist ein Current-Mode-Mischer bzw. stromgeregelter Mischer, da das Eingangssignal nicht in eine Spannung vor dem Mischen umgewandelt worden ist. Ein Ausgangsanschluss des rauscharmen Verstärkers ist direkt mit dem Eingangsanschluss jedes Mischers verbunden. Ein Ausgangsanschluss des ersten und des zweiten Mischers ist mit der ersten bzw. der zweiten Strom-zu-Spannungs-Umwandlungseinrichtung verbunden, wodurch eine Außerband- Interferenz eines an die Funkempfänger-Eingangsstufe eingegebenen Signals unterdrückt wird.
Jede Strom-zu-Spannungs-Umwandlungseinrichtung kann eine Mischerlast sein, die mit einem jeweiligen Ausgangsanschluss der Mischer bzw. der Signalerdungseinrichtungen verbunden ist. Jede Mischerlast kann ein parallel mit einem Kondensator geschalteter Widerstand sein. Der Kondensator jeder Mischerlast hat einen Wert, der zum Unterdrücken einer Außerband-Interferenz eines Signals wirksam ist, das in die Funkempfänger-Eingangsstufe eingegeben ist, wenn das Signal gemischt worden ist. Die Kapazität des Kondensators jeder Mischerlast kann zum Unterdrücken einer Außerband-Interferenz von Eingangssignalen mit unterschiedlichen Bandbreiten variabel bzw. variierbar sein. Die Quadratur-Funkempfänger-Eingangsstufe gemäß der Erfindung kann auch einen Lokaloszillator zum Bereitstellen von Signalen zum Treiben des ersten und des zweiten Mischers bereitstellen, die einfach oder doppelt symmetrische Mischer sein können.
Der erste und der zweite Mischer können mit einem Quadraturspannungs-gesteuerten Oszillator mittels Transformatoren bzw. Wandlern zum Bereitstellen von Quadratur-Lokaloszillator-Signalen verbunden sein. Das Liefern der Lokaloszillator-Signale mittels Transformatoren bzw. Wandlern ist ein Vorteil, da kein niederfrequentes Rauschen auf die Lokaloszillator-Anschlüsse der Mischer eingebracht wird.
Der Lokaloszillator kann Quadratur-Oszillatoren mit LC-Speichern umfassen. Induktoren der LC-Speicher können Primärwicklungen der Transformatoren bzw. Wandler bereitstellen, und mit den Lokaloszillator-Eingangsanschlüssen jedes Mischers verbundene Induktoren können Sekundärwicklungen der Transformatoren bzw. Wandler bereitstellen. Somit werden keine zusätzlichen Komponenten zum Bereitstellen der Transformatoren bzw. Wandler, abgesehen von den Induktoren zum Bereitstellen der Sekundärwicklungen, benötigt.
Der Kondensator jedes LC-Speichers kann ein variabler Kondensator zum Einstellen der Frequenz der Quadratur-Lokaloszillator-Signale sein.
Alternativ kann der Oszillator durch einen Oszillator einer hohen Frequenz und Frequenzteiler bereitgestellt sein, die angeordnet sind, um vier nicht-überlappende Lokaloszillator-Signale mit einem Tastverhältnis von jeweils im Wesentlichen 25% bereitzustellen.
Gemäß einem zweiten Aspekt der Erfindung werden die Aufgaben durch die Verwendung der Quadratur-Funkempfänger-Eingangsstufe gemäß Anspruch 15 gelöst.
Gemäß einem dritten Aspekt der Erfindung werden die Aufgaben durch einen elektronischen Drahtloskommunikationsapparat gemäß Anspruch 16 gelöst.
Gemäß einem vierten Aspekt der Erfindung werden die Aufgaben durch ein Verfahren zum Unterdrücken einer Außerband-Interferenz in einer Quadratur-Funkempfänger-Eingangsstufe und zum Umwandeln des Eingangssignals mit einer ersten Frequenz in ein Ausgangssignal mit einer zweiten Frequenz gemäß Anspruch 19 gelöst. Das Verfahren umfasst die Schritte zum Empfangen des Eingangssignals bei einem Eingangsanschluss bei der Funkempfänger-Eingangsstufe; Verstärken des eine Außerband-Interferenz umfassenden Eingangssignals in einem rauscharmen Verstärker; Mischen des Eingangssignals und der Außerband-Interferenz mit einem Signal mit einer zweiten Frequenz in einem ersten und einem zweiten Current-Mode-Mischer bzw. stromgeregelten Mischer, um ein gemischtes Signal zu erzeugen, das eine Außerband-Interferenz umfasst; und Unterdrücken der Außerband-Interferenz des gemischten Signals.
Der Schritt zum Unterdrücken kann ein Liefern des gemischten Eingangssignals, das die Außerband-Interferenz umfasst, an eine Mischerlast umfassen, die mit einem jeweiligen Ausgangsanschluss der Mischer bzw. der Signalerdungseinrichtungen verbunden ist.
Der Schritt zum Unterdrücken kann ein Unterdrücken mittels eines Kondensators einer Mischerlast umfassen, der einen Wert hat, der zum Unterdrücken einer Außerband-Interferenz des gemischten Signals wirksam ist.
Das Verfahren kann ein Einstellen der Kapazität des Kondensators, der ein variabler Kondensator sein kann, der Mischerlast zum Unterdrücken einer Außerband-Interferenz des gemischten Eingangssignals mit unterschiedlichen Bandbreiten umfassen.
Das Verfahren kann außerdem die Schritte zum Erzeugen von Quadratur-Lokaloszillator-Signalen und Liefern der erzeugten Quadratur-Lokaloszillator-Signale an den ersten und den zweiten Mischer zum Treiben der Mischer umfassen.
Ferner kann das Verfahren ein Einstellen der Kapazität eines Kondensators eines mit den Mischern verbundenen Quadratur-Lokaloszillators zum Einstellen der Frequenz der Quadratur-Lokaloszillator-Signale umfassen.
Weitere Ausführungsformen der Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen definiert.
Es ist ein Vorteil der Erfindung, dass kein Vorfilter in der Quadratur-Funkempfänger-Eingangsstufe benötigt wird. Wenn die Eingangsstufe mit Verwenden der Auf-dem-Chip-Technologie implementiert wird, können somit die Produktionskosten im Vergleich zu einer konventionellen Funkempfänger-Eingangsstufe mit einem entweder auf dem Chip oder jenseits des Chips bereitgestellten Vorfilter gesenkt werden. Außerdem wird die Größe und Komplexität der Funkempfänger-Eingangsstufe im Vergleich zu konventionellen Funkempfänger-Eingangsstufen reduziert.
Es sollte betont werden, dass der Begriff "umfasst/umfassend" bei Verwendung in dieser Beschreibung hergenommen wird, um die Anwesenheit angegebener Merkmale, Zahlen, Schritte oder Komponenten zu spezifizieren, aber nicht die Anwesenheit oder Hinzufügung von einem oder mehreren anderen Merkmalen, Zahlen, Schritten, Komponenten oder Gruppen davon ausschließt.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Weitere Aufgaben, Merkmale und Vorteile der Erfindung werden aus der folgenden detaillierten Beschreibung der Erfindung ersichtlich werden, wobei auf die begleitenden Zeichnungen verwiesen wird.
1 ist eine Vorderansicht eines Mobilkommunikationsapparats, der eine Quadratur-Funkempfänger-Eingangsstufe gemäß der Erfindung umfasst.
2 ist ein Blockdiagramm der Quadratur-Funkempfänger-Eingangsstufe gemäß der Erfindung.
3 ist ein Schaltkreisdiagramm einer Ausführungsform der Quadratur-Funkempfänger-Eingangsstufe gemäß der Erfindung.
4 ist ein Schaltkreisdiagramm einer ersten Ausführungsform eines Quadraturspannungs-gesteuerten Oszillators zum Erzeugen rauscharmer Lokaloszillator-Signale.
5 ist ein Blockdiagramm eines Oszillators hoher Frequenz, der mit Frequenzteilern verbunden ist, zum Erzeugen rauscharmer Lokaloszillator-Signale.
6 ist ein Schaltkreisdiagramm einer anderen Ausführungsform der Quadratur-Funkempfänger-Eingangsstufe gemäß der Erfindung.
7 ist ein Flussdiagramm einer Ausführungsform des Verfahrens gemäß der Erfindung.
Detaillierte Beschreibung der Ausführungsformen
1 veranschaulicht ein Mobiltelefon als einen beispielhaften elektronischen Drahtloskommunikationsapparat, in dem die Quadratur-Funkempfänger-Eingangsstufe gemäß der vorliegenden Erfindung genutzt werden kann. Die Erfindung ist nicht auf die Implementierung in einem Mobiltelefon 1 beschränkt. Die Erfindung kann in einer weiten Vielfalt einer elektronischen Einrichtung implementiert sein, worin eine Funkempfänger-Eingangsstufe zum Empfangen und Verarbeiten von Hochfrequenz-(RF) Eingangssignalen erforderlich ist, wie beispielsweise ein Mobilfunk-Endgerät, ein Pager, ein Communicator, ein elektronischer Organizer oder ein intelligentes Telefon. Das Mobiltelefon 1 kann eine erste Antenne 10 und eine zweite Hilfsantenne 11 zum Empfangen von Eingangssignalen umfassen. Ein Mikrofon 12, ein Lautsprecher 13, eine Tastatur 14 und eine Anzeige 15 stellen eine Mensch-Maschine-Schnittstelle zum Bedienen des Mobiltelefons 1 bereit.
Das Mobiltelefon kann im Betrieb mit einer Funkstation 20 (Basisstation) eines Mobilkommunikationsnetzwerks 21, wie beispielsweise GSM, UMTS, PCS (Personal Communications System), und/oder PDC (Personal Digital Cellular), über eine erste Funkverbindung 22 mittels der ersten Antenne 10 verbunden sein. Darüber hinaus kann das Mobiltelefon 1 im Betrieb eine zweite Drahtlosverbindung mit einer Peripherievorrichtung 30 über eine zweite Funkverbindung 31 mittels der Hilfsantenne 11 aufbauen. Die zweite Funkverbindung 31 ist z. B. eine Bluetooth^®-Verbindung, die in dem 2,4 (2400–24835) GHz Frequenzbereich aufgebaut wird. Zum Aufbauen der Funkverbindungen 22, 31 umfasst das Mobiltelefon 1 Funkressourcen, die gemäß den relevanten Technologien ausgebildet sind, die verwendet werden. Somit umfasst das Mobiltelefon 1 eine erste Funkzugriffseinrichtung, wie beispielsweise ein Transceiver, zum Kommunizieren von Funksignalen mit der Basisstation 20 und eine zweite Funkzugriffseinrichtung zum Kommunizieren von Funksignalen mit der Peripherievorrichtung 30. Alternativ kann eine Funkzugriffseinrichtung umschaltbar sein, um Funksignale entweder mit der Basisstation 20 oder der Peripherievorrichtung 30 zu kommunizieren.
Die Peripherievorrichtung 30 kann irgendeine Vorrichtung mit Drahtloskommunikationsfähigkeiten sein, wie beispielsweise gemäß der Bluetooth^®-Technologie oder irgendeiner anderen Nahbereichsfunk-(WLAN)Technologie. Sie umfasst eine Antenne 32 zum Austauschen von Signalen über die zweite Verbindung 31 und einen Transceiver (nicht gezeigt), der gemäß der Technologie ausgebildet ist, die die Peripherievorrichtung 30 verwendet. Die Vorrichtung kann ein Drahtlos-Kopf(Sprech-)Hörer, ein entfernter Server, ein Faxgerät, ein Automat, ein Drucker, ein Computer usw. sein. Eine weite Vielfalt einer elektronischen Einrichtung kann solche Kommunikationsfähigkeiten haben und einen Bedarf für ein drahtloses Transferieren von Daten haben.
Beim Empfangen von Hochfrequenz-(RF)Eingangssignalen werden die RF-Signale durch die Funkempfänger-Eingangsstufe gemäß der Erfindung verarbeitet. Die Eingangssignale können einseitig geerdet bzw. asymmetrisch oder differentiell sein. Das Eingangssignal wird in Zwischenfrequenz-(IF)Signale vor Anwendung einer weiteren Signalverarbeitung umgewandelt. Somit kann die Funkempfänger-Eingangsstufe des Mobiltelefons 1 einen oder einige Mischer zum Umwandeln eines Signals mit einer ersten Frequenz in Signale mit einer zweiten Frequenz umfassen, wie es im Folgenden offenbart wird.
2 veranschaulicht die Funkempfänger-Eingangsstufe gemäß der Erfindung. Die Antenne 10 ist mit einem Eingangsanschluss eines rauscharmen Verstärkers (LNA) 50 verbunden. Der LNA 50 ist von Natur aus linear oder linearisiert, so dass er eine Außerband-Interferenz handhaben kann, z. B. gemäß dem GSM-Standard, wobei eine Außerband-Interferenz von bis zu wenigstens 0 dBm gehandhabt werden sollte. Das an den LNA 50 eingegebene RF-Signal umfasst sowohl das erwünschte Signal als auch die überlagerte Außerband-Interferenz, die mit der Verstärkung des LNA 50 verstärkt werden.
Eingangsanschlüsse eines ersten und eines zweiten Mischers 51, 52 sind mit einem Ausgangsanschluss des LNA 50 verbunden. Der erste Mischer 51 wird für den I-Kanal des Eingangssignals verwendet, und der zweite Mischer 52 wird für den Q-Kanal des Eingangssignals verwendet. Der Ausgangsanschluss des LNA 50 ist direkt mit den Eingangsanschlüssen der Mischer 51, 52 verbunden, d. h., dass der Signalstrom von dem LNA 50 nicht durch eine Lastimpedanz in eine Spannung umgewandelt wird. Mit einem 0 dBm-Störer würde ein in eine Spannung umgewandeltes Signal für eine Handhabung zu groß werden. Jeder Mischer umfasst außerdem Lokaloszillator-(LO)Eingangsanschlüsse zum Empfangen von LO-Signalen, die durch eine LO-Signalerzeugungseinrichtung erzeugt werden, die mit dem verstärkten Eingangssignal zu mischen sind. Der erste Mischer 51 ist zum Empfangen eines ersten LO-Signals LO_I ausgebildet, auf das er anspricht. Der zweite Mischer 52 ist ausgebildet, um ein zweites LO-Signal LO_Q mit einer zweiten Phase, die unterschiedlich von der ersten Phase ist, zu empfangen und auf dieses anzusprechen.
Ausgangsanschlüsse des ersten und des zweiten Mischers 51, 52 sind mit der ersten bzw. der zweiten Strom-zu-Spannungs-Umwandlungseinrichtung 53, 54 verbunden. Somit wird das Eingangssignal, das nun verstärkt und zu Signalen einer niedrigeren Frequenz gemischt ist, in eine Spannung umgewandelt, wobei I- und Q-Kanal-Ausgangssignale IF_I, IF_Q bei den Ausgangsanschlüssen der Strom-zu-Spannungs-Umwandlungseinrichtungen 53 bzw. 54 bereitgestellt werden. Die Strom-zu-Spannungs-Umwandlungseinrichtungen 53, 54 fungieren auch als eine Unterdrückungseinrichtung zum Unterdrücken der Außerband-Interferenz.
3 ist ein Schaltkreisdiagramm einer Ausführungsform der Quadratur-Funkempfänger-Eingangsstufe gemäß der Erfindung.
Für das Design gemäß der Erfindung ist es wichtig, dass die Linearität des LNA ausreichend hoch ist, um eine Außerband-Interferenz von z. B. bis zu 0 dBm handzuhaben, wie oben beschrieben. In der Ausführungsform von 3 ist der LNA ein durch einen Verstärkungstransistor 60 bereitgestellter Gate-Schaltungs- oder Basisschaltungs-LNA. Der Transistor 60 kann ein FET (Field Effect Transistor bzw. Feldeffekttransistor), wie beispielsweise ein MOS-(Metal Oxide Semiconductor)Transistor, oder ein BJT-(Bipolar Junction Transistor)Transistor sein. In der Ausführungsform von 3 ist der LNA 50 durch einen FET-Transistor bereitgestellt. Der Eingangsanschluss der Quadratur-Funkempfänger-Eingangsstufe ist mit dem Source-Anschluss des Transistors 60 verbunden.
Der Gate-Anschluss des Verstärkungstransistors 60 ist mit einer Vorspannung V_bias1 verbunden. Alternativ ist ein Voreingang (Gate-Anschluss) des Vorverstärker-Transistors 60 mit einem Gleichtakt-Rückkopplungsschaltkreis zum Steuern der Vorspannung bzw. des Bias des Verstärkertransistors 60 verbunden.
Da die Mischer 51, 52 und die erste und die zweite Strom-zu-Spannungs-Umwandlungseinrichtung 53, 54 ein ähnliches Design haben, werden nur der erste Mischer 51 und die verknüpfte erste Strom-zu-Spannungs-Umwandlungseinrichtung 53 im Folgenden detailliert beschrieben. Der erste Mischer 51 kann einen ersten und einen zweiten Mischertransistor 61a, 62a umfassen, die mit dem Eingangsanschluss des ersten Mischers 51 verbunden sind. Die Mischertransistoren 61a, 62a können FET-Transistoren oder BJT-Transistoren sein. Ein Vorteil des BJT-Transistors ist, dass er schneller als der FET-Transistor ist, der eine höhere Linearität bereitstellt. In der Ausführungsform von 3 sind die Mischer-Transistoren 61a, 62a durch BJT-Transistoren bereitgestellt. Der Emitter-Anschluss jedes Mischer-Transistors 61a, 62a ist mit dem Eingangsanschluss des ersten Mischers 51 verbunden. Die Basis-Anschlüsse der Mischer-Transistoren sind mit LO-(Lokaloszillator)Eingangsanschlüssen des ersten Mischers 51 verbunden. Jeder Mischertransistor 61a, 62a spricht auf ein unterschiedliches Quadratur-LO-Signal an. Der erste Mischertransistor 61a spricht auf ein erstes Quadratur-LO-Signal LO_I+ mit einer ersten Phase an. Der zweite Mischertransistor 62a spricht auf ein zweites LO-Signal LO_I mit einer zweiten Phase an, die um 180° bezüglich der ersten Phase versetzt ist. Die Kollektor-Anschlüsse der Mischertransistoren 61a, 62a sind mit dem ersten und dem zweiten Ausgangsanschluss des ersten Mischers 51 verbunden.
Ein Kondensator 67a ist zwischen den Eingangsanschlüssen der Strom-zu-Spannungs-Umwandlungseinrichtung zum Filtern der Außerband-Interferenz und zum Bereitstellen einer gewissen Kanalfilterung bereitgestellt.
Die Mischer 51, 52 sind Current-Mode-Mischer bzw. stromgeregelte Mischer, die in der Stromdomäne arbeiten. Die Ausgangssignale von dem ersten Mischer 51 werden durch die erste Strom-zu-Spannungs-Umwandlungseinrichtung 53 in eine Spannung umgewandelt. Die erste Strom-zu-Spannungs-Umwandlungseinrichtung 53 kann separate Umwandlungseinrichtungen für jedes Ausgangssignal umfassen, wobei jede Umwandlungseinrichtung einen Widerstand 63a, 65a und einen Kondensator 64a, 66a umfasst, die parallel zu den Ausgangsanschlüssen des ersten Mischers 51 und den Signalerdungseinrichtungen geschaltet sind, wie z. B. der Energieversorgungsspannung. Der erste Mischertransistor 61a ist mit Widerstand 63a und Kondensator 64a verbunden, und der zweite Mischertransistor 62a ist mit Widerstand 65a und Kondensator 66a verbunden.
Ein erstes IF-(Intermediate Frequency bzw. Zwischenfrequenz)Ausgangssignal IF_I für das I-Band kann zwischen den Ausgangsanschlüssen des ersten Mischers 51 erzeugt werden. Das erwünschte Signal, das bei niedrigen Frequenzen zentriert sein kann, wird nicht signifikant durch die Kondensatoren 64a, 66a und 67a gedämpft. Die Außerband-Interferenz, die bei GSM bei einer Frequenz mit einem Versatz von wenigstens 20 MHz von dem erwünschten Signal auftreten wird, kann jedoch stark durch Wählen eines geeigneten Wertes der Kondensatoren 64a, 66a und 67a gedämpft werden. Darüber hinaus wird ein LO-zu-IF-Streuverlust durch Kondensator 64a, 66a und 67a unterdrückt, was die Verwendung einfach symmetrischer Mischer und eines einseitig geerdeten bzw. asymmetrischen LNA ermöglicht. Ein einseitig geerdeter bzw. asymmetrischer LNA beseitigt das Erfordernis eines externen Symmetrieübertragers. Ein externes Filter kann die Symmetrieübertrager-Funktion durchführen. Wenn ein Differential-LNA genutzt wird, könnte ein selbständiger externer Symmetrieübertrager bereitgestellt werden müssen. Die Signale nach der Funkempfänger-Eingangsstufe sind differentiell, was zur weiteren Verarbeitung auf dem Chip geeignet ist.
Der LNA 50 kann alternativ durch einen Rückkopplungs-LNA bereitgestellt sein, der ausreichend linear zum Handhaben einer Außerband-Interferenz von bis zu 0 dBm zum Erfüllen des GSM-Standards ist. Jedoch muss das Linearitätserfordernis in jedem spezifischen Fall berücksichtigt werden.
Der zweite Mischer 52 umfasst erste und zweite Mischertransistoren 61b, 62b und ist wie der erste Mischer 51 konfiguriert. Die zweite Strom-zu-Spannungs-Umwandlungseinrichtung 54 umfasst eine durch Widerstände 63b, 65b und Kondensatoren 64b, 66b bereitgestellte Mischerlast und einen zwischen den Eingangsanschlüssen der zweiten Strom-zu-Spannungs-Umwandlungseinrichtung 54 angeordneten Kondensator 67b. Der erste Mischertransistor 61b des zweiten Mischers 52 spricht auf ein drittes Quadratur-LO-Signal LO_Q+ mit einer dritten Phase an, die bezüglich der ersten Phase um 90° verschoben ist. Der zweite Mischertransistor 62b des zweiten Mischers 52 spricht auf ein viertes LO-Signal LO_Q– mit einer vierten Phase an, die um 270° bezüglich der ersten Phase versetzt ist. Die Kollektor-Anschlüsse der Mischertransistoren 61b, 62b des zweiten Mischers 52 sind mit dem ersten und dem zweiten Ausgangsanschluss des zweiten Mischers 52 verbunden.
Ein zweites IF-(Intermediate Frequency bzw. Zwischenfrequenz) Ausgangssignal IF_Q für das Q-Band kann zwischen den Ausgangsanschlüssen des zweiten Mischers 52 erzeugt werden.
Um einen Vorstrom für die Funkempfänger-Eingangsstufe bereitzustellen, ist eine Stromvorrichtung 68 mit dem Eingangsanschluss der Funkempfänger-Eingangsstufe und dem Eingangsanschluss des LNA 50 verbunden. Die Stromvorrichtung 68 kann z. B. durch einen Widerstand, einen Induktor, einen als eine Stromquelle geschalteten Transistor bereitgestellt sein. Ein Induktor hat den Vorteil, dass er einen niedrigeren Spannungsabfall als ein Widerstand oder ein als eine Stromquelle geschalteter Transistor bewirkt. Wenn Stromvorrichtung 68 durch einen Induktor bereitgestellt ist, kann sie außerdem die bei dem Source-Anschluss des Transistors 60 auftretende parasitäre Kapazität abstellen.
Die LO-Eingangsanschlüsse des ersten und des zweiten Mischers 51, 52 sind mit einer Quadratur-LO-Signal-Erzeugungseinrichtung verbunden. Da das Signal-zu-Außerband-Interferenz-Verhältnis nicht durch Filterung vor den Mischern verbessert wird, muss das Phasenrauschen der LO-Signale bei Versatzfrequenzen, z. B. oberhalb von 20 MHz in einer GSM-Implementierung, sehr niedrig sein. Wenn das Phasenrauschen zu hoch ist, kann das Wechselmischen einer starken Außerband-Interferenz den Empfang schwacher Signale sperren. In dem GSM-Fall wird das Erfordernis des Phasenrauschens dem ähnlich sein, was in einem Sender benötigt wird. Somit kann derselbe oder ein ähnlicher Oszillator zum Erzeugen der LO-Signale LO_I+, LO_I–, LO_Q ₊, LO_Q– für den Sender und die Funkempfänger-Eingangsstufe verwendet werden. Das Lokaloszillator-Rauschen der niedrigen Frequenz muss auch niedrig sein, da es direkt an die IF-Ausgänge transferiert wird.
4 veranschaulicht eine Ausführungsform eines Quadratur-VCO (Voltage Controlled Oscillator bzw. spannungsgesteuerter Oszillator). Eine Möglichkeit zum Erzeugen von Quadratursignalen mit niedrigem Phasenrauschen, die im Wesentlichen frei von einem niederfrequenten Rauschen sind, ist die Verwendung von Quadratur-Oszillatoren mit LC-Speichern. Die LC-Speicher können ein Teil von Transformatoren bzw. Wandlern mit Sekundärwicklungen sein, die mit den Mischern 51, 52 verbunden sind. In diesem Fall werden keine Lokaloszillatorpuffer benötigt, und der Gleichstrompegel des an die Mischer gespeisten Lokaloszillators-Signals kann einfach gesetzt werden. Der Quadratur-VCO umfasst vier Paare von Transistoren 71a, 71b, 72a, 72b, 73a, 73b, 74a, 74b. Die Transistoren können durch FET- oder BJT-Transistoren bereitgestellt sein.
Der Source-Anschluss von Transistor 71a ist mit dem Drain-Anschluss von Transistor 71b verbunden. Der Gate-Anschluss von Transistor 71a ist mit dem Drain-Anschluss von Transistor 73a verbunden, und der Drain-Anschluss von Transistor 71a ist mit einem ersten LC-Speicher verbunden, der einen parallel zu einem Kondensator 76 geschalteten Induktor 75 umfasst. Der Mittenabgriff des Induktors 75 ist mit der Energieversorgungsspannung verbunden. Der Wert des Kondensators 76 wird die Frequenz des Quadratur-VCO festlegen. Der Gate-Anschluss von Transistor 71b ist mit dem Drain-Anschluss von Transistor 72a und mit dem Gate-Anschluss von Transistor 73a verbunden. Der Source-Anschluss von Transistor 71b ist mit dem Drain-Anschluss eines Bias-Transistors bzw. Vorspannungstransistors 79 verbunden. Der Gate-Anschluss von Vorspannungstransistor 79 wird im Betrieb eine Vorspannung V_bias3 empfangen. Der Source-Anschluss von Vorspannungstransistor 79 ist mit Erdungseinrichtungen verbunden.
Der Drain-Anschluss von Transistor 72a ist mit zweiten Anschlüssen des Induktors 75 und des Kondensators 76 und mit dem Gate-Anschluss von Transistor 73a und 71b verbunden. Der Gate-Anschluss von Transistor 72a ist mit dem Drain-Anschluss von Transistor 74a verbunden. Der Source-Anschluss von Transistor 72a ist mit dem Drain-Anschluss von Transistor 72b verbunden. Der Gate-Anschluss von Transistor 72b ist mit dem Drain-Anschluss von Transistor 71a und mit dem Gate-Anschluss von Transistor 74a verbunden. Der Source-Anschluss von Transistor 72b ist mit dem Drain-Anschluss von Vorspannungstransistor 79 verbunden.
Der Source-Anschluss von Transistor 73a ist mit dem Drain-Anschluss von Transistor 73b verbunden. Der Gate-Anschluss von Transistor 73a ist mit dem Drain-Anschluss von Transistor 72a verbunden, und der Drain-Anschluss von Transistor 73a ist mit einem zweiten LC-Speicher verbunden, der einen parallel mit einem Kondensator 78 geschalteten Induktor 77 umfasst, und mit dem Gate-Anschluss von Transistor 71a. Der Mittenabgriff des Induktors 77 ist mit der Energieversorgungsspannung verbunden. Der Wert des Kondensators 78 sollte dem des Kondensators 76 nachlaufen, und er wird die Frequenz des Quadratur-VCO festlegen. Der Gate-Anschluss des Transistors 73b ist mit dem Drain-Anschluss von Transistor 74a und mit dem Gate-Anschluss von Transistor 72a verbunden. Der Source-Anschluss von Transistor 73b ist mit dem Drain-Anschluss eines Bias-Transistors bzw. Vorspannungstransistors 80 verbunden. Der Gate-Anschluss des Vorspannungstransistors 79 wird im Betrieb die Vorspannung V_bias3 empfangen. Der Source-Anschluss des Vorspannungstransistors 80 ist mit Erdungseinrichtungen verbunden.
Der Drain-Anschluss von Transistor 74a ist mit zweiten Anschlüssen des Induktors 77 und des Kondensators 78 und dem Gate-Anschluss von Transistor 72a und 73b verbunden. Der Gate-Anschluss von Transistor 74a ist mit dem Drain-Anschluss von Transistor 71a verbunden. Der Source-Anschluss von Transistor 74a ist mit dem Drain-Anschluss von Transistor 74b verbunden. Der Gate-Anschluss von Transistor 74b ist mit dem Gate-Anschluss von Transistor 71a und mit dem Drain-Anschluss von Transistor 73a verbunden. Der Source-Anschluss von Transistor 74b ist mit dem Drain-Anschluss von Vorspannungstransistor 80 verbunden.
Der Quadratur-VCO ist magnetisch mit den LO-Eingangsanschlüssen der Mischer 51, 52 mittels erster und zweiter Transformatoren bzw. Wandler gekoppelt. Der erste Transformator bzw. Wandler umfasst den Induktor 75 und einen mit dem Gate-Anschluss von Transistor 61a und dem Gate-Anschluss von Transistor 62a verbundenen Induktor 81. Die Primärwicklung des ersten Transformators bzw. Wandlers ist durch Induktor 75 bereitgestellt, und die Sekundärwicklung davon ist durch Induktor 81 bereitgestellt. Ähnlich umfasst der zweite Transformator bzw. Wandler den Induktor 77 und einen mit dem Gate-Anschluss von Transistor 61b und dem Gate-Anschluss von Transistor 62b verbundenen Induktor 82.
Das Liefern der LO-Signale LO_I+, LO_I–, LO_Q ₊, LO_Q– an die Mischertransistoren 61a, 61b, 62a, 62b durch die Transformatoren erfordert, dass kein Rauschen einer niedrigen Frequenz bzw. kein niederfrequentes Rauschen an die LO-Eingangsanschlüsse der Mischer 51, 52 angelegt wird. Induktor 81 und 82 werden irgendein niederfrequentes Rauschen an den LO-Eingangsanschlüssen beseitigen. Darüber hinaus wird der Transformator bzw. Wandler keinen Strom verbrauchen, da er nur Passivkomponenten umfasst, was ein Vorteil ist, wenn ein geringer Leistungsverbrauch wichtig ist.
5 veranschaulicht eine alternative Lösung zum Erzeugen der LO-Signale LO_I+, LO_I–, LO_Q ₊, LO_Q– mit einem ausreichend niedrigen Phasenrauschen und niederfrequentem Rauschen. Ein Oszillator einer hohen Frequenz 90 ist mit vier digitalen Frequenzteilern 91 verbunden, die die vier LO-Signale LO_I+, LO_I–, LO_Q+, LO_Q– erzeugen, von denen nur eines gleichzeitig aktiv ist. Die Frequenz des Oszillators einer hohen Frequenz sollte wenigstens zweimal die Frequenz der Ausgangssignale von dem digitalen Frequenzteiler 91 sein. Es ist wichtig, Zeitüberlappungen zu vermeiden, wenn mehr als eines der vier Lokaloszillator-Signale gleichzeitig hoch ist. Die Überlappungen können durch Anordnen des Frequenzteilers 91 vermieden werden, um ein ungefähres Tastverhältnis von 25% für jedes der Ausgangssignale bereitzustellen. Wenn Überlappungen existieren, wird zusätzliches Rauschen erzeugt, und die Anfälligkeit auf eine Anpassungsungenauigkeit der Mischertransistoren wird erhöht. Wenn das Rauscherfordernis weniger streng ist, kann jedoch ein gewisses Überlappen zugelassen werden. Es ist ein Vorteil des VCO und des digitalen Frequenzteilers 91, dass sie ein kompakteres Design bereitstellen, wenn auch mit einem erhöhten Stromverbrauch im Vergleich zu der oben beschriebenen Quadratur-VCO-Implementierung.
Die Frequenzteiler 91, 92, 93, 94 können durch einen Johnson-Zähler mit vier Flip-Flops in Reihe bereitgestellt sein; wobei das Ausgangssignal des letzten Flip-Flops an den Eingangsanschluss des ersten zurückgespeist wird. Sämtliche Flip-Flops sollten mit demselben Taktsignal von viermal der Frequenz des Ausgangssignals getaktet werden. Die Flip-Flops müssen in einen Zustand gezwungen werden, in welchem nur ein Ausgang gleichzeitig hoch ist, um Schleifen falscher Zustände zu vermeiden. Die vier LO-Signale können dann bei den Ausgängen der vier Flip-Flops extrahiert werden.
In der obigen Beschreibung ist das Eingangssignal V_in einseitig geerdet bzw. asymmetrisch. Jedoch kann das Eingangssignal genauso gut differentiell sein, wobei der LNA 50 zum Verstärken des differentiellen Signals angeordnet sein wird, das dann an doppelt symmetrische Mischer anstelle eines wie oben beschriebenen einfach symmetrischen Mischers geliefert wird.
Die wie oben beschriebene Funkempfänger-Eingangsstufe kann für eine Dualmodus-Mobilkommunikation ausgebildet sein, wobei sie ankommende Signale von wenigstens zwei Mobilkommunikationsnetzwerken handhaben kann, die unterschiedliche Kommunikationsstandards anwenden, wie beispielsweise GSM und UMTS. Eine Dualmodus-Funkempfänger-Eingangsstufe kann durch paralleles Anordnen zweier wie oben beschriebener Funkempfänger-Eingangsstufen-Schaltkreise bereitgestellt sein, wobei jede Eingangsstufe gemäß einem spezifischen Standard ausgebildet ist. Die parallel geschalteten Schaltkreise können selektiv durch selektives Vorspannen bzw. Vorbelasten des LNA jedes Funkempfänger-Eingangsstufen-Schaltkreises aktiviert werden. Eine Steuereinheit kann zum Steuern des Vorspannens bzw. Vorbelastens der LNAs angeordnet sein.
Alternativ kann eine Dualmodus-Funkempfänger-Eingangsstufe durch Ändern der Bandbreite der Strom-zu-Spannungs-Umwandlungseinrichtungen 53, 54 bereitgestellt sein. Wenn die Kondensatoren 64a, 64b und 67a variable Kondensatoren mit selektiv variablen Kapazitätswerten sind, kann somit eine Steuereinheit zum Setzen spezifischer Werte der Kondensatoren 64a, 64b und 67a angeordnet sein. Der gesetzte Wert wird so gewählt, dass eine Außerband-Interferenz von Eingangssignalen unterschiedlicher empfangener Signalbandbreiten unterdrückt wird und das zu empfangende Signal im Wesentlichen ohne Beeinträchtigung bleibt.
Gemäß der Erfindung wird eine Topologie gewählt, um den LNA und die Mischeranordnung ausreichend linear zum Handhaben einer Außerband-Interferenz zu machen. Wenn der LNA und die Mischeranordnung nicht ausreichend linear wären, würde die Außerband-Interferenz eine Intermodulationsverzerrung und Komprimierung des Eingangssignals bewirken, da gemäß der Erfindung das Vorfilter entfernt ist.
6 zeigt ein Schaltkreisdiagramm einer anderen Ausführungsform der Quadratur-Funkempfänger-Eingangsstufe gemäß der Erfindung. Die Komponenten, die Komponenten der Ausführungsform von 3 entsprechen, sind mit denselben Bezugszeichen bezeichnet und werden bezüglich der Ausführungsform von 6 nicht beschrieben. Selbst wenn diese Komponenten sich entsprechen, sollte es jedoch beachtet werden, dass deren Werte sich in Abhängigkeit von der tatsächlichen Implementierung unterscheiden können.
Die in 6 veranschaulichte Funkempfänger-Eingangsstufe umfasst einen doppelt symmetrischen Mischer mit einem Differential-LNA. Der Differentialverstärker umfasst eine erste und eine zweite Verstärkereinrichtung, z. B. durch einen ersten und einen zweiten Verstärkertransistor 160a, 160b bereitgestellt, wie beispielsweise einen MOS- oder BJT-Transistor. Die Eingangsanschlüsse der Quadratur-Funkempfänger-Eingangsstufe sind mit den Source-Anschlüssen der Transistoren 160a, 160b verbunden, an die ein Eingangssignal RF_in angelegt sein kann.
Die Gate-Anschlüsse der Transistoren 160a und 160b sind mit einer Vorspannung V_bias verbunden. Alternativ sind die Vorspannungseingänge (Gate-Anschlüsse) der Transistoren 160a und 160b mit einem Gleichtakt-Rückkopplungsschaltkreis zum Steuern der Vorspannung der Transistoren 160a, 160b verbunden.
Der erste und der zweite Mischer 51, 52 umfassen jeweils vier Mischertransistoren 161a, 161b, 161c, 161d, 162a, 162b, 162c, 162d. Die Gate-Anschlüsse der Transistoren 161a und 162c sind zum Empfangen des Lokaloszillator-Signals LO_I ⁺ verbunden. Die Gate-Anschlüsse der Transistoren 161b und 162d sind zum Empfangen des Lokaloszillator-Signals LO_Q ⁺ verbunden. Die Gate-Anschlüsse der Transistoren 161c und 162a sind zum Empfangen des Lokaloszillator-Signals LO_Q– verbunden. Die Gate-Anschlüsse der Transistoren 161d und 162b sind zum Empfangen des Lokaloszillator-Signals LO_I– verbunden.
Die Drain-Anschlüsse der Transistoren 161a und 162b sind mit einem ersten Anschluss des Kondensators 64a, Widerstand 63a und Kondensator 67a verbunden. Die Drain-Anschlüsse der Transistoren 161b und 162a sind mit einem ersten Anschluss des Kondensators 64b, Widerstand 63b und Kondensator 67b verbunden. Die Drain-Anschlüsse der Transistoren 161c und 162d sind mit einem ersten Anschluss des Kondensators 66b und Widerstand 65b und mit einem zweiten Anschluss des Kondensators 67b verbunden. Die Drain-Anschlüsse der Transistoren 161d und 162c sind mit einem ersten Anschluss des Kondensators 66a und Widerstand 65a und mit einem zweiten Anschluss des Kondensators 67a verbunden.
Das erste Ausgangssignal V_IFI wird während des Betriebs zwischen Ausgangsanschlüssen erzeugt, die mit den Anschlüssen des Kondensators 67a verbunden sind, und das zweite Ausgangssignal V_IFQ wird zwischen Ausgangsanschlüssen erzeugt, die mit den Anschlüssen des Kondensators 67b verbunden sind.
Die Lokaloszillator-Signale LO_I ⁺, LO_I ⁺, LO_Q ⁺, LO_Q ^– können gemäß den wie oben beschriebenen Prinzipien bereitgestellt sein.
7 veranschaulicht das Verfahren gemäß der Erfindung. In einem ersten Schritt 100 wird das Eingangssignal, das eine Außerband-Interferenz umfasst, bei dem Eingangsanschluss der Quadratur-Funkempfänger-Eingangsstufe empfangen. Im Schritt 101 wird das die Außerband-Interferenz umfassende Eingangssignal in dem LNA 50 verstärkt. Dann werden das verstärkte Eingangssignal und die Außerband-Interferenz mit den LO-Signalen gemischt, um wie oben erläutert ein gemischtes Signal zu erzeugen, das eine Außerband-Interferenz umfasst. Letztlich wird im Schritt 103 die Außerband-Interferenz des gemischten Signals unterdrückt, z. B. wie oben erläutert durch Liefern des gemischten Signals an die Widerstände und Kondensatoren umfassenden Mischerlasten. Die Kondensatoren 64a, 66a, 64b, 66b, 67a, 67b der Mischerlasten haben Werte, die zum Unterdrücken der Außerband-Interferenz wirksam sind. Wenn die Kondensatoren variable Kondensatoren sind, kann das Verfahren den Schritt zum Setzen des Wertes der Kondensatoren umfassen. Das Verfahren kann auch den Schritt zum Liefern der LO-Signale an die Mischer 51, 52 umfassen. Wenn die Kondensatoren 76, 78 der LC-Speicher des Quadratur-VCO variabel bzw. variierbar sind, kann das Verfahren darüber hinaus den Schritt zum Setzen des Wertes der Kondensatoren umfassen.
Die vorliegende Erfindung ist mit Verweis auf spezifische Ausführungsformen beschrieben worden. Jedoch sind andere als die oben beschriebenen Ausführungsformen gleichermaßen innerhalb des Schutzbereichs der Erfindung möglich. Die unterschiedlichen Merkmale der Erfindung können in anderen als den beschriebenen Kombinationen kombiniert werden. Die Erfindung ist nur durch die angefügten Patentansprüche eingeschränkt.

Claims

Quadratur-Funkempfänger-Eingangsstufe zum Umwandeln eines Eingangssignals mit einer ersten Frequenz in ein Ausgangssignal mit einer zweiten Frequenz, wobei die Quadratur-Funkempfänger-Eingangsstufe einen Eingangsanschluss, einen rauscharmen Verstärker (50) mit einem Eingangsanschluss und einem Ausgangsanschluss, einen ersten und einen zweiten Mischer (51, 52), die jeweils einen Eingangsanschluss und einen Ausgangsanschluss haben, und eine erste und eine zweite Strom-zu-Spannungs-Umwandlungseinrichtung (53, 54) umfasst; wobei der erste Eingangsanschluss der Quadratur-Funkempfänger-Eingangsstufe direkt mit dem Eingangsanschluss des rauscharmen Verstärkers (50) verbunden ist; jeder Mischer (51, 52) ein Current-Mode-Mischer ist; der Ausgangsanschluss des ersten und des zweiten Mischers mit der ersten bzw. der zweiten Strom-zu-Spannungs-Umwandlungseinrichtung (53, 54) verbunden ist; und jede Strom-zu-Spannungs-Umwandlungseinrichtung (53, 54) eine Mischerlast ist, die mit einem jeweiligen Ausgangsanschluss der Mischer und Signalerdungseinrichtungen verbunden ist; dadurch gekennzeichnet, dass der rauscharme Verstärker (50) wenigstens einen Transistor (60) umfasst, der in einer Gate-Schaltungs- oder einer Basisschaltungs-Konfiguration verbunden ist, der Ausgangsanschluss des rauscharmen Verstärkers direkt mit dem Eingangsanschluss jedes Mischers verbunden ist; und jede Mischerlast ein Widerstand (63a, 65a, 63b, 65b) ist, der parallel mit einem Kondensator (64a, 66a, 64b, 66b) geschaltet ist, und wobei ein Kondensator (67a, 67b) zwischen die Ausgangsanschlüsse jedes Mischers geschaltet ist.
Quadratur-Funkempfänger-Eingangsstufe gemäß Anspruch 1, wobei die Kondensatoren (64a, 66a, 64b, 66b, 67a, 67b) jeder Mischerlast einen Wert haben, der wirksam ist zum Unterdrücken einer Außerband-Interferenz eines an die Funkempfänger-Eingangsstufe eingegebenen Signals, wenn das Signal gemischt worden ist.
Quadratur-Funkempfänger-Eingangsstufe gemäß Anspruch 2, wobei die Kapazität der Kondensatoren (64a, 66a, 64b, 66b, 67a, 67b) jeder Mischerlast variabel ist zum Unterdrücken der Außerband-Interferenz von Eingangssignalen unterschiedlicher empfangener Signalbandbreiten.
Quadratur-Funkempfänger-Eingangsstufe gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, mit ferner einem Lokaloszillator zum Bereitstellen von Signalen zum Treiben des ersten und des zweiten Mischers (61a, 62a, 61b, 62b), wobei die Mischer einfach symmetrische Mischer sind.
Quadratur-Funkempfänger-Eingangsstufe gemäß Anspruch 4, wobei jeder Mischer (51, 52) einen ersten und einen zweiten Transistor (61a, 62a, 61b, 62b) umfasst, wobei jeder Transistor auf ein unterschiedliches Quadratur-Lokaloszillator-Signal anspricht.
Quadratur-Funkempfänger-Eingangsstufe gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3, ferner mit einem Lokaloszillator zum Bereitstellen von Signalen zum Treiben des ersten und des zweiten Mischers (161a, 161b, 161c, 161d, 162a, 162b, 162c, 162d), wobei die Mischer doppelt symmetrische Mischer sind und der rauscharme Verstärker ein Differenzialverstärker (160a, 160b) ist.
Quadratur-Funkempfänger-Eingangsstufe gemäß einem der Ansprüche 4 bis 6, wobei der erste und der zweite Mischer (51, 52) mit einem quadraturspannungsgesteuerten Oszillator mittels eines Transformators (75, 77, 81, 82) zum Bereitstellen der Quadratur-Lokaloszillator-Signale bei Lokaloszillator-Eingangsanschlüssen des ersten und des zweiten Mischers verbunden sind.
Quadratur-Funkempfänger-Eingangsstufe gemäß Anspruch 7, wobei der spannungsgesteuerte Oszillator Quadraturoszillatoren (71a, 71b, 72a, 72b, 73a, 73b, 74a, 74b) mit LC-Speichern umfasst, wobei jeder LC-Speicher durch einen Induktor (75, 77) und einen Kondensator (76, 78) bereitgestellt ist.
Quadratur-Funkempfänger-Eingangsstufe gemäß Anspruch 8, wobei die Induktoren (75, 77) der LC-Speicher Primärwicklungen der Transformatoren bereitstellen, und wobei die mit den Lokaloszillator-Eingangsanschlüssen jedes Mischers (51, 52, 61a, 62a, 61b, 62b) verbundenen Induktoren (81, 82) Sekundärwicklungen der Transformatoren bereitstellen.
Quadratur-Funkempfänger-Eingangsstufe gemäß Anspruch 8 oder 9, wobei der Kondensator (76, 78) jedes LC-Speichers ein variabler Kondensator zum Einstellen der Frequenz der Quadratur-Lokaloszillator-Signale ist.
Quadratur-Funkempfänger-Eingangsstufe gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6, ferner mit einem Hochfrequenzoszillator (90) und Frequenzteilern (91, 92, 93, 94) zum Bereitstellen der Lokaloszillator-Signale.
Quadratur-Funkempfänger-Eingangsstufe gemäß Anspruch 11, wobei die Frequenzteiler (91, 92, 93, 94) angeordnet sind zum Bereitstellen von vier Lokaloszillator-Signalen mit einem Lastzyklus von im Wesentlichen jeweils 25%, und wobei nur eines der Lokaloszillator-Signale in dem Hochzustand zu einer Zeit ist.
Quadratur-Funkempfänger-Eingangsstufe gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, ferner mit einer Stromvorrichtung (68), die mit dem Eingangsanschluss des rauscharmen Verstärker und der Erdeinrichtung verbunden ist.
Quadratur-Funkempfänger-Eingangsstufe gemäß Anspruch 13, wobei die Stromvorrichtung (68) ein Induktor, ein Widerstand oder ein Transistor, als eine Stromquelle verbunden, ist.
Verwendung einer Quadratur-Funkempfänger-Eingangsstufe gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche in einem elektronischen Drahtlos-Kommunikationsapparat (1) zum Umwandeln eines Eingangssignals mit einer ersten Frequenz in ein Signal mit einer zweiten Frequenz.
Elektronischer Drahtlos-Kommunikationsapparat (1) mit einer Quadratur-Funkempfänger-Eingangsstufe gemäß einem der Ansprüche 1–14.
Elektronischer Drahtlos-Kommunikationsapparat gemäß Anspruch 16, wobei der elektronische Drahtlos-Kommunikationsapparat (1) ein Mobilfunkendgerät, ein Pager, ein Communicator, ein elektronischer Organizer oder ein intelligentes Telefon ist.
Elektronischer Drahtlos-Kommunikationsapparat gemäß Anspruch 16, wobei der elektronische Drahtlos-Kommunikationsapparat ein Mobiltelefon (1) ist.
Verfahren zum Unterdrücken einer Außerband-Interferenz eines Eingangssignals für eine Quadratur-Funkempfänger-Eingangsstufe und zum Umwandeln des Eingangssignals mit einer ersten Frequenz in ein Ausgangssignal mit einer zweiten Frequenz, wobei das Verfahren den Schritt zum Empfangen des Eingangssignals bei einem Eingangsanschluss der Funkempfänger-Eingangsstufe umfasst, mit den Schritten zum Verstärken des eine Außerband-Interferenz umfassenden Eingangssignals in einem rauscharmen Verstärker (50); und Mischen des Eingangssignals und der Außerband-Interferenz mit einem Signal mit einer zweiten Frequenz in einem ersten und einem zweiten Current-Mode-Mischer (51, 52), um ein gemischtes Signal zu erzeugen, das eine Außerband-Interferenz umfasst; gekennzeichnet durch Unterdrücken der Außerband-Interferenz des gemischten Signals durch Liefern des gemischten Signals an Mischerlasten, die einen parallel zu einem Kondensator (64a, 66a, 64b, 66b) geschalteten Widerstand (63a, 65a, 63b, 65b) und einen zwischen den Ausgangsanschlüssen jedes Mischers geschalteten Kondensator (67a, 67b) umfassen, wobei jede Mischerlast mit einem jeweiligen Ausgangsanschluss der Mischer (51, 52) und der Signalerdungseinrichtungen verbunden ist; und dadurch, dass der rauscharme Verstärker (50) wenigstens einen in einer Basisschaltungs- oder Gate-Schaltungs-Konfiguration verbundenen Transistor umfasst.
Verfahren gemäß Anspruch 19, wobei der Schritt zum Unterdrücken ein Unterdrücken mittels der Kondensatoren (64a, 66a, 64b, 66b, 67a, 67b) jeder Mischerlast umfasst, die Werte haben, die wirksam zum Unterdrücken der Außerband-Interferenz des gemischten Signals sind.
Verfahren gemäß Anspruch 20, ferner mit einem Einstellen der Kapazität des Kondensators (64a, 66a, 64b, 66b, 67a, 67b), der ein variabler Kondensator ist, jeder Mischerlast zum Unterdrücken der Außerband-Interferenz gemischter Signale unterschiedlicher empfangener Signalbandbreiten.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 19 bis 21, ferner den Schritt umfassend zum Erzeugen von Quadratur-Lokaloszillator-Signalen und Liefern der erzeugten Quadratur-Lokaloszillator-Signale an den ersten und den zweiten Mischer (51, 52), wobei die Mischer einfach symmetrische Mischer sind, zum Treiben der Mischer.
Verfahren gemäß Anspruch 22, ferner mit einem Einstellen der Kapazität eines Kondensators (76, 78) eines mit den Mischern (51, 52) verbundenen Quadratur-Lokaloszillators zum Einstellen der Frequenz der Quadratur-Lokaloszillator-Signale.