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Hintergrund
der Erfindung
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Diese
Erfindung bezieht sich im Allgemeinen auf Gleichspannungswandler,
die eine Gleichstrom-Spannung in eine andere umwandeln, und im Besonderen
auf einen Gleichspannungswandler zur Bereitstellung einer konstanten
Ausgangspannung mittels einer Rückkopplungsregelung.
Insbesondere betrifft die Erfindung einen Gleichspannungswandler, der
abhängig
davon, ob der Wandler normal oder geringer belastet wird, in zwei
verschiedenen Betriebsarten (z. B. unterschiedlich Anzahl von Schaltvorgängen pro
Zeiteinheit) betrieben werden kann.
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Die
zur Diskussion stehende Art von Gleichspannungswandlern umfasst
einen Transformator mit einer Primärwicklung, die über einen Ein-Aus-Schalter
zu einer Gleichstromversorgung parallel geschaltet ist, einen Gleichrichter-
und Glättungsschaltkreis,
der zum Bereitstellung einer Gleichstrom-Ausgangspannung an die
Sekundärwicklung
des Transformators angeschlossen ist, einen Ausgangspannungs-Detektorschaltkreis,
der an den Gleichrichter- und Glättungsschaltkreis
angeschlossen ist, einen weiteren Detektorschaltkreis zur Erfassung
der Größe des durch
den Schalter fließenden
Stroms sowie einen Schalter-Steuerschaltkreis zur Steuerung des
Ein- und Ausschaltens des Schalters in Abhängigkeit von den Ausgangssignalen
des Ausgangsspannungs-Detektorschaltkreises und des Schalterstrom-Detektorschaltkreises.
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Es
gibt zwei bekannte Schaltverfahren. Eines, bekannt als Verfahren
mit freischwingendem Wandler, beruht darauf, dass die Schaltfrequenz
bei einem Abfall der von der Last benötigten Energie erhöht wird.
Ein anderes Verfahren beinhaltet eine Modulation der Pulslänge, das
heißt,
dass die Schaltpulse bei einem geringeren Energieverbrauch durch
die Last in ihrer Wiederholungsfrequenz unverändert bleiben, jedoch in der
Länge reduziert
werden. Das Verfahren mit freischwingendem Wandler ist aufgrund
der sehr hohen Schaltfrequenzen, die beim Betrieb des Wandlers,
insbesondere unter geringer Last, unvermeidbar auftreten, zu beanstan den.
Derart hohe Schaltfrequenzen haben zu einem unangemessen hohen Verhältnis der
Schaltverluste, also der auf dem Schalten beruhenden Energieverluste,
zu der von der Last tatsächlich
verbrauchten Energie geführt.
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Andererseits
besteht im Sinne einer Schaltsteuerung durch eine Modulation der
Pulslänge
die übliche
Vorgehensweise angesichts einer Verringerung der Energieverluste
in dem Transformator unter normaler Last sowie einer Reduzierung
der Größe des Wandlers
darin, die Schaltfrequenz hoch, beispielsweise auf 100 Kilohertz,
zu setzen. Diese hohe Schaltfrequenz wird auch beim Betrieb des
Wandlers in der Betriebsart mit geringer Last aufrechterhalten, was
zu einer in dieser Betriebsart unnötig hohen Anzahl von Schaltvorgängen pro
Zeiteinheit führt.
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Die
ungeprüfte
japanische Patentveröffentlichung
Nr. 2000-23458 offenbart eine Lösung
bezüglich
des schlechten Wirkungsgrades der Wandler aus dem Stand der Technik
bei geringer Last. Die Lösung besteht
darin, dass der Wandler bei geringer Last in Intervallen betrieben
wird. Die Schaltverluste werden durch eine allgemeine Reduzierung
der Schaltvorgänge
im Betrieb mit geringer Last verringert, obwohl zugegebener Weise
die Stabilität
der Ausgangspannung in gewisser Weise geopfert wird. Eine weitere Lösung ist
in der ungeprüften
japanischen Patentveröffentlichung
Nr. 9-140128 zu finden werden, die bei geringer Last die Verwendung
einer niedrigeren Schaltfrequenz als bei normaler Last lehrt.
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Eine
Verbesserung des Wirkungsgrades des Wandlers beim Umschalten zwischen
einem jeweiligen Set zweier verschiedener Betriebsarten beruht auf
einer ständigen Überwachung
des veränderlichen
Energiebedarfs der Last und vor allem auf einer genauen Bestimmung
eines Schwellenwerts, bei dem zwischen den Betriebsarten hin- und
her geschaltet wird. Obwohl in dieser Richtung bereits einige Vorschläge gemacht
wurden, sind diese entweder bezüglich
der Einfachheit des Aufbaus oder der Betriebssicherheit höchst unzufriedenstellend.
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Zusammenfassung
der Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung hat es zur Aufgabe, in einem Gleichspannungswandler
der dargestellten Art den Energiebedarf der daran angeschlossenen
Last durch einfachere Schaltkreismittel als bisher genau zu erfassen,
um eine entsprechende Schaltregelung durchzuführen.
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Kurz
gesagt betrifft die vorliegende Erfindung einen Gleichspannungswandler
allgemeinen Aufbaus mit einem Schalter, der über eine Induktivitätseinrichtung
wie z. B. einem Transformator, zwischen zwei Wandler-Eingangsanschlüssen angeschlossen ist,
einem Gleichrichter- und Glättungsschaltkreis, der
zur Bereitstellung einer einer Last zuzuführenden Gleichstrom-Ausgangspannung
an die Induktivitätseinrichtung
angeschossen ist, und einem Ausgangsspannungs-Detektorschaltkreis
zum Erfassen der Ausgangsspannung.
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Genauer
gesagt bildet die Erfindung in dem Gleichspannungswandler mit dem
zuvor geschilderten allgemeinen Aufbau eine Kombination mit einem Schalter-Steuerschaltkreis,
der zwischen den Ausgangsspannungs-Detektorschaltkreis und den Schalter
geschaltet ist, um letzteren die Serie von Schaltpulsen zur Verfügung zu
stellen, deren Längen
in Abhängigkeit
von der Ausgangspannung des Wandlers geregelt werden, um die Ausgangspannung
des Wandlers konstant zu halten. An die Induktivitätseinrichtung
ist ein Rücklaufperioden-Bestimmungsschaltkreis
ist angeschossen, um ein Rücklaufperiodensignal
bereit zu stellen, das charakteristisch für eine Rücklaufperiode ist, während der
sich jedes Mal, wenn der Schalter ausgeschaltet wurde, über die
Induktivitätseinrichtung
eine Rücklaufspannung
aufbaut. Der Rücklaufperioden-Bestimmungsschaltkreis hat
einen Ausgang, der an einen Lastgrößendiskriminator angeschlossen
ist, an dem an einem anderen Eingang ein Referenzperioden-Generatorschaltkreis angeschlossen
ist, der zum Vergleich mit den aufeinander folgenden Rücklaufperioden
wenigstens eine vorgegebene Referenzperiodendauer liefert. Bei einer
Eingabe des Rücklaufperiodensignals
und des Referenzperiodensignals legt der Lastgrößendiskriminator fest, dass
der Wandler normal belastet ist, falls jede Rücklaufperiode länger als
die Referenzperiode ist, und ansonsten gering belastet ist.
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Das
Ausgangssignal des Lastgrößendiskriminators,
das angibt, ob der Wandler normal oder gering belastet ist, wird
dem Schalter-Steuerschaltkreis zugeführt. Dieser Schalter-Steuerschaltkreis
ist dazu ausgelegt, die Ein-Aus-Steuerung des Schalters abhängig davon,
ob der Wandler unter normaler oder geringer Last liegt, in jeweils
einer Betriebsart aus einem ausgewählten Set von zwei verschiedenen
Betriebsarten durchzuführen.
Erfindungsgemäß sind mehrere
Sets zweier unterschiedlicher Schalt-Betriebsarten möglich. Beispielsweise
wird der Schalter bei einem Set derartiger, hier offenbarter Betriebsarten
beim Betrieb des Wandlers mit normaler Last mit einer ersten Wiederholungsfrequenz
und beim Betrieb des Wandlers mit geringer Last mit einer anderen,
niedrigeren Frequenz angesteuert. Bei einem anderen Set wird der
Schalter beim Betrieb des Wandlers mit normaler Last mit einer Frequenz
angesteuert, die umgekehrt proportional zur Größe der Last ist, während der
Schalter beim Betrieb des Wandlers mit geringer Last mit einer konstanten
Frequenz angesteuert wird, die niedriger als das Minimum der Frequenzen
unter normaler Last ist. Bei noch einem weiteren Set wird der Schalter
beim Betrieb des Wandlers mit normaler Last mit einer konstanten
Frequenz und beim Betrieb des Wandlers mit geringer Last Intervallweise
mit dieser Frequenz angesteuert. Bei einem weiteren Set wird der
Schalter beim Betrieb des Wandlers mit normaler Last mit einer Frequenz
angesteuert, die umgekehrt proportional zur Größe der Last ist, während der
Schalter beim Betrieb des Wandlers mit geringer Last Intervallweise und
mit einer konstanten Frequenz angesteuert wird, die niedriger als
das Minimum der Frequenzen unter normaler Last ist. Alle derartigen
Sets von Betriebsarten stimmen dahingehend überein, dass die durchschnittliche
Anzahl von Schaltvorgängen
pro Zeiteinheit unter geringer Last niedriger ist, als unter normaler
Last.
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Erfindungsgemäß wird folglich
aus der Dauer der Rücklaufspannung
ermittelt, ob der Wandler unter normaler oder geringer Last liegt.
Die Größe der Last
kann auf diese Weise durch eine Einrichtung mit dem Rücklaufperioden-Bestimmungsschaltkreis, dem
Referenzperioden-Generatorschaltkreis und dem Lastgrößen diskriminator
genau bestimmt werden, die alle einfach aufgebaut sind und ausschließlich aus üblichen
elektronischen Bauteilen hergestellt werden können.
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Gemäß einem
weiteren Merkmal der Erfindung liefert der Referenzperioden-Generatorschaltkreis
zum Vergleich mit jeder Rücklaufperiode
durch den Lastgrößendiskriminator
zwei verschiedene Referenzperioden. Der Schalter wird in der Betriebsart für geringe
Last angesteuert, wenn jede Rücklaufperiode
geringer als die erste Referenzperiode wird. Ist die Betriebsart
für geringe
Last einmal eingestellt, so wird diese Betriebsart beibehalten,
solange die Rücklaufperiode
nicht länger
als die zweite Referenzperiode wird, welche länger als die erste ist. Ist
die Betriebsart mit normaler Last wiederhergestellt, so wird weiterhin
diese Betriebsart beibehalten, solange die Rücklaufperioden nicht kürzer als
die erste Referenzperiode wird. Kurz gesagt wird die Größe der Last hysteresisch
ermittelt, was selbst bei Schrittweisen Änderungen der Größe der Last
einen glatten Übergang
zwischen den beiden Betriebsarten ermöglicht.
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Durch
ein Studium der folgenden Beschreibung und der anhängenden
Ansprüche,
unter Bezugnahme auf die beiliegenden Figuren, die die bevorzugten
Ausführungsformen
der Erfindung darstellen, werden die oben genannten sowie weitere
Ziele, Merkmale und Vorteile dieser Erfindung verdeutlicht und die
Erfindung selber am besten verständlich
gemacht.
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Kurzbeschreibung
der Figuren
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1 ist ein schematischer
elektrischer Schaltplan, teilweise in Blockdarstellung, einer ersten bevorzugten
Ausführungsform
des Gleichspannungswandlers gemäß der Prinzipien
dieser Erfindung;
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2 ist ein schematischer
elektrischer Schaltplan der den Schalter-Steuerschaltkreis des Wandlers aus 1 detaillierter darstellt;
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3 ist ein schematischer
elektrischer Schaltplan der den Rücklaufperioden-Bestimmungsschaltkreis,
den Referenzperioden-Generatorschaltkreis und den Lastgrößendiskriminator
des Wandlers aus 1 detaillierter
darstellt;
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4 bestehend aus (A) bis (K),
ist ein Wellenformen-Diagramm, das die in verschiedenen Teilen des
Wandlers aus den 1 bis 3 erscheinenden Wellenformen
in einer korrekten Zeitbeziehung zueinander darstellt;
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5 bestehend aus (A) bis (G),
ist ein Wellenformen-Diagramm, das die in verschiedenen Teilen des
Rücklaufperioden-Bestimmungsschaltkreises
aus 1 erscheinenden
Wellenformen in einer korrekten Zeitbeziehung zueinander darstellt;
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6 ist ein Schaltplan ähnlich zu 1, der jedoch eine zweite
bevorzugte Ausführungsform
des erfindungsgemäßen Gleichspannungswandlers
darstellt;
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7 ist ein schematischer
elektrischer Schaltkreis, der den Referenzperioden-Generatorschaltkreis
und den Lastgrößendiskriminator
des Wandlers aus 6 detaillierter
darstellt;
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8 bestehend aus (A) bis (I),
ist ein Wellenformen-Diagramm, das die in verschiedenen Teilen des
Wandlers aus den 6 und 7 erscheinenden Wellenformen
in einer korrekten Zeitbeziehung zueinander darstellt;
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9 ist ein Schaltplan ähnlich zu 1, der jedoch eine dritte
bevorzugte Ausführungsform
des erfindungsgemäßen Gleichspannungswandlers
darstellt;
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10 bestehend aus (A) bis (D),
ist ein Wellenformen-Diagramm, das die in verschiedenen Teilen des
Wandlers aus 9 erscheinenden
Wellenformen in einer korrekten Zeitbeziehung zueinander darstellt;
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11 ist ein Schaltplan ähnlich zu 1, der jedoch eine vierte
bevorzugte Ausführungsform des
erfindungsgemäßen Gleichspannungswandlers darstellt;
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12 ist ein schematischer
elektrischer Schaltplan, der den Schalter-Steuerschaltkreis des Wandlers aus 11 detaillierter darstellt;
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13 bestehend aus (A) bis (F),
ist ein Wellenformen-Diagramm, das die in verschiedenen Teilen des
Schalter-Steuerschaltkreises aus 12 erscheinenden
Wellenformen in einer korrekten Zeitbeziehung zueinander darstellt;
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14 ist ein schematischer
elektrischer Schaltkreis, der eine Modifikation des Schalter-Steuerschaltkreises
des Wandlers aus 1 darstellt;
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15 ist ein Schaltplan ähnlich zu 1, der jedoch eine weitere
bevorzugte Ausführungsform des
erfindungsgemäßen Gleichspannungswandlers darstellt;
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16 ist ein schematischer
elektrischer Schaltplan, der den Schalter-Steuerschaltkreis des Wandlers aus 15 detaillierter darstellt;
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17 bestehend aus (A) bis (F),
ist ein Wellenformen-Diagramm, das die in verschiedenen Teilen des
Schalter-Steuerschaltkreises aus 16 erscheinenden
Wellenformen in einer korrekten Zeitbeziehung zueinander darstellt;
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18 ist ein schematischer
elektrischer Schaltkreis, der eine weitere Modifikation des Schalter-Steuerschaltkreises
des Wandlers aus 1 darstellt;
und
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19 ist ein Schaltplan ähnlich zu 1, der jedoch noch eine
weitere bevorzugte Ausführungsform
des erfindungsgemäßen Gleichspannungswandlers
darstellt.
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Beschreibung
der bevorzugten Ausführungsformen
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Die
vorliegende Erfindung wird vermutlich am besten in dem in 1 in seiner Gesamtheit gezeigten
Rücklauf-Gleichspannungswandler,
auch bekannt als Schaltregler, angewendet. Der Wandler hat zwei
Eingangsanschlüsse 1a und 1b,
zwischen denen eine Gleichstromversorgung 1 angeschlossen ist,
und zwei Ausgangsanschlüsse 20a und 20b,
zwischen denen die zu betreibende Last 20 angeschlossen
ist. Unter den Hauptkomponenten des Wandlers 1 befinden
sich:
- 1. Eine Induktivitätseinrichtung, dargestellt
als ein Transformator 2, mit einem Magnetkern 14,
einer Primärwicklung 15,
die um den Kern gewickelt ist, wobei ihre entgegengesetzt liegenden
Enden an den beiden Eingangsanschlüssen 1a und 1b angeschlossen
sind, einer Sekundärwicklung 16,
die ebenfalls um den Kern 14 gewickelt ist, wobei ihre entgegengesetzt
liegenden Enden an den beiden Ausgangsanschlüssen 20a und 20b angeschlossen
sind, und einer ebenfalls um den Kern 14 gewickelten Tertiärwicklung 17.
- 2. Ein Ein-Aus-Schalter 3, dargestellt als n-Kanal Feldeffekttransistor
mit Isolierschicht, der zwischen dem Eingangsanschluss 1b und
der Primärwicklung 15 angeschlossen
ist.
- 3. Ein erster Gleichrichter- und Glättungsschaltkreis 5,
der zur Bereitstellung einer an die Last 20 anzulegende
Gleichstrom-Ausgangspannung zwischen der Sekundärwicklung 16 und den
beiden Ausgangsanschlüssen 20a und 20b angeschlossen
ist.
- 4. Ein Ausgangspannungs-Detektorschaltkreis 6, der
an die Ausgangsseite des Glättungsschaltkreises 5 angeschlossen
ist, um die an die Last 20 angelegte Ausgangspannung zu
erfassen.
- 5. Ein Schalter-Steuerschaltkreis 7 zur Bereitstellung
von Schaltpulsen variabler, gesteuerter Längen zum Anlegen über einen
Schalter-Ansteuerschaltkreis 8, an den Regelanschluss (d.
h. in diesem Fall an das Gatter des FET) des Schalters 3 um
auf diese Weise den Schalter ein- und auszuschalten.
- 6. Ein zweiter Gleichrichter- und Glättungsschaltkreis 9,
der zur internen Energieversorgung des Schalter-Steuerschaltkreises 7 mit
einer Gleichspannung an die Tertiärwicklung 17 angeschlossen
ist.
- 7. Ein Anlasswiderstand 10, der zwischen dem Eingangsanschluss 1a des
Wandlers und dem Versorgungsanschluss 31 des Schalter-Steuerschaltkreises 7 angeschlossen
ist.
- 8. Ein Rücklaufperioden-Bestimmungsschaltkreis 11,
mit Eingängen,
die an die Tertiärwicklung 17 und
den Schalter-Steuerschaltkreis 7 angeschlossen sind, um
die Periode zu bestimmen, während der
jedes Mal, wenn der Schalter 3 ausgeschalten wurde, über den
Transformator 2 eine Rücklaufspannung
gegeben ist, wobei diese Periode hier als Rücklaufperiode bezeichnet wird.
- 9. Ein Referenzperioden-Generatorschaltkreis 12 zur
Erzeugung von Signalen, die charakteristisch für zwei verschiedene Referenzzeiträume sind.
- 10. Ein Lastgrößendiskriminator 13 mit
Anschlusseingängen,
die an den Rücklaufperioden-Bestimmungsschaltkreis 11 und
den Referenzperioden-Generatorschaltkreis 12 angeschlossen
sind, um in Echtzeit zu bestimmen, ob der Wandler unter normaler
oder geringer Last ist, indem die durch den Rücklaufperioden-Bestimmungsschaltkreis 11 erfassten,
aufeinander folgenden Rücklaufperioden
mit den beiden von dem Referenzperioden-Generatorschaltkreis 12 bereitgestellten Referenzperioden
verglichen werden.
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Elektromagnetisch
miteinander gekoppelt weisen die drei Wicklungen 15–17 des
Transformators 2 die durch die Punkte in 1 angezeigten Polaritäten auf. Demzufolge wird in
dem Transformator 2 während
der Brennzeiten des Schalters 3 Energie gespeichert und
während
dessen Sperrzeiten freigegeben. Der FET-Schalter 3 verfügt über einen
Kollektor, der über
die Primärwicklung 15 an
dem Eingangsanschluss 1a angeschlossen ist, eine Quelle, die
an dem geordneten zweiten Ein gangsanschluss 1b, angeschlossen
ist und ein Gatter, dass über
den Schalter-Ansteuerschaltkreis 8 an
dem Schalter-Steuerschaltkreis 7 angeschlossen ist.
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Der
Gleichrichter- und Glättungsschaltkreis 5 ist
als Kombination aus einer Gleichrichterdiode 18 und einem
Glättungskondensator 19 dargestellt.
Der Glättungskondensator 19 ist über die
Gleichrichterdiode 18 parallel zur Sekundärwicklung 16 geschaltet. Die
Gleichrichterdiode ist bezüglich
der Transformatorwicklungen 15 und 16 so orientiert,
dass sie während
der Sperrzeiten des Schalters 3 leitend ist. Der Glättungskondensator 19 ist
ebenfalls zwischen den beiden Ausgangsanschlüssen 20a und 20b angeschlossen.
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Der
Ausgangspannungs-Detektorschaltkreis 6 umfasst zwei Spannungsteilende
Widerstände 21 und 22,
die zwischen den beiden Ausgangsanschlüssen 20a und 20b zueinander
in Serie geschaltet sind, um die Ausgangspannung V0 des
Wandlers zu erfassen. Die Verbindung zwischen diesen Widerständen 21 und 22 ist
an einen Eingang eines Differentialverstärkers 23 angeschlossen,
dessen anderer Eingang an eine Referenzspannungsquelle 24 angeschlossen
ist. Zwischen dem Ausgangsanschluss 19a des Wandlers und
dem Ausgang des Differentialverstärkers 23 stellt eine
Lichtaussendende Diode oder LED 25 ein optisches Ausgangssignal
bereit, dessen Intensität
proportional zur Ausgangspannung V0 des
Wandlers ist.
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Der
Schalter-Steuerschaltkreis 7 umfasst einen Fototransistor 47,
der von der LED 25 des Ausgangsspannungs-Detektorschaltkreises 6 bestrahlt wird,
um eine zur Ausgangspannung V0 des Wandlers
proportionale Spannung bereitzustellen. Auf diese Weise wieder in
den Schalter-Steuerschaltkreis 7 rückgekoppelt, wird die Ausgangspannung
des Wandlers dazu verwendet, die Länge der dem Schalter 3 zugeführten Schaltpulse
zu modulieren.
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Zusätzlich dazu,
dass er optisch an den Ausgangspannungs-Detektorschaltkreis 6 gekoppelt
ist, hat der Schalter-Steuerschaltkreis 7 einen Eingang, der über eine
Leitung 27 an den Lastgrößendiskriminator 13 angeschlossen
ist. Unter Verwertung dieses Lastgrößendiskriminatorausgangssignals,
welches angibt, ob der Wandler normal oder gering belastet ist,
führt der
Schalter-Steuerschaltkreis 7 die Ein-Aus-Steuerung des Schalters 3 in
der jeweiligen für
die Größe der Last
geeigneten der beiden vorgewählten
verschiedenen Betriebsarten durch. Der Versorgungsanschluss 31 des
Schalter-Steuerschaltkreises 7 ist, wie zuvor gesagt, an
den Gleichrichter- und Glättungsschaltkreis 9,
sowie über
den Widerstand 10 an den Eingangsanschluss 1a des
Wandlers angeschlossen. Der Gleichrichter- und Glättungsschaltkreis 9 umfasst
eine Diode 32 und einen Kondensator 33, die an
die Tertiärwicklung 17 angeschlossen
sind. Der Ausgang des Schalter-Steuerschaltkreises 7 ist über eine
Leitung 29 an den Schalter-Ansteuerschaltkreis 8 und
somit an den Schalter 3, sowie über eine Leitung 30 an
den Rücklaufperioden-Bestimmungsschaltkreis 11 angeschlossen.
Der Schalter-Steuerschaltkreis 7 ist in 2 detailliert dargestellt, auf welche
nun Bezug genommen wird.
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Der
Rücklaufperioden-Bestimmungsschaltkreis 11 ist
dazu vorgesehen, die zuvor genannte Rücklaufperiode, oder die Dauer
der Rücklaufspannung,
die sich aufbaut, wenn die während
jeder Brennzeit des Schalters 3 in dem Transformator 2 gespeicherte
Energie während
der darauf folgenden Sperrzeit des Schalters freigegeben wird, zu
ermitteln. Um dies zu erreichen, ist der Rücklaufperioden-Bestimmungsschaltkreis 11 über die
Leitungen 34 und 35 an die entgegengesetzten Enden
der Tertiärwicklung 17 angeschlossen. Über den
Rücklaufperioden-Bestimmungsschaltkreis 11 wird
unter Bezugnahme auf 3 mehr
erläutert
werden.
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Verbunden
mit der Ausgangsleistung 36 des Rücklaufperioden-Bestimmungsschaltkreises 11 erzeugt
der Referenzperioden-Generatorschaltkreis 12 Signale, die
für zwei
Referenzperioden vom Beginn jeder Rücklaufperiode ab charakteristisch
sind, um sie über
die Leitungen 37 und 37 dem Lastgrößendiskriminator 13 zuzuführen. Auch
der Referenzperioden-Generatorschaltkreis 12 ist in 3 detailliert dargestellt.
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Der
Lastgrößendiskriminator 13 verwendet die
Ausgangssignale des Rücklaufperioden-Bestimmungsschaltkreises 11 und
des Referenzperioden-Generatorschalt kreises 12 um zu entscheiden, ob
der Energiebedarf der Last 20 normal oder gering ist. Das
Ergebnis dieser Entscheidung wird über die Leitung 27 dem
Schalter-Steuerschaltkreis 7 zugeführt. Der
Schalter-Steuerschaltkreis regiert dann, indem er den Schalter 3 mit
einer relativ hohen Schaltfrequenz, wenn es sich herausstellt, dass
der Wandler normal belastet ist, und sonst mit einer niedrigeren Schaltfrequenz
ansteuert. Auch der Lastgrößendiskriminator 13 ist
in 3 detailliert dargestellt.
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Bezugnehmend
auf 2 umfasst der Schalter-Steuerschaltkreis 7 im
Wesentlichen:
- 1. Einen Spannungs-Rückkopplungsschaltkreis 40,
um als Reaktion auf das optische Ausgangssignal des Ausgangsspannungs-Detektorschaltkreises 6,
(vgl. 1) ein Spannungs-Rückkopplungssignal
bereitzustellen, das charakteristisch für die Ausgangspannung des Wandlers
ist.
- 2. Einen Spannungsgesteuerten Oszillator oder VCO 42 zur
Erzeugung einer Reihe von Taktsignalen mit, abhängig davon, ob der Wandler
unter normaler oder geringer Last steht, einer von zwei vorbestimmten
verschiedenen Wiederholungsfrequenzen.
- 3. Einen Sägezahn-Generatorschaltkreis 43,
der an den Ausgang des VCO 42 angeschlossen ist, um eine
Sägezahnspannung
mit einer durch die Ausgangsfrequenz des VCO bestimmten von zwei
verschiedenen Frequenzen abzugeben.
- 4. Einen Betriebsart-Auswahlschaltkreis 44, der zwischen
dem Lastgrößendiskriminator 13 und dem
VCO 42 angeschlossen ist, um die Ausgangsfrequenz des letzteren,
abhängig
vom Energieverbrauch der Last 20, zwischen den beiden vorgesehenen
Werten zu schalten.
- 5. Einen Vergleichen 41 mit einem Eingang, der an den
Spannungs-Rückkopplungsschaltkreis 40 angeschlossen
ist, und einem weiteren Eingang, der an den Sägezahn-Generatorschaltkreis 43 angeschlossen
ist, um durch einen Vergleich der Ausgangssignale der Schaltkreise 40 und 43 eine Reihe
von Längenmodulieren
Schaltpulsen zur Ein-Aus-Steuerung des Schalters 3 abzugeben.
- 6. Einen Spannungs-Regulatorschaltkreis 45 zur Energieversorgung
der verschiedenen notwendigen Bauteile des Schalter-Steuerschaltkreises 7.
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Der
Spannungs-Rückkopplungsschaltkreis 40 umfasst
zusätzlich
zum zuvor genannten Fototransistor 47 einen Widerstand 46.
Der Fototransistor 47 hat einen Kollektor, der mit dem
Versorgungsanschluss 31 verbunden ist, und einen Emitter,
der über den
Widerstand 46 geerdet ist. Folglich kann an der Verbindung 48 zwischen
dem Widerstand 46 und dem Fototransistor 47 ein
zur Ausgangspannung V0 des Wandlers proportionaler
Spannungswert erhalten werden.
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Der
VCO 42 erzeugt Taktsignale mit einer relativ hohen, im
Stand der Technik üblichen,
Frequenz von 100 kHz, falls der Energiebedarf der Last 20 normal
ist, und mit einer erheblich niedrigeren Frequenz von beispielsweise
20 kHz, falls der Energiebedarf gering ist. Der Betriebsart-Auswahlschaltkreis 44 ist an
den VCO 42 angeschlossen, um dessen Ausgangsfrequenzen
zwischen diesen beiden Werten umzuschalten. Vorgesehen sind eine
erste Stromversorgung 50, die über einen ersten Ein-Aus-Schalter 49 an
den VCO 42 angeschlossen ist, sowie eine zweite Stromversorgung 52,
die über
einen zweiten Ein-Aus-Schalter 51 ebenfalls an den VCO
angeschlossen ist. Beide Schalter 49 und 51 sind
mit ihren Steuereingängen
an die Ausgangsleitung 27 des Lastgrößendiskriminators 13 angeschlossen,
der erste Schalter 49 über
einen Inverter 53 und der zweite Schalter 51 direkt.
Folglich ist der erste Schalter 49 geschlossen, wenn das
Lastgrößendiskriminatorausgangssignal
auf niedrig ist, was eine normale Belastung anzeigt, und der zweite
Schalter 51 ist geschlossen, wenn das Lastgrößendiskriminatorausgangssignal
hoch ist, was eine leichte Belastung anzeigt. Der VCO 42 gibt
bei einem geschlossenen ersten Schalter 49 Taktsignale
mit 100 kHz und bei einem geschlossenen zweiten Schalter 51 Taktsignale mit
20 kHz aus.
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Der
VCO 42 liefert die Taktsignale an den Sägezahn-Generator 43 mit
der jeweiligen der beiden vorbestimmten Frequenzen. Das sich vom
Generator 43 ergebenden Sägezahn-Ausgangssignal hat dieselbe
Frequenz wie die eingehenden Taktsignale.
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Der
Vergleichen 41 hat einen negativen Eingang, der mit der
Verbindung 48 des Spannungs-Rückkopplungsschaltkreises 40 angeschlossen
ist, und einen positiven Eingang, der mit dem Sägezahn-Generatorschaltkreis 43 verbunden
ist. Demzufolge gibt der Vergleicher 41 die Schaltpulse
VG, in 4 bei (C) dargestellt, ab, wenn die Sägezahn-Spannung
höher als
die Ausgangspannung des Rückkopplungsschaltkreises 40 ist.
Der Ausgang des Vergleichens 41 ist über den Schalter-Ansteuerschaltkreis 8 an
das Gatter des FET-Schalters 3 angeschlossen, vergleiche 1, so dass dieser Schalter
durch die Schaltpulse VG ein- und ausgeschaltet
wird.
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Der
Spannungs-Regulatorschaltkreis 45 ist an den Versorgungsanschluss 31 des
Schalter-Steuerschaltkreises 7 angeschlossen. Indem er
die eingehende Versorgungsspannung reguliert, versorgt der Spannungs-Regulatorschaltkreis 45 die
notwendigen Bauteile des Schalter-Steuerschaltkreises 7 mit
Energie. Die einzelnen Verbindungen des Spannungs-Regulatorschaltkreises 45 an
die anderen Bauteile sind nicht dargestellt, da sie für die Erfindung
nicht von Bedeutung sind.
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Im
Einzelnen bezugnehmend auf 4,
wird offensichtlich, dass die von dem Schalter-Steuerschaltkreis 7 ausgehenden
Schaltpulse VG, in dieser Figur bei (C) dargestellt, abhängig davon, ob der Wandler
unter normaler oder geringer Last steht, zwei verschiedene Perioden
T1 und T2 aufweisen, wobei
T1 kleiner als T2 ist.
Die Schaltpulse VG weisen die erste Periode
T1 auf, die der 100 kHz Ausgangsfrequenz
des VCO 42 entspricht, falls das Ausgangssignal RSFF74 des Lastgrößendiskriminators 13 auf niedrig
ist, wie bei (K) in 4 vor
t5 und nach t21,
was eine normale Last anzeigt. Die Schaltpulse VG weisen
die zweite Periode T2 auf, die der 20 kHz
Ausgangsfrequenz des VCO 42 entspricht, falls das Ausgangssignal
RSFF74 des Lastgrößendiskriminators 13 auf
hoch ist, wie bei (K) in 4 von t5 bis t21, was eine geringe Last anzeigt. Im Zusammenhang
mit 4 wird angemerkt,
dass Schaltpulse VG in den kurzen Übergangszeiten
von normaler zu geringer Last und andersherum in ihrer Periode unbestimmt sind.
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Zur
Untersuchung des Rücklaufperioden-Bestimmungsschaltkreises 11,
des Referenzperioden-Generatorschaltkreises 12 und des
Lastgrößendiskriminators 13 wird
nun auf 3 Bezug genommen.
Der Rücklaufperioden-Bestimmungsschaltkreis 11 umfasst
einen Vergleichen 61 mit einem positiven Eingang, der über eine
Leitung 34 an ein Ende der Tertiärwicklung 17 angeschlossen
ist, vgl. 1, und einen
negativen Eingang, der an eine Referenzspannungsquelle 62 angeschlossen
ist. Wie bei (D) in 4 und bei (B) in 5 dargestellt, wobei letztere Figur
zu Erklärung
der Funktionsweise des Rücklaufperioden-Bestimmungsschaltkreises 11 dient,
liegt die Referenzspannung VR der Quelle 62 zwischen dem
augenblicklichen Maximum und Minimum der der Spannung V3 über die
Tertiärwicklung 17,
inklusive der Rücklaufspannung.
Da, wie bei (B) in 5 gezeigt, die Referenzspannung VR sowohl die Rücklaufspannung, als auch die
Schwingungsspannung kreuzt, gibt der Vergleichen 61, wie
bei (C) in 5 dargestellt, während der Rücklaufperioden von t3 bis t4 und von
t7 bis t8, sowie
während
der darauf folgenden Schwingungsperioden Pulse ab.
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Ein
Pulsabfallsflanken-Detektorschaltkreis 63, ein weiteres
Bauteil des Rücklaufperioden-Bestimmungsschaltkreises 11,
umfasst eine NOT-Schaltung 66 und ein NOR-Gatter 67.
Das NOR-Gatter 67 hat einen Eingang, der über die NOT-Schaltung 66 an
den Vergleichen 61 angeschlossen ist, sowie einen weiteren
Eingang, der direkt an den Vergleichen 61 angeschlossen
ist. Bei Einspeisung des in 5(C) dargestellten
Ausgangssignal des Vergleichers 61, gibt die NOT-Schaltung 66 eine
verzögerte
Phaseninvertierung des Eingangssignals aus, wie in 5(D) dargestellt. Das NOR-Gatter 67 nimmt
sowohl diese verzögerte
Invertierung des Ausgangssignal des Vergleichens, als auch das ursprüngliche
Ausgangssignal des Vergleichens auf und gibt als Resultat eine Reihe
von kurzzeitigen Pulsen ab, wie von t4 bis
t5, von t4' bis t5' und
von t8 bis t9 in 5(E). Die Anstiegsflanken
dieser Ausgangspulse des NOR-Gatters sind mit den Abfallflanken
der Ausgangspulse des Vergleiches 61 synchron.
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Noch
ein weiteres Bauteil des Rücklaufperioden-Bestimmungsschaltkreises 11 ist
ein RS-Flipflop 64 mit einem Setz-Eingang S, der über die
Leitung 30 an die Ausgangsleitung 29 des Schalter-Steuerschaltkreises 7 angeschlossen
ist, vgl. 1, und einem
Rücksetz-Eingang
R, der an das NOR-Gatter 67 angeschlossen ist. Das resultierende
Ausgangssignal Q des Flipflops 64 ist als (F) in 5 dargestellt, und ist von
t4 bis t5, und von
t8 bis t11 auf niedrig.
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Der
Rücklaufperioden-Bestimmungsschaltkreis 11 umfasst
weiterhin ein AND-Gatter 65,
mit einem Eingang, der an den Vergleichen 61 angeschlossen
ist, und einem anderen Eingang, der an das Flipflop 64 angeschlossen
ist. Demzufolge liefert das AND-Gatter 65, wie in (E) in 4 und (G) in 5 dargestellt,
etwas, das als Rücklaufperiodensignal
Vf bezeichnet werden kann und charakteristisch
für die
Rücklaufperiode
Tf ist. Es sollte klar sein, das mit dem
Begriff „Rücklaufperiode" nur die Periode
gemeint ist, während
der die in dem Transformator 2 während jeder Brennzeit des Schalters 3 gespeicherte
Energie kontinuierlich während
der darauf folgenden Sperrzeit des Schalters freigegeben wird. Der
Begriff ist folglich ausschließlich
für die
Schwingungsperioden wie von t8 bis t9 und von t13 bis
t15 in 4 und
von t8 bis t10 in 5 vorgesehen. Das Schwingen
beruht auf der Induktivität
des Transformators 2 und auf den Streukapazitäten des
Transformators und des Schalters 3.
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Weiterhin
bezugnehmend auf 3 umfasst der
Referenzperioden-Generatorschaltkreis 12 ein T-Flipflop 69 mit
einem invertierenden Triggereingang T, der über eine NOT-Schaltung 68 an
den Ausgang 36 des Rücklaufperioden-Bestimmungsschaltkreises 11 angeschlossen
ist, um das Rücklaufperiodensignal
Vf einzuspeisen. Demzufolge gibt das Flipflop 69,
getriggert durch die ansteigenden Flanken der in dem Rücklaufperiodensignal
VF enthaltenen Pulse, wie bei t3,
t7',
t11, t16, t19 und t24 in (E) in 4, Pulse
ab, wie bei t3, t11 und
t19 in (F) in 4. Dieses Flipflop 69 dient
dazu, die Startzeiten der Rücklaufspannung
unabhängig
davon, wie kurz deren Dauer ist, korrekt zu erkennen.
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Das
Flipflop 69 ist mit seinem Ausgang Q sowohl an einen ersten
Referenzperioden-Generator 70 als auch an einen zweiten
Referenzperioden-Generator 71 angeschlossen. Diese Generatoren 70 und 71 sind
beides Timer, die als Reaktion auf die Anstiege der Ausgangspulse
des Flipflops 69, wie bei t3, t11 und t19 in 4(F), Pulse mit einer Pulslänge ausgeben,
die für
eine erste TA und eine zweite TB Referenzperiode
charakteristisch sind, vgl. (G) und (H) in 4.
Die erste Referenzperiode TA, dargestellt durch
die Perioden t3–t5,
t11–t11 und t19–t20 in 4(G), wird
der Rücklaufperiode
bei der minimalen normalen an dem Wandler anliegende Last gleichgesetzt. Andererseits
wird die zweite Referenzperiode TB, dargestellt
durch die Perioden t3–t6,
t11–t14 und t19–t20 in 4(H),
länger
als die erste Referenzperiode TA gesetzt.
Die Referenzperioden TA und TB werden
so festgelegt, dass die Größe der Last
auf dem Wandler hysteresisch auf Basis der Rücklaufperiode Tf bestimmt
wird. Im Allgemeinen kann der Zeitunterschied zwischen den beiden
Referenzperioden TA und TB frei
gewählt
werden, für
die besten Resultate kann er jedoch im Bereich von 0,1 bis 10 Mikrosekunden
oder ähnlich
sein.
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Entsprechend
des speziellen Schaltkreisdesigns aus 3,
erzeugen die Referenzperioden-Generatoren 70 und 71,
getriggert durch das T-Flipflop 69, alle zwei Ein-Aus-Zyklen
des Schalters 3 jeweils einen Puls der Länge TA oder TB. Dies ist nicht
unbedingt notwendig: die Referenzperioden-Generatoren 70 und 71 können, wenn
sie stattdessen durch das AND-Gatter 65 des Rücklaufperioden-Bestimmungsschaltkreises 11 getriggert
werden, dazu veranlasst werden, für jeden Ein-Aus-Zyklus des
Schalters 3 einen Referenzperioden-Puls zu erzeugen.
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Der
Lastgrößendiskriminator 13,
ebenfalls in 3 dargestellt,
ist dazu ausgelegt, durch einen Vergleich der Rücklaufperiode Tf und
der Referenzperioden TA und TB zu
entscheiden, ob der Wandler normal oder gering belastet ist. Er
umfasst zwei D-Flipflops 72 und 73 sowie
ein RS-Flipflop 74. Beide D-Flipflops 72 und 73 sind
mit ihren Dateneingängen D
an den Ausgang 36 des Rücklaufperioden-Bestimmungsschaltkreises 11 angeschlossen.
Das erste D-Flipflop 72 ist mit seinem Phaseninvertierenden Takteingang
CK an dem ersten Referenzperioden-Generator 70 des Referenzperioden-Generatorschaltkreises 12 angeschlossen
und das zweite D-Flipflop 73 ist mit seinem Phaseninvertierenden Takteingang
CK an den zweiten Referenzperioden-Generator 71 angeschlossen.
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Es
ist folglich ersichtlich, dass das erste D-Flipflop 72 an
den abfallenden Flanken der Ausgangspulse des ersten Referenzperioden-Generators 70,
wie bei t5, t12 und
t20 in 4(G),
das Rücklaufperiodensignal
Vf, vgl. 4(E),
aufnimmt. Beispielsweise ist das Rücklaufperiodensignal Vf bei t5 auf niedrig,
so dass das invertierende Ausgangssignal des ersten D-Flipflops 72 auf
hoch geht, vgl. 4(I).
Die in 4 von t11 bis t13 dargestellte
Rücklaufperiode
ist aufgrund eines Abfalls der Schaltfrequenz in Betrieb in der
Betriebsart bei geringer Last länger
als die erste Referenzperiode TA von t11 bis t12. Folglich
geht, wie in 4(I) dargestellt,
das invertierende Ausgangssignal des ersten D-Flipflops 72 bei t12 auf niedrig.
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Das
zweite D-Flipflop 73 des Lastgrößendiskriminators 13 nimmt
an den abfallenden Flanken der Ausgangspulse des zweiten Referenzperioden-Generators 71 des
Referenzperioden-Generatorschaltkreises 12, wie bei t6, t14 und t21 in 4(H),
das Rücklaufperiodensignal
Vf auf. Das Rücklaufperiodensignal Vf ist bei t6 und
t14 auf niedrig, so dass das nichtinvertierende
Ausgangssignal des zweiten D-Flipflops 73, wie in 4(J) dargestellt, auf niedrig bleibt.
Das nichtinvertierende Ausgangssignal des zweiten D-Flipflops 73 geht
jedoch bei t21 auf hoch, weil dann das Rücklaufperiodensignal
Vf auf hoch ist.
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Es
wird verstanden worden sein, dass die beiden D-Flipflops 72 und 73 des
Lastgrößendiskriminators 13 jeweils
durch die abfallenden Flanken der Ausgangspulse der Referenzperioden-Generatoren 70 und 71 des
Referenzperioden-Generatorschaltkreises 12 getaktet
werden. Diese abfallenden Flanken der Ausgangspulse der Generatoren 70 und 71 zeigen
jeweils das Ende der vordefinierten Referenzperioden TA und
TB vom Auftauchen der Rücklaufspannung Vf ausgehend
an.
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Das
RS-Flipflop 74, das letzte Bauteil des Lastgrößendiskriminators 13 aus 3, hat einen Setz-Eingang
S, der an das invertierende Ausgangssignal des ersten D- Flipflops 72 angeschlossen
ist, sowie einen Rücksetz-Eingang
R, der an das nichtinvertierende Ausgangssignal des zweiten D-Flipflops 73 angeschlossen
ist. Das Ausgangssignal Q des RS-Flipflops 74 geht bei
t5 auf hoch, vgl. 4(K), wenn das invertierende Ausgangssignal
des ersten D-Flipflops 72 auf hoch geht, vgl. 4(I). Danach wird der RS-Flipflop 74 zurückgesetzt,
wenn das nichtinvertierende Ausgangssignal des zweiten D-Flipflops 73 auf
hoch geht, vgl. 4(J),
mit dem Ergebnis, dass sein nichtinvertierendes Ausgangssignal bei
t21 auf niedrig geht, vgl. 4(K). Der niedrige Zustand des RS-Flipflops 74,
sowohl vor t5 als auch nach t21 in 4, zeigt eine normale Last
auf dem Wandler an, während
sein hoher Zustand, von t5 bis t21, eine geringe Last auf dem Wandler anzeigt. Dieses
Ausgangssignal des RS-Flipflops 74 wird im Folgenden als
Lastgrößendiskriminatorsignal
bezeichnet.
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Es
muss an dieser Stelle noch einmal darauf hingewiesen werden, dass
der Referenzperioden-Generatorschaltkreis 12 und der Lastgrößendiskriminator 13 der
dargestellten Schaltkreisanordnungen dazu dienen, die Größe der Last
hysteresisch zu ermitteln, wie im Folgenden detaillierter beschrieben wird.
Angenommen, die Größe der Last
würde ausschließlich durch
den ersten Referenzperioden-Generator 70 und das erste
D-Flipflop 72 bestimmt werden. Dann würde das Ausgangssignal des
D-Flipflops 72, vgl. 4(I) das
Lastgrößendiskriminatorsignal
darstellen. Falls, in den angenommenen Fall, sich die Brennzeiten
des Schalters 3 mit einer Schrittweisen Abnahme des Energiebedarfs
der Last wie von t1 bis t2 in 4(C) verringern würden, so
würde die
Rücklaufperiode
Tf kürzer
werden, wie von t3 bis t4 in 4(E). Das invertierende
Ausgangssignal des D-Flipflops 72 würde bei t5 in 4(I) auf hoch gehen und
somit anzeigen, dass der Wandler gering belastet ist. Die Schaltfrequenz
würde dann
für den
Betrieb in der Betriebsart für
geringe Last abfallen, beispielsweise von 100 kHz auf 20 kHz. Der
sich daraus ergebende Abfall in der relativen Einschaltdauer des Schalters 3 würde zu einem
Abfall in der Ausgangspannung V0 des Wandlers
führen.
Demzufolge würde sich
die Dauer der Schaltpulse VG, vgl. 4(C), im Vergleich mit dem
Puls von t1 bis t1 verlängern, wie von
t9 bis t10, so dass
die Rücklaufperiode
Tf länger als
die erste Referenzperiode TA werden würde, wie von
t11 bis t13 in 4(E).
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Demzufolge
würde das
invertierende Ausgangssignal des D-Flipflops 72 bei t12, vgl. 4(I), auf
niedrig gehen und somit eine normale Last anzeigen, obwohl der Wandler
in Wirklichkeit gering belastet ist. Wie bereits erwähnt wurde,
wäre dieses
Flipflop-Ausgangssignal bei Abwesenheit des zweiten Referenzperioden-Generators 72,
des zweiten D-Flipflops 73 und des RS-Flipflops 74 das
Lastgrößendiskriminatorsignal.
Das Resultat wäre
eine Übersteuerung
des Regelsystems, wobei sich die Betriebsarten für normale und geringe Last
alternierend wiederholen würden.
Eine derartige Wiederholung der beiden Betriebsarten würde auch
dazu führen,
dass die Ein-Aus-Zyklen des Schalters 3 unregelmäßig werden,
wie von t1 bis t4 und
t17 bis t22, in 4, was zu einer Erzeugung
von Rauschen führen würde, das
durch einen Rauschfilter nur schwer entfernt werden könnte. Ein
zusätzliches
Ergebnis wäre die
Instabilität
der Ausgangspannung V0 des Wandlers.
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Im
Gegensatz dazu wird der RS-Flipflop 74 gemäß des hysteresischen
Lastgrößendiskriminators 13 nicht
auf den t12-Wechsel des Ausgangssignal-Zustands
des ersten D-Flipflops 72, vgl. 4(I), reagieren, und auf hoch bleiben,
vgl. (K) derselben Figur. Demzufolge
wird, falls die Rücklaufperiode
Tf zunächst
kürzer
als die erste Referenzperiode TA wird, wie
von t3 bis t4 in 4, keine Veränderung
in dem Ausgangssignal des Lastgrößendiskriminators
auftreten, selbst die Rücklaufperiode
als Resultat des Schattens im Folgenden länger als die erste Referenzperiode
wird. Nur wenn die Rücklaufperiode
Tf länger
als die zweite Referenzperiode TB wird,
tritt eine Veränderung
in dem Resultat der Lastbestimmung durch das RS-Flipflop 74 auf,
wie bei t21 in 4.
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Auf ähnliche
Weise tritt, nachdem der Wandler bei t21 in
die Betriebsart mit normaler Last gesetzt wurde, in der der Schalter 3 mit
der ersten Periode T1 ein- und ausgeschaltet
wird, keine Veränderung
in der Betriebsart ein, wenn die Rücklaufperiode Tf so kurz
wie von t26 bis t27 in 4(E) und kleiner als die zweite
Referenzperiode TB, die in der gleichen
Fig. bei (N) von t26 bis
t28 zu sehen ist, wird. Ein Übergang in
die Betriebsart mit geringer Last wird demnach auftreten, wenn die
Rücklaufperiode
Tf kürzer
als die erste Referenzperiode TA wird, wie
von t3 bis t4. Die Hysterese
des Lastgrößendiskriminators 13 bringt dieselben
Vorteile mit sich wie eine Vergleicher- oder Schmidt-Trigger-Schaltung.
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Der
Ausgang des Lastgrößendiskriminators 13 aus 3 ist, wie zuvor beschrieben,
an den Schalter-Steuerschaltkreis 7 aus 2 oder an den darin gezeigten Betriebsart-Auswahlschaltkreis 44 angeschlossen.
Der erste Schalter 49 dieses Betriebsart-Auswahlschaltkreises 44 wird
geöffnet
und der zweite Schalter 51 wird geschlossen, wenn der RS-Flipflop 74 des
Lastgrößendiskriminators 13 wie bei
t5 in 4(K) auf
hoch geht. Der VCO 42 wird demnach seine Ausgangsfrequenzen
auf 20 kHz setzen, mit dem Ergebnis, dass der Vergleichen 41 Schaltpulse
VG mit der zweiten Periode T2 ausgibt, vgl. 4(C). Andererseits wird
der erste Schalter 49 des Betriebsart-Auswahlschaltkreises 44 geschlossen
und der zweite Schalter 51 wird geöffnet, wenn das RS-Flipflop 74 des
Lastgrößendiskriminators 13, wie
bei t21 in 4(K),
auf niedrig geht. Daraufhin wird der VCO 42 seine Ausgangsfrequenzen
auf 100 kHz umschalten, was zu einer Erzeugung von Schaltpulsen
mit der zweiten Periode T1 durch den Vergleichen 41 führt.
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Mit
dem demzufolge durch die Schaltpulse VG ein-
und ausgeschaltetem Schalter 3 ergibt sich bei jeder Brennzeit
dieses Schalters ein Stromfluss I1, vgl. 4(B), durch den die Stromversorgung 1,
die Primärwicklung 15 und
den Schalter 3 umfassenden Pfad. Da die Primärwicklung 15 eine
Induktivität
aufweist, wird die Größe des Stroms
I1 mit einem Gradienten ansteigen. Die Dioden 18 und 32 sind
während der
Brennzeiten des Schalters 3 beide nichtleitend, so dass
der Transformator 2 als Ergebnis eines derartigen Stromflusses
Energie speichert, da die Sekundärwicklung 16 und
die Tertiärwicklung 17 beide eine
entgegengesetzte Polarität
zur Primärwicklung 15 aufweisen.
Die gespeicherte Energie wird beim anschließenden Sperren des Schalters 3 freigegeben,
was zum Aufbau einer Rücklaufspannung
führt. Die
Dioden 18 und 32 werden beide leitend, was ein Aufladen
der Kondensatoren 19 und 33 ermöglicht.
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Die
LED 25 des Ausgangsspannungs-Detektorschaltkreises 6,
vgl. 1, wird mit einer
Intensität leuchten,
die zur an die Last 20 angelegten Ausgangspannung V0 des Wandlers proportional ist, und den Fototransistor 47 des
Spannungs-Rückkopplungsschaltkreises 40,
vgl. 2, bestrahlen.
Der Widerstand dieses Fototransistors 47 wird niedriger,
wenn die Ausgangspannung V0 einen Zielbereich überschreitet.
Der niedrigere Widerstand des Fototransistors erhöht den an
der Verbindung 48 zwischen dem Fototransistor und dem Widerstand 46 anliegenden Spannungswert.
Beim Aufnehmen dieses höheren Spannungswerts
an seinem negativen Eingang wird der Vergleicher 41 Schaltpulse
kürzerer
Dauer ausgeben. Der Schalter 3 wird dann für kürzere Zeiträume leitend,
um die Ausgangspannung V0 abzusenken, bis
sie in den Zielbereich fällt.
Die Umkehrung eines derartigen Vorgangs findet statt, wenn die Ausgangspannung
V0 unter den Zielbereich fällt.
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Bei
einem derartigen Aufbau und Funktionsweise des Wandlers aus 1 können die Vorteile, die durch
diese spezielle Ausführungsform
der Erfindung gewonnen werden, wie folgt wiederholt werden:
- 1. Durch den Lastgrößendiskriminator 13 im
Zusammenwirken mit dem Rücklaufperiode-Bestimmungsschaltkreis 11 und
dem Referenzperioden-Generatorschaltkreis 12 kann
zum Einsparen von Energie unter geringer Last akkurat bestimmt werden,
ob der Wandler unter normaler oder geringer Last steht.
- 2. Die Größe der Last
wird durch einen hysteresischen Vergleich der Rücklaufperioden Tf und der zwei
Referenzperioden TA und TB bestimmt,
so dass ein Umschalten zwischen den beiden Betriebsarten des Wandlers
selbst im Fall einer Schrittweisen Änderungen der Größe der Last stabil
erreicht wird. Infolgedessen wird in beiden Betriebsarten nicht
nur die Ausgangspannung des Wandlers stabilisiert, sondern es kann
auch die Schaltfrequenz von unvorhersehbaren und unbestimmten Veränderungen
frei gehalten werden. Deshalb kann das magnetostriktive Rauschen des
Transformators einfacher als bisher unterdrückt werden.
- 3. Der Rücklaufperioden-Bestimmungsschaltkreis 11,
der Referenzperioden-Generatorschaltkreis 12 sowie
der Lastgrößendiskriminator 13 können alle
zum größten Teil
aus logischen Schaltungen bestehen und somit in Form von integrierten Schaltungen
hergestellt werden.
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Ausführungsform gemäß 6–8
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Eine
alternative Ausführungsform
des erfindungsgemäßen Gleichspannungswandlers
ist in ihrer Gesamtheit in 6 dargestellt. 7 ist eine detailliertere
Darstellung ihres Referenzspannungs-Generatorschaltkreises 12 und
des Lastgrößendiskriminators 13,
und 8 ist ein Wellenform-Diagramm zur
Erklärung
ihrer Funktionsweise. Ein Vergleich der 1 und 6 zeigt,
dass dieser Wandler aus 6 sich
von dem aus 1 dahingehend
unterscheidet, dass er keinen Rücklaufperioden-Bestimmungsschaltkreise 11 aufweist.
Stattdessen ist der Schalter-Steuerschaltkreis 7 neben
seiner Verbindung durch die Leitung 30 an den Referenzperioden-Generatorschaltkreis 12 über die
Leitung 30a direkt an den Lastgrößendiskriminator 13 angeschlossen.
In allen anderen Details vom Aufbau her ist der Wandler aus 6 dem aus 1 sehr ähnlich.
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Bezugnehmend
auf 7 sind der Referenzspannungs-Generatorschaltkreis 12 und
der Lastgrößendiskriminator 13 vom
Aufbau her identisch zu den in 3 gezeigten.
Lediglich die NOT-Schaltung 68 und die Dateneingänge D der D-Flipflops 72 und 73 sind über die
Leitung 30a an den Schalter-Steuerschaltkreis 7 angeschlossen. Diese
Leitung dient zur Bereitstellung der Schaltpulse VG an
die genannten Schaltelement 68, 72 und 73, um
diesen die Brennzeiten Ton des Schalters 3,
vgl. 8(C), zur Verfügung zu
stellen.
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Im
Betrieb gibt das T-Flipflop 69 des in 7 dargestellten Referenzperioden-Generatorschaltkreises 12 als
Reaktion auf die Schaltpulse VG, vgl. 8(C), von denen jeder eine
Länge von
Ton aufweist, eine Reihe von Pulsen TFF69, vgl. 8(D), ab.
Jeder Ausgangspuls TFF69 des Flipflops 69 steigt mit
dem Auftreten jedes weiteren Schaltpulses VG an. Beim
Eingeben dieser Pulse TFF69 stellen die
Referenzperioden-Generatoren 70 und 71 die in 8(E) bzw. (F) dargestellten
Pulse zur Zuführung
an den Lastgrößendiskriminator 13 bereit,
von denen jeder mit einem Flipflop-Ausgangspuls ansteigt und über die
vorbestimmte Referenzperiode TA oder TB andauert.
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Die
D-Flipflops 72 und 73 des Lastgrößendiskriminators 13 nehmen
jeweils getaktet durch die abfallenden Flanken der Ausgangspulse
der Referenzperioden-Generatoren 70 bzw. 71 die
Schaltpulssignale VG auf. Die resultierenden
Ausgangssignale dieser Flipflops 72 und 73 sind
in 8(G) und (H) dargestellt. Demzufolge besteht die
Funktion der Flipflops 72 und 73 im Wesentlichen
darin, zu bestimmen, ob die jeweilige Brennzeit Ton des
Schalters 3 länger
oder kürzer
als die beiden vorbestimmten Perioden TA und
TB ist. Der RS-Flipflop 74 wird
jeweils durch die ansteigenden Flanken der Ausgangspulse der D-Flipflops 72 und 73,
vgl. 8(G) und (H), gesetzt bzw. zurückgesetzt und liefert das in 8(I) dargestellte Ausgangssignal.
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Die
Brennzeiten Ton des Schalters 3,
vgl. 8(C), sind zu den
Rücklaufperioden
Tf, vgl. 4(E) proportional.
Folglich kann durch einen Vergleich der Schalterbrennzeiten Ton und der Referenzperioden TA und
TB wie zuvor bestimmt werden, ob der Wandler
normal oder gering belastet ist.
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Ausführungsform gemäß der 9 und 10
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Der
in 2 detailliert dargestellte
Schalter-Steuerschaltkreis 7 des Wandlers aus 1 kann modifiziert werden,
wie in 9 mit 7a gezeigt.
Der modifizierte Schalter-Steuerschaltkreis 7a unterscheidet
sich von seinem Gegenstück 7 aus 2 dahingehend, dass er keinen
zweiten Schalter 51 und keine zweite Spannungsquelle 52 aufweist,
wie sie bei letzterem vorhanden sind, sondern anstelle dessen einen
intermittierenden Schalter-Ansteuerschaltkreis 80. Der
intermittierende Schalter-Ansteuerschaltkreis 80,
der zwischen dem in 3 detailliert
gezeigten Lastgrößendiskriminator 13 und
dem Schalter 49 angeschlossen ist, schließt diesen
Schalter zum intermittierenden Betrieb des Wandlers unter geringer
Last zu vorbestimmten Zeitintervallen.
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Der
intermittierende Schalter-Ansteuerschaltkreis 80 liefert
das in 10(C) gezeigte
Signal für
Betrieb mit geringer Last. Wie aus einem Vergleich von (B) und (C) in
dieser Figur ersichtlich wird, verbleibt das Signal für Betrieb
mit geringer Last auf hoch, solange das Lastgrößendiskriminationssignal wie
vor t1 und nach t5 auf
niedrig ist, was eine normale Last anzeigt. Liegt das Lastgrößendiskriminationssignal
andererseits auf hoch, so nimmt das Signal für Betrieb mit geringer Last
die Form einer Reihe diskreter Pulse an, von denen jeder eine Länge aufweist, die
länger
als die Periode T1 der dem Schalter 3 zugeführten Schaltpulse
ist, vgl. 10(A). Die
Längen dieser
Ausgangspulse des intermittierenden Schalter-Ansteuerschaltkreises 80 sowie
deren Abstand während
des Betriebs mit geringer Last sind in dieser speziellen Ausführungsform
der Erfindung dreimal so lang wie die Periode T1 der
Schaltpulse. Dieser Pulse werden an den Steuereingang des Schalters 49 angelegt,
um diesen in regelmäßigen Intervallen
zu schließen.
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Liegt
der Wandler unter geringer Last, so wird der VCO 42 durch
die Stromversorgung 50 intermittierend versorgt und erzeugt
Pulse, wie von t2–t3 und
von t4–t5 in 10(D).
Die durchschnittliche Anzahl von Schaltervorgängen pro Zeiteinheit während des
Betriebs mit geringer Last von t1–t5 in 10 ist demzufolge
geringer als die beim Betrieb in normaler Betriebsart während der
Zeit vor t1 und nach t5,
woraus sich eine Reduzierung der Schaltverluste ergibt.
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Ausführungsform gemäß 11–13
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Der
in 11 dargestellte Gleichspannungswandler
weist einen weiteren modifizierten Schalter-Steuerschaltkreis 7b auf,
der in 12 detailliert gezeigt
wird, sowie einen Widerstand 4, der zur Erfassung des durch
den Schalter fließenden
Stroms zwischen den Schalter 3 und den geerdeten Versorgungsanschluss 1b geschaltet
ist. Die Verbindung zwischen dem Schalter 3 und dem Widerstand 4 ist über eine
Leitung 25 an den zweiten modifizierten Steuerschaltkreis 7b angeschlossen.
Alle anderen Details des Aufbaus sind so wie zuvor in Verbindung mit
dem Wandler aus 1 dargestellt.
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Der
zweite modifizierte Schalter-Steuerschaltkreis 7b ist zum
Betrieb des Wandlers sowohl in der Betriebsart für normale Last, in der wie
in einem gewöhnlichen
frei schwingenden Wandler die Schaltfrequenz umgekehrt proportional
zu Last ansteigt, als auch in der Betriebsart für geringer Last, in der die
Schaltfrequenz niedriger als in der Betriebsart mit normaler Last
ist, ausgelegt.
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Speziell
bezugnehmend auf 12 umfasst der
Schalter-Steuerschaltkreis 7b zusätzlich zu den verschiedenen
anderen Schaltelementen, die in dem Schalter-Steuerschaltkreis 7 aus 2 vorhanden sind und die
demzufolge mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet werden, einen
Vergleicher 81, ein RS-Flipflop 82, ein NOR-Gatter 83,
eine NOT-Schaltung 84 sowie einen Verstärkerschaltkreis 85.
Der positive Eingang des Vergleiches 81 ist über die
Leitung 26 an die Verbindung zwischen dem Schalter 3 und dem
Widerstand 4 angeschlossen, um mit dem Schalterstromsignal
versorgt zu werden, das eine zur Größe des durch den Schalter fließenden Stroms proportionale
Spannung Va aufweist. Der negative Eingang
des Vergleichens 81 ist an die Verbindung 48 zwischen
dem Widerstand 46 und dem Fototransistor 47 angeschlossen.
Der Widerstand 46 ist mit seiner einen Seite an dem Versorgungsanschluss 31 angeschlossen
und ist mit seinem anderen Ende über
den Fototransistor 47 geerdet. Wie zuvor gesagt, ist dieser
Fototransistor optisch an die LED 25 des Ausgangsspannungs-Detektorschaltkreises 6, vgl. 11, gekoppelt. Die Verbindung 48 ist
weiterhin an den Verstärkerschaltkreis 85 angeschlossen.
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An
der Verbindung 48 zwischen dem Widerstand 46 und
dem Fototransistor 47 erhält man das Spannungsrückkopplungssignal
mit einer Spannung Vb, welches die Teilung
der Versorgungsspannung durch den Widerstand 46 und den
Fototransistor 47 wiedergibt. Die Spannung Vb ist
umgekehrt proportional zur Ausgangspannung V0 des
Wandlers. Beim Vergleichen des Schalterstromsignals Va und
des Spannungsrückkopplungssignal
Vb, vgl. 13(B), liefert
der Vergleichen 81 das Ausgangssignal Vc,
in derselben Figur bei (C) dargestellt.
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Der
VCO 42 ist über
den ersten Schalter 49 an den Verstärkerschaltkreis 85 und über den
zweiten Schalter 51 an die Stromversorgung 52 angeschlossen.
Wie in dem Schalter-Steuerschaltkreis aus 2 werden die Schalter 49 und 51 durch
das vom Lastgrößendiskriminator 13 über die
Leitung 27, vgl. 11,
bereitgestellte Lastgrößendiskriminationssignal
abwechselnd ein- und ausgeschaltet. Demzufolge wird der VCO 42 in
der Betriebsart mit normaler Last als Reaktion auf das Ausgangssignal des
Verstärkerschaltkreises 85 die
Pulse Vosc mit der veränderlichen Periode T1 erzeugen, wie von t1 bis
t7 in 13(A).
Andererseits wird der VCO 42 in der Betriebsart mit geringer
Last auf die Versorgungsspannung der Quelle 52 reagieren
und die Pulse mit der konstanten Periode T2 erzeugen,
wie von t7 bis t12 in 13(A). Diese Ausgangspulse
des VCO 42 werden sowohl über die NOT-Schaltung 84 an das RS-Flipflop 82,
als auch direkt an das NOR-Gatter 83 angelegt.
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Das
RS-Flipflop 82 hat einen Setz-Eingang S, der über die
NOT-Schaltung 84 an den VCO 42 angeschlossen ist,
einen Rücksetz-Eingang
R, der an den Vergleichen 81 angeschlossen ist, sowie einen
invertierenden Ausgang Q, der an das NOR-Gatter 83 angeschlossen ist.
Dieses NOR-Gatter 83 ist mit seinem Ausgang über die
Leitung 29 an den Schalter-Ansteuerschaltkreis 8 angeschlossen,
vgl. 11. Das Flipflop 82 stellt
das in 13 bei (D) dargestellte Signal bereit und das
NOR-Gatter 83 die bei (E) in derselben Figur dargestellten Schaltpulse.
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Ist
das Lastgrößendiskriminationssignal
auf der Leitung 27 auf niedrig, was eine normale Last anzeigt,
wie von t1 bis t7 in 13, so ist der erste Schalter 49 geschlossen
und der zweite Schalter 51 offen. Der VCO 42 gibt
dann mit einer Wiederholungsfrequenz, die proportional zum Ausgangssignal des
Verstärkerschaltkreises 85 ist,
Taktpulse Vosc aus, vgl. 13(A). Da der Setz-Eingang S über die NOT-Schaltung 84 an
den VCO 42 angeschlossen ist, wird das Flipflop 82 durch
die abfallenden Flanken der Ausgangspulse des VCO 42, vgl. 13(A), getriggert. Das Flipflop 82 wird
demzufolge bei t1, t4 und
t6 in 13 gesetzt,
wobei sein invertierendes Ausgangssignal, wie bei (D) in derselben
Figur dargestellt, auf niedrig geht. Betrachtet man (A) und (D) in 13,
so wird ersichtlich, dass beide Ein gänge des NOR-Gatters 83 von
t1 bis t2 und von
t4 bis t5 auf niedrig
sind, so dass sein Ausgangssignal während dieser Perioden auf hoch
liegt, vgl. 13(E). Diese Ausgangspulse
des NOR-Gatters 83 stellen die Schaltpulse VG dar,
die über
den Schalter-Ansteuerschaltkreis 8 an das Gatter des FET-Schalters 3 angelegt
werden, vgl. 11.
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Aus (C), (D) und (E) in 13 wird
ersichtlich, dass der Schalter 3 geschlossen gehalten wird, bis
das Flipflop 82 durch das Ausgangssignal Vc des Vergleichens 81 zurückgesetzt
wird. Während
jeder derartigen Brennzeit des Schalters 3 fließt ein Strom durch
die serielle Schaltung aus dem Schalters 3, dem Widerstand 4 und
der Primärwicklung 5,
dessen Größe aufgrund
der Induktivität
der Primärwicklung schnell
zunimmt. Demzufolge ist über
den Widerstand 4 das in 13(B) dargestellte
Schalterstromsignal Va gegeben. Bei Eingabe
dieses Schalterstromsignals Va und des Spannungsrückkopplungssignals
Vb in den Vergleichen 81 des Schalter-Steuerschaltkreises 7b,
gibt dieser jedes Mal, wenn das Schalterstromsignal das Niveau des
Spannungsrückkopplungssignals
erreicht, wie bei t2 und t5 in 13(C), einen Puls ab. Jeder
derartige Puls setzt das Flipflop 82, vgl. 13(D) zurück und beendet somit eine Brennzeit
des Schalters 3, vgl. (E) in
derselben Figur.
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Die
Größe des Spannungsrückkopplungssignals
Vb ist proportional zum Energieverbrauch
der Last 20, ebenso wie die Zeitdauer, während der
das Flipflop 82 gesetzt bleibt, und die Länge jedes
Ausgangspulses des NOR-Gatters. Die Ein-Ausschalt-Frequenz des Schalters 3 ist
umgekehrt proportional zum Energieverbrauch der Last 20.
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Der
erste Schalter 49 des in 12 dargestellten
Schalter-Steuerschaltkreises 7b ist offen und der zweite
Schalter 51 geschlossen, wenn das Lastgrößendiskriminationssignal
auf der Ausgangsleitung 27 des Lastgrößendiskriminators 13 auf
hoch liegt, was eine leichte Last anzeigt, wie von t8 bis
t12 in 13.
Durch die konstante Spannung der Quelle 52 mit Energie
versorgt, gibt der VCO 42 Pulse mit einer konstanten Wiederholungsfrequenz
ab, vgl. 13(A). Die
Periode T2 dieser Pulse mit konstanter Frequenz
im Betrieb unter geringer Last ist küruer als die maximale Pe riode
T1 der Pulse im Betrieb mit normaler Last
vor t7. Die Funktionsweise des Wandlers
in der Betriebsart für
geringe Last ist analog zu der in der Betriebsart für normale
Last mit der Ausnahme, dass der Schalter 3 mit einer konstanten Ein-Ausschalt-Periode
T2 angesteuert wird.
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Demzufolge
verwendet der Wandler aus 11 die
Rücklaufspannung,
um herauszufinden ob er sich unter normaler oder geringe Last befindet, wobei
die Schaltvorgänge
pro Zeiteinheit in der Betriebsart für geringe Last reduziert sind,
um eine höhere
Effizienz zu erreichen. Die Entscheidung über die Größe der Last durch den Lastgrößendiskriminator 13 wird
wie in dem Wandler aus 1 hysteresisch
durchgeführt.
Der Wandler aus 11 kann weiterhin
verändert
werden, um die Größe der Last, wie
in der zweiten offenbarten Ausführungsform
von der Erfindung, durch einen Vergleich der Längen der Schaltpulse VG, vgl. 13(E),
und der beiden Referenzperioden TA und TB, vgl. 8,
zu ermitteln.
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Ausführungsform gemäß 14
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14 stellt eine weitere Modifikation 7c des Schalter-Steuerschaltkreises 7b aus 12 des Wandlers aus 11 dar. Wie man bei einem
Vergleich von 12 und 14 feststellt, unterscheidet sich
der modifizierte Schalter-Steuerschaltkreis 7c von dem
Schaltkreis 7b dahingehend, dass er zusätzlich zu all den im Schalter-Steuerschaltkreis 7b aus 12 enthaltenen Schaltungselementen
einen intermittierenden Schalter-Ansteuerschaltkreis 90 und
einen dritten Schalter 91 aufweist. Der zwischen den Lastgrößendiskriminator 13,
vgl. 11, und den dritten
Schalter 91 geschaltete intermittierende Schalter-Ansteuerschaltkreis 11 selbst
ist ähnlich
zu dem unter 80 in 9 dargestellten
und gibt in konstanten Intervallen die in 10(C) dargestellte Pulse ab, falls das
Lastgrößendiskriminationssignal
auf der Leitung 27 eine leichte Last anzeigt, und schließt somit
den dritten Schalter intermittierend.
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Der
dritte Schalter 91 ist zwischen den VCO 42 und
den zweiten Schalter 51 geschaltet. In der Betriebsart
für leichte
Last intermittierend geschlossen, veranlasst der dritte Schalter 91 eine
intermittierende Energieversorgung des VCO 42 durch die
Stromversorgung 52. Folglich bietet der Schalter-Steuerschaltkreis 7c aus 14 dieselben Vorteile wie
sein Gegenstück 7a aus 9. Der Schalter-Steuerschaltkreis 7c kann
anstelle des Schalter-Steuerschaltkreises 7 des Wandlers
aus 6 verwendet werden.
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Ausführungsform gemäß 15–17
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Der
Gleichspannungswandler aus 15 beinhaltet
einen weiteren modifizierten Schalter-Steuerschaltkreis 7d,
der detailliert in 16 dargestellt
ist, und ist ansonsten sehr ähnlich
zu dem aus 11. Der Schalter-Steuerschaltkreis 7d verwendet
die sich über
die Tertiärwicklung 17 ausbildende
Rücklaufspannung,
um die Endzeitpunkte der Sperrzeiten des Schalters während des
Betriebs in der Betriebsart für
normale Last zu ermitteln, so dass die Tertiärwicklung in 15 über
die Leitung 28 an den Schalter-Steuerschaltkreis 7d angeschlossen dargestellt
ist.
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Bezugnehmend
auf 16 umfasst der modifizierte
Schalter-Steuerschaltkreis 7d zusätzlich zu dem Spannungs-Regulatorschaltkreis 45 aus
den Schalter-Steuerschaltkreisen 7 und 7b aus
den 2 bzw. 12 einen Schaltkreis 100 zum
Beenden der Schalterbrennzeit, einen Schaltkreis 101 zum
Beenden der Schaltersperrzeit, und ein RS-Flipflop 102. Der
Schaltkreis 100 zum Beenden der Schalterbrennzeit ist von
seinem Aufbau her ähnlich
zu seinem Gegenstück
des Schalter-Steuerschaltkreises 7b aus 12, indem er den Widerstand 46,
den Fototransistor 47 und den Vergleichen 81 umfasst.
Bei einem Vergleich des Schalterstromsignals Va auf
der Leitung 26 und des Spannungsrückkopplungssignals Vb von der Verbindung 48, vgl. 17(B), gibt der Vergleicher 81 jedes
Mal, wenn des Schalterstromsignal Va das
Niveau des Spannungsrückkopplungssignals
Vb erreicht, einen Puls aus, vgl. 17(C). Der Vergleicher 81 ist
an den RücksetzEingang
R des Flipflops 102 angeschlossen, so dass dieses Flipflop bei
jedem Puls des Vergleichers zurückgesetzt
wird, vgl. 17(F).
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Der
Schaltkreis 101 zum Beenden der Schaltersperrzeit umfasst
einen Schaltkreis 104 zum Beenden der Schaltersperrzeiten
in der Betriebsart für normale
Last, einen Oszillator 105 zum Beenden der Schaltersperrzeiten
in der Betriebsart für
geringe Last, zwei Betriebsart-Auswahlschalter 49 und 51 sowie
eine NOT-Schaltung 53. Der Schaltkreis 101 zum Beenden
der Schaltersperrzeit in der Betriebsart für normale Last weist einen
ersten Eingang, der über die
Leitung 28 an der Tertiärwicklung 17 angeschlossen
ist, vgl. 15, um die
Spannung über
diese zu erfassen, sowie einen weiteren Eingang auf, der an dem
Vergleichen 81 angeschlossen ist. Als Reaktion auf jeden
Ausgangspuls des Vergleichers 81 ermittelt der Schaltkreis 101 den
Zeitpunkt, an dem die Spannung V3 über die
Tertiärwicklung 17 zum
ersten Mal nach dem Auftreten jedes Ausgangspulses des Vergleichers,
vgl. 17(C), auf ein
Minimum fällt.
Die auf der Leitung 104a des Schaltkreises 104 resultierenden
Ausgangspulse sind in 17(D) dargestellt. Die
Spannung V3 der Tertiärwicklung wird minimal, wenn
die Spannung VDS über den Schalter nach dem Andauern
der Rücklaufspannung
minimal wird.
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Der
Schaltkreis 104 zum Beenden der Schaltersperrzeit in der
Betriebsart für
normale Last hat eine Ausgangsleitung 104a, die über den
ersten Betriebsart-Auswahlschalter 49 an
den Setz-Eingang S des Flipflops 102 angeschlossen ist.
Dieser Schalter 49 steht, wie zuvor gesagt, über die
NOT-Schaltung 53 unter der Steuerung des Lastgrößendiskriminationssignals
auf der Leitung 27. Demzufolge wird der Flipflop 102,
wie bei t2, bei jedem Ausgangspuls des Schaltkreises 104,
vgl. 17(D), gesetzt.
Mit seinem über
den Ansteuerschaltkreis 8 direkt an den Schalter 3 angeschlossenen
Ausgang Q stellt das Flipflop 102 zur Ein-Aus-Steuerung
des Schalters 3 die Schaltpulse VG bereit.
Die Fusionsweise dieses Wandlers ist in der Betriebsart für normale
Last ähnlich
zu der des bekannten frei schwingenden Wandlers, wobei sich sowohl
die Brennzeiten Ton als auch die Sperrzeiten
Toff des Schalters 3 mit der Energieverbrauch
durch die Last 20 ändern.
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Zum
Beenden der Sperrzeiten des Schalters 3 in der Betriebsart
für geringe
Last, gibt andererseits der Oszillator 105 auf seiner Ausgangsleitung 105a, vgl. 17(E), Pulse mit einer Wiederholungsfrequenz
von typischerweise 20 kHz aus, was weniger als die minimale Schaltfrequenz
des Schalters 3 in der Betriebsart für normale Last ist. Die Ausgangsleitung 105a des
Oszillators ist über
den zweiten Be triebsart-Auswahlschalter 51 an den Setz-Eingang
S des Flipflops 102 angeschlossen. Dieser zweite Betriebsart-Auswahlschalter 51 ist
in der Betriebsart für geringe
Last geschlossen, wie nach t4 in 17, so dass das Flipflop 102 wie
bei t5, t7 und t9 durch die Ausgangspulse des Oszillators 105,
vgl. 17(E), gesetzt
wird und bei t6, t8 und
t10 durch die Ausgangspulse des Vergleichesr 81,
vgl. 17(C), zurückgesetzt
wird.
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Die
Bereitstellung des fest zugeordneten Oszillators 105 zum
Beenden der Sperrzeiten des Schalters 3 ist nicht absolut
notwendig. Stattdessen kann ein in dem Schaltkreis 104 zum
Beenden der Schaltersperrzeiten in der Betriebsart für normale Last
enthaltener Oszillator dazu verwendet werden, die in 17(E) dargestellte Pulse
zu erhalten. Kurz gesagt kann der Schaltkreis 101 zum Beenden
der Schaltersperrzeit beliebig aufgebaut sein, solange er eine erste
Pulsserie zum Beenden der Brennzeiten des Schalters 3 bereitstellen
kann, wenn dieser in der Betriebsart für normale Last wie in einem
frei schwingenden Wandles angesteuert wird, und eine zweite Pulsserie
zum Beenden der Brennzeiten des Schalters, wenn dieser in der Betriebsart
für geringe
Last mit einer niedrigeren Schaltfrequenz als in der Betriebsart
für normale
Last angesteuert wird.
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Der
Wandler aus 15 unterscheidet
zwischen den Betriebsarten für
normale und geringe Last genauso wie der Wandler aus 1, so dass er folglich dieselben
Vorteile mit sich bringt. Darüber
hinaus werden in dieser Ausführungsform
die Schaltverluste noch weiter reduziert, da der Schalter geschlossen
wird, wenn die Spannung über
selbigen nahezu Null ist. In dieser speziellen Ausführungsform der
Erfindung wird in der Betriebsart für leichte Last nicht ermittelt,
wann die Spannung über
den Schalter Null wird. Sie kann natürlich modifiziert werden, um den
Schalter bei Null-Spannung zu schließen. Es ist ebenfalls möglich, diesen
Schalter-Steuerschaltkreis 7d anstelle
seines in 6 dargestellten
Gegenstücks 7 zu
verwenden.
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Ausführungsform gemäß 18
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18 zeigt einen weiteren
modifizierten Schalter-Steuerschaltkreis 7e, der dazu geeignet
ist, anstelle des in 16 dargestellten
Schalter-Steuerschaltkreis 7d in dem Wandler aus 15 verwendet zu werden.
Der Schalter-Steuerschaltkreises 7e unterscheidet sich
von seinem Gegenstück 7d aus 16 dahingehend, dass er
zusätzlich
zu all den anderen Teilen und Bauteilen, die bei letzterem vorhanden
sind, einen intermittierenden Schalter-Ansteuerschaltkreis 110 und
einen Schalter 111 aufweist. Der Schalter 111 ist
zwischen dem Schalter 51 und dem Setz-Eingang R des RS-Flipflops 102 angeschlossen
und der intermittierende Schalter-Ansteuerschaltkreis 110 ist
zwischen der Ausgangsleitung 27 des Lastgrößendiskriminators 13,
vgl. 15, und dem Steuereingang
des Schalters 111 angeschlossen.
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Wie
sein Gegenstück 90 aus 14, bewirkt der intermittierende
Schalter-Ansteuerschaltkreis 110 in
der Betriebsart für
geringe Last eine Ein-Aus-Ansteuerung
des Schalters 3 in regelmäßigen Intervallen als Reaktion
auf das über
die Leitung 27 zugeführte
Lastgrößendiskriminationssignal.
Die mittlere Anzahl von Schaltvorgängen pro Zeiteinheit ist demzufolge
in der Betriebsart für
geringe Last verringert. Dieser Schalter-Steuerschaltkreis 7e könnte in
dem Wandler aus 6 anstelle
dessen Schalter-Steuerschaltkreises 7 verwendet werden.
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Ausführungsform gemäß 19
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Die
letzte Ausführungsform
der Erfindung unterscheidet sich von der aus 1 dahingehend, dass sie anstelle des
Transformators 2 eine Induktionsspule oder einen Induktor 2a aufweist
und dass der Gleichrichter- und Glättungsschaltkreis 5 parallel zu
dem Schalter 3 geschaltet ist. Die Induktionsspule 2a hat
die Wicklungen 15 und 17, jedoch kein der Sekundärwicklung 16 des
Transformators 2 aus 1 entsprechendes
Bauteil. Die anderen Details des Aufbaus sind so, wie zuvor unter
Bezugnahme auf die 1–3 dargestellt.
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Beim
Betrieb wird die Gleichrichterdiode 18 des Gleichrichter-
und Glättungsschaltkreises 5 während der
Brennzeiten des Schalters 3 in Sperrrichtung vorgespannt,
wodurch in der Induktionsspule 2a Energie gespeichert wird.
Andererseits führt
die während
der Sperrzeiten des Schalters 3 in Durchlassrichtung vorgespannte
Gleichrichterdiode 18 dazu, dass die Induktionsspule die
Energie freigibt. Daraufhin wird der Kondensator 19 durch
die Resultierende aus den Spannungen über die Stromversorgung 1 und über die
Wicklung 15 der Induktionsspule geladen. Kurz gesagt funktioniert
dieser Wandler als Aufwärts-Schaltregler.
Diese Art von Induktionsspule könnte
in allen hier offenbarten anderen Ausführungsformen der Erfindung
verwendet werden.
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Mögliche Modifikationen
-
Trotz
der zuvor stehenden detaillierten Offenbarung ist es nicht beabsichtigt,
dass die vorliegende Erfindung auf die exakte Darstellung der Figuren
oder deren Beschreibung beschränkt
ist. Das Folgende ist eine kurze Liste möglicher Modifikationen, Änderungen
und Anpassungen der dargestellten Ausführungsformen, wobei davon ausgegangen wird,
dass sie in den Rahmen dieser Erfindung fallen:
- 1.
Die Erfindung könnte
in einem Durchlass-Gleichspannungswandler verwendet werden, bei
dem die Sekundärwicklung 16 polarisiert ist,
um während
der Brennzeiten des Schalters 3 ein Durchleiten durch die
Diode 18 des Gleichrichter- und Glättungsschaltkreises 5 zu
bewirken.
- 2. Die Ausgangsspannung V0 könnte nicht
durch den Gleichrichter- und Glättungsschaltkreis 5 erfasst
werden, sondern beispielsweise von dem an die Tertiärwicklung 17 angeschlossenen
Gleichrichter- und Glättungsschaltkreis 9,
da die Ausgangsspannung des letzteren Schaltkreises 9 charakteristisch
für die
Ausgangsspannung des Wandlers ist.
- 3. Der Schalter 3 könnte
durch ein anderes Halbleiter-Schaltelements als den FET gebildet
sein, beispielsweise durch einen bipolaren Transistor mit Isolationsschicht.
- 4. Der Ausgangsspannungs-Detektorschaltkreis 6 könnte nicht
wie in allen offenbarten Ausführungsformen
optisch, sondern elektrisch an den Schalter-Steuerschaltkreis 7 angeschlossen
sein.
- 5. Zur Verringerung von Schaltverlusten könnte ein üblicher Resonanz-Schaltkreis hinzugefügt werden.
- 6. Der Schalterstrom könnte
magnetoelektrisch sein, wie beispielsweise durch eine Hall-Effekt-Vorrichtung.
- 7. Die Brennzeiten des Schalters 3 könnten aus dem
Ausgangssignal des Schalter-Ansteuerschaltkreises 8 oder
aus der Spannung V3 über der Tertiärwicklung 17 ermittelt
werden.
- 8. Das für
die zweite Referenzperiode TB charakteristische
Signal könnte
nicht durch den speziell hierfür
vorgesehenen Schaltkreis 71 ermittelt werden, sondern durch
einen Schaltkreis, in dem die zweite Referenzperiode durch Addition
einer festgelegten Zeitdauer zur ersten Referenzperiode TA gebildet wird.