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Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Steuervorrichtung für einen Leistungswandler, insbesondere einen Wandler für Leistungsfaktorkorrektur (PFC von englisch „power factor correction“); die vorliegende Erfindung bezieht sich außerdem auf ein entsprechendes Steuerverfahren. Insbesondere bezieht sich die vorliegende Erfindung auf eine Steuervorrichtung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 , wie sie z.B. aus der
US 2010/0 066 337 A1 bekannt ist.
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Es sind Schaltnetzteile bekannt, die dafür ausgelegt sind, eine am Eingang empfangene Größe, beispielsweise eine Wechselspannung vom Stromnetz, in eine geregelte Ausgangsgröße, beispielsweise eine Gleichspannung, zur Versorgung einer elektrischen Last, beispielsweise einer Gruppe von LEDs, umzuwandeln.
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Diese Netzteile müssen im Allgemeinen strengen Anforderungen bezüglich der entsprechenden elektrischen Leistungsfähigkeit entsprechen; beispielsweise müssen sie einen hohen Qualitätsfaktor und im Wesentlichen einen Leistungsfaktor Eins gewährleisten.
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Aus diesem Grund ist es im Allgemeinen vorgesehen, in einer Eingangsstufe der Energieversorgung einen Leistungswandler vom sogenannten Leistungsfaktorkorrektur(PFC)-Typ zu verwenden, der von einer zu diesem Zweck vorgesehenen Steuervorrichtung zum Regeln des Leistungsfaktors während der Aufnahme vom Stromnetz gesteuert wird.
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1 zeigt beispielhaft das Schaltungsdiagramm eines PFC-Wandlers vom Aufwärtswandlungstyp, als Ganzes von 1 bezeichnet, der von einer entsprechenden Steuervorrichtung, mit 2 bezeichnet, gesteuert wird (es muss jedoch betont werden, dass sich die folgende Beschreibung auf unterschiedliche Typen von Wandlern, beispielsweise vom Sperr- oder Abwärts/Aufwärtswandlungstyp, beziehen kann).
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Die Steuervorrichtung 2 ist als eine integrierte Schaltung vorgesehen und hat ein Gehäuse und entsprechende Eingangs- und Ausgangsanschlussstifte; die integrierte Schaltung kann mit den Schaltungskomponenten des PFC-Wandlers 1 auf der gleichen Leiterplatte (PCB) montiert sein.
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Insbesondere weist der PFC-Wandler 1 in dieser Konfiguration auf: einen Eingangsanschluss IN, an dem eine Eingangsgleichspannung Vin vorhanden ist, die von einer Gleichrichterstufe (hierin nicht gezeigt) erzeugt wird, ausgehend von einer Wechselversorgungsspannung VAC, die beispielsweise von dem Stromnetz zugeführt wird; und einen Ausgangsanschluss OUT, mit dem ein Ladungsspeicherelement 4, insbesondere ein Kondensator, verbunden ist, an dem eine Ausgangsspannung Vout, beispielsweise eine Gleichspannung mit einem Wert vorhanden ist, der höher ist als die Eingangsspannung Vin und auf einen erwünschten Wert (beispielsweise 400 V) geregelt wird.
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Der PFC-Wandler 1 weist auf: einen Induktor 5, der zwischen den Eingangsanschluss IN und einen ersten inneren Knoten N1 geschaltet ist; ein Schaltelement 6, insbesondere einen MOSFET, der zwischen den ersten inneren Knoten N1 und einen zweiten inneren Knoten N2 geschaltet ist; einen Messwiderstand 7, der zwischen den zweiten inneren Knoten N2 und einen Massenbezugsanschluss (GND) geschaltet ist; und ein Diodenelement 8, dessen Anode mit dem ersten inneren Knoten N1 verbunden ist und dessen Kathode mit dem Ausgangsanschluss OUT verbunden ist.
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Das Schaltelement 6 hat einen ersten Stromleitanschluss, insbesondere den Drain-Anschluss des entsprechenden MOSFET, der mit dem ersten inneren Knoten N1 verbunden ist, einen zweiten Stromleitanschluss, insbesondere den Source-Anschluss des entsprechenden MOSFET, der mit dem zweiten inneren Knoten N2 verbunden ist, und einen Steueranschluss, der mit dem Gate-Anschluss des entsprechenden MOSFET übereinstimmt.
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Am zweiten inneren Knoten N2 wird außerdem eine Steuerspannung VCS erlangt, die eine Funktion des Stroms ist, der bei vorgegebenen Betriebsbedingungen in dem Induktor 5 fließt.
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Der PFC-Wandler 1 weist außerdem eine Hilfswicklung 9 auf, die magnetisch mit dem Induktor 5 gekoppelt ist und an der eine Steuerspannung VZCD vorhanden ist.
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Die Steuervorrichtung 2 weist auf: einen Eingangsanschlussstift 2a, der dafür ausgelegt ist, eine Steuerspannung VC_in, die indikativ für die Eingangsspannung Vin ist, von einem Widerstandsteiler 10a zu empfangen, der mit dem Eingangsanschluss IN verbunden ist und aus einem ersten Spannungsteilungswiderstand und einem zweiten Spannungsteilungswiderstand gebildet wird, die dazwischen einen Rückkopplungsknoten definieren, an dem die Steuerspannung VC_in vorhanden ist; einen Eingangsanschlussstift 2b, der dafür ausgelegt ist, eine zweite Steuerspannung VC_out, die indikativ für die Ausgangsspannung Vout ist, von einem Widerstandsteiler 10b zu empfangen, der mit dem Ausgangsanschluss OUT verbunden ist und von einem ersten Spannungsteilungswiderstand und einem zweiten Spannungsteilungswiderstand gebildet wird, die dazwischen einen Rückkopplungsknoten definieren, an dem die zweite Steuerspannung VC_out vorhanden ist; einen Eingangsanschlussstift 2c, der dafür ausgelegt ist, mit der Hilfswicklung 9 verbunden zu sein und die Steuerspannung VZCD zu empfangen, die eine Funktion der Spannung über der Hilfswicklung 9 ist; einen Eingangsanschlussstift 2d, der dafür ausgelegt ist, mit dem zweiten inneren Knoten N2 verbunden zu sein und die Steuerspannung VCS zu empfangen, die eine Funktion der Spannung über dem Messwiderstand 7 ist; und einen Ausgangsanschlussstift 2e, der dafür ausgelegt ist, mit dem Steueranschluss des Schaltelements 6 verbunden zu sein und eine Treiberspannung VGD zum Steuern des Schaltens des Schaltelements 6 in Pulsbreitenmodulation (PWM) zuzuführen.
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Insbesondere kann die Steuervorrichtung 2 dafür konfiguriert sein, den Betrieb des PFC-Wandlers 1 im sogenannten Übergangsmodus („Transition“-Modus) (der auch als „Critical Conduction“- oder „Boundary Conduction-Modus“ bezeichnet wird) zu steuern.
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Bei jedem Schaltzyklus steuert die Steuervorrichtung 2 das Schließen des Schaltelements 6 während eines EIN-Intervalls Ton (EIN-Intervall des Tastverhältnisses), während dessen der Strom, der von der Versorgung kommt, in dem Induktor 5 und in dem Schaltelement 6 zur Masse hin fließt, wodurch das Speichern von Energie in dem gleichen Induktor 5 bestimmt wird.
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Die Dauer des EIN-Intervalls Ton wird von der Steuervorrichtung 2 durch einen zu diesem Zweck vorgesehenen Rückkopplungs-Steuerkreis auf Grundlage des Werts der Ausgangsspannung Vout bestimmt, insbesondere des Werts der Steuerspannung Vc_out, die indikativ für die Ausgangsspannung Vout ist, die mit einer geeigneten Bezugsspannung verglichen wird. Auf eine nicht im Detail beschriebene Weise kann der Steuerkreis auch auf einer Spitzenstromsteuerung basieren.
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Als Nächstes steuert die Steuervorrichtung 2 das Öffnen des Schaltelements 6 während eines AUS-Intervalls Toff (AUS-Intervall des Tastverhältnisses), während dessen die zuvor in dem Induktor 5 gespeicherte Energie an die Last und das Ladungsspeicherelement 4 übertragen wird.
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Insbesondere ist der Strom in dem Induktor 5 nach Abschluss der Energieübertragung Null. Die Spannung am ersten inneren Knoten N1, nachstehend als „Phasenspannung Vph“ bezeichnet, erfüllt schließlich einen Resonanzzustand um den Wert der Eingangsspannung Vin aufgrund der am ersten inneren Knoten N1 vorhandenen Kapazität, hauptsächlich aufgrund der parasitären Kapazität am Drain-Anschluss des MOSFET des Schaltelements 6 und der parasitären Kapazität des Diodenelements 8 (das sich in einem AUS-Zustand befindet).
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Diese Resonanzphase endet (nochmals zur Energiespeicherphase führend), wenn die Spannung an dem ersten inneren Knoten N1 einen unteren Schwellenwert gleich 2·Vin-Vout oder gleich 0, wenn dieser Ausdruck einen Wert unter 0 ergibt, erreicht.
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Wenn das Schaltelement 6 geschlossen (und der entsprechende MOSFET eingeschaltet) ist, arbeitet in diesem Moment, d.h. bei dem Minimum der an der Drain-Spannung des entsprechenden MOSFET vorhandenen resonanten Schwingung, wenn die Energieübertragung abgeschlossen ist, der Wandler in einem Schaltzustand bei Null Strom und Spannung, was eine hohe Effizienz ermöglicht. Diese Steuerung wird als „Nulldurchgangsdetektierung“ (ZCD) bezeichnet.
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Nulldurchgangsdetektierung und somit die Bestimmung der Dauer des AUS-Intervalls Toff werden von der Steuervorrichtung 2 auf Grundlage der Steuerspannung VZCD ausgeführt, die wiederum eine Funktion der Spannung über der Hilfswicklung 9 ist. Die Steuerspannung VZCD ist somit indikativ für den Nullstrom-(und Nullspannungs)-Zustand in dem Induktor 5.
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Insbesondere wird der Moment, in dem der Wert der Steuerspannung VZCD während der Resonanz auf Null geht, was dem Moment entspricht, wenn die Phasenspannung Vph am ersten inneren Knoten N1 gleich der Eingangsspannung Vin ist, bestimmt.
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Obwohl es die beschriebene Lösung ermöglicht, insgesamt eine gute Steuerleistung zu erreichen, hat der Anmelder der vorliegenden Erfindung festgestellt, dass sie auch Nachteile hat.
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Insbesondere erfordert, wie vorstehend erläutert, das Steuern des Schaltens des Schaltelements 6 die Detektion der Ausgangsspannung Vout durch den Widerstandsteiler 10b, was jedoch einen erheblichen Energieverbrauch mit sich bringt.
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Der Widerstand der in dem Widerstandsteiler verwendeten Widerstände ist tatsächlich hoch, um Leckströme zu minimieren; er liegt beispielsweise in der Größenordnung von zehnfachen MΩ. Betrachtet man für die Ausgangsspannung Vout einen Wert von 400 V, ergeben die Widerstände somit einen Energieverbrauch von ungefähr 16 mW. Berücksichtigt man weiter, dass der gesamte Leistungswandler möglicherweise einen Sollenergieverbrauch von nicht mehr als 60 mW hat, beträgt der Verbrauch im Zusammenhang mit dem Widerstandsteiler 10b 25 % des gesamten Energieverbrauchs.
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Außerdem wird deutlich, dass ein spezifischer Anschlussstift 2b in der Steuervorrichtung 2 zum Lesen des Werts der Ausgangsspannung Vout erforderlich ist, was zu einer dementsprechenden Vergrößerung des Gehäuses und einer Erhöhung der Herstellungskosten führt.
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Das Ziel der vorliegenden Erfindung besteht darin, die vorstehend aufgezeigten Probleme zu lösen.
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Gemäß der vorliegenden Erfindung werden dementsprechend eine Steuervorrichtung für einen Wandler, ein entsprechender Wandler und ein entsprechendes Steuerverfahren, wie in den anhängenden Ansprüchen definiert, bereitgestellt.
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Für ein besseres Verständnis der vorliegenden Erfindung werden bevorzugte Ausführungsformen davon jetzt rein anhand von nicht beschränkenden Beispielen und mit Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen beschrieben. In denen zeigen:
- - 1 ein schematisches Schaltungsdiagramm eines PFC-Wandlers und einer entsprechenden Steuervorrichtung von einem bekannten Typ;
- - 2 ein schematisches Schaltungsdiagramm eines PFC-Wandlers und einer entsprechenden Steuervorrichtung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Lösung;
- - 3a - 3b, 4a - 4b und 5a - 5b Graphen von dem PFC-Wandler gemäß 2 zugeordneten elektrischen Größen bei unterschiedlichen Betriebsbedingungen;
- - 6 ein Ablaufdiagramm von von der Steuervorrichtung des PFC-Wandlers gemäß 2 durchgeführten Steuervorgängen; und
- - 7 ein vereinfachtes Blockdiagramm eines Schaltnetzteils, das den PFC-Wandler gemäß 2 aufweist.
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Wie ausführlich erörtert werden wird, sieht ein Aspekt der vorliegenden Lösung vor, dass die Steuervorrichtung des Wandlers dafür konfiguriert ist, den Wert der Ausgangsspannung Vout zu schätzen, wodurch auf die Verwendung eines Widerstandsteilers, der für die Erfassung der Ausgangsspannung Vout bestimmt ist, und eines zugehörigen Eingangsanschlussstiftes in der gleichen Steuervorrichtung verzichtet werden kann.
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Insbesondere wird der Wert der Ausgangsspannung Vout als eine Funktion der Eingangsspannung Vin und des Tastverhältnisses D des PFC-Wandlers geschätzt (wobei das Tastverhältnis D auf eine bekannte Weise für das Verhältnis zwischen dem EIN-Intervall Ton und dem AUS-Intervall Toff in dem Schaltzyklus des Schaltelements des PFC-Wandlers indikativ ist).
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Beispielsweise gilt in dem vorstehend beschriebenen Fall eines PFC-Wandlers vom Aufwärtswandlungstyp für die vorstehend genannte Schätzung die folgende bekannte Beziehung, die die Ausgangsspannung V
out mit der Eingangsspannung V
in verknüpft:
oder ebenso:
wobei T die Schaltperiode ist.
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Der Ausdruck, der die Ausgangsspannung Vout mit der Eingangsspannung Vin als eine Funktion des Tastverhältnisses D verknüpft, kann im Fall einer anderen Topologie von PFC-Wandler (auf eine bekannte, hierin nicht ausführlich beschriebene Weise) ein anderer sein.
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Im Detail zeigt 2 eine Steuervorrichtung, hier mit 20 bezeichnet, für einen PFC-Wandler, beispielsweise vom Aufwärtswandlungstyp, mit 21 bezeichnet.
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Der PFC-Wandler 21 entspricht, abgesehen von der Abwesenheit eines mit dem Ausgangsanschluss Out verbundenen Widerstandsteilers, im Wesentlichen dem in 1 beschriebenen PFC-Wandler 1, auf den Bezug genommen wird (entsprechende Elemente sind mit den gleichen Bezugszahlen bezeichnet).
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Die Steuervorrichtung 20 ist auf eine ähnliche Weise, wie vorstehend mit Bezugnahme auf 1 beschrieben, versehen mit: dem Eingangsanschlussstift 2a, der dafür ausgelegt ist, eine Steuerspannung VC_in zu empfangen, die indikativ für die Eingangsspannung Vin ist; dem Eingangsanschlussstift 2c, der dafür ausgelegt ist, mit der Hilfswicklung 9 verbunden zu sein und die Steuerspannung VZCD zu empfangen, die eine Funktion der Spannung über der Hilfswicklung 9 ist; dem Eingangsanschlussstift 2d, der dafür ausgelegt ist, mit dem zweiten inneren Knoten N2 verbunden zu sein und die Steuerspannung Vcs zu empfangen, die eine Funktion der Spannung über dem Messwiderstand 7 ist; und dem Ausgangsanschlussstift 2e, der dafür ausgelegt ist, mit dem Steueranschluss des Schaltelements 6 verbunden zu sein und eine Treiberspannung VGD zum Steuern des Schaltens des Schaltelements 6 in Pulsbreitenmodulation (PWM) zuzuführen.
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Die Steuervorrichtung 20 hat jedoch keinen weiteren Eingangsanschlussstift, der für die Erfassung der Ausgangsspannung Vout mittels eines Widerstandsteilers bestimmt ist.
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Die Steuervorrichtung 20 weist in dieser Ausführungsform einen Schätzblock 22 auf, der mit dem Eingangsanschlussstift 2a zum Empfangen der Steuerspannung Vc_in und mit dem Eingangsanschlussstift 2c zum Empfangen der Steuerspannung VZCD verbunden ist.
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Der Schätzblock 22 ist dafür konfiguriert, den Wert der Ausgangsspannung Vout als eine Funktion der Eingangsspannung Vin und des Tastverhältnisses D des PFC-Wandlers 21 zu schätzen und den Wert des Tastverhältnisses D auf der Grundlage der Steuerspannung VZCD zu bestimmen. Insbesondere bestimmt der Schätzblock 22 den Moment, in dem der Wert der Steuerspannung VZCD auf Null geht, um die Dauer des AUS-Intervalls Toff zu bestimmen (es kann wieder Bezug auf die vorstehende Beschreibung genommen werden).
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Der Schätzblock 22 weist somit eine Vergleichseinrichtung (in 2 nicht gezeigt) auf, die den Wert der Steuerspannung VZCD mit einem niedrigeren Schwellenwert, nahe oder gleich Null, vergleicht. Das Schalten der Vergleichseinrichtung bestimmt den Moment der Nulldurchgangsdetektierung (ZCD) der Steuerspannung VZCD.
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Die Steuervorrichtung 20 weist außerdem einen Treiberblock 24 auf, der den geschätzten Wert V out der Ausgangsspannung Vout empfängt und als eine Funktion des geschätzten Werts V out und der Steuerspannung Vcs die Treiberspannung VGD zum Treiben des Schaltens des Schaltelements 6 mittels eines geeigneten Steueralgorithmus (hier nicht ausführlich beschrieben, da dieser bekannten Algorithmen auf Grundlage der von einem Widerstandsteiler erfassten Ausgangsspannung, beispielsweise auf Grundlage einer Spitzenstromsteuerung, ähnlich sein kann) erzeugt.
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Der Anmelder der vorliegenden Erfindung hat festgestellt, dass die Bestimmung des Werts des Tastverhältnisses D auf Grundlage der Steuerspannung VZCD möglicherweise nicht genau ist und dementsprechend zumindest bei einigen Betriebsbedingungen zu Fehlern bei der Schätzung des Werts der Ausgangsspannung Vout führen kann.
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Wie vorstehend erörtert, tritt Nulldurchgang durch die Steuerspannung VZCD tatsächlich im Resonanzzustand auf, was durch die Induktivität des Induktors 5 und die am ersten inneren Knoten N1 vorhandenen parasitären Kapazitäten bedingt ist. Insbesondere bewirkt die Anwesenheit der parasitären Komponenten einen negativen Offset in dem Strom, der in dem Induktor 15 fließt, nachdem der gleiche Strom einen Nullwert erreicht. Die Ausgangskapazität des MOSFET des Schaltelements 6 wird anfangs bei der Ausgangsspannung Vout geladen und muss folglich mit der resonanten Schwingung entladen werden.
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Dementsprechend ist dieser Graph, während der Graph der Steuerspannung VZCD idealerweise einer Rechteckwelle entsprechen sollte (positiv, wenn der Strom in dem Induktor 5 positiv ist, und negativ, wenn der gleiche Strom Null ist), tatsächlich sinusförmig.
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Dementsprechend tritt möglicherweise ein Zeitfehler oder eine Abweichung zwischen dem Moment, in dem der sinusförmige Graph der Steuerspannung VZCD den Nullpunkt durchläuft, und dem Moment, in dem eine ideale Rechteckwelle mit dem gleichen Tastverhältnis den Nullpunkt durchlaufen würde, auf.
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Insbesondere kann der vorstehend erwähnte Zeitfehler als die Differenz zwischen dem Moment, in dem die Steuerspannung VZCD den Nullpunkt durchläuft (oder die Spannung am ersten inneren Knoten N1 auf ähnliche Weise gleich der Eingangsspannung Vin wird), und dem Moment, der der fallenden Flanke der Rechteckwelle mit dem gleichen Mittelwert (in diesem Fall gleich der Eingangsspannung Vin) oder mit anderen Worten mit dem gleichen von der Kurve geschnittenen Bereich entspricht, definiert werden.
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Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Lösung ist der Schätzblock 22 der Steuervorrichtung 20 somit dafür konfiguriert, den vorstehend genannten Zeitfehler zu bestimmen und somit die Bestimmung des Werts des Tastverhältnisses D auf der Grundlage des Werts der Steuerspannung VZCD zu korrigieren. Insbesondere wird, wie nachstehend ausführlich beschrieben wird, diese Korrektur als eine Funktion des Werts der Periode der resonanten Schwingung in dem Muster der Steuerspannung VZCD ausgeführt.
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Der Anmelder der vorliegenden Erfindung hat außerdem erkannt, dass die Steuerspannung VZCD zwei unterschiedliche Muster entsprechend der Beziehung zwischen der Ausgangsspannung Vout und der Eingangsspannung Vin hat, nämlich: ein erstes, in 3a gezeigtes Muster, wenn die Beziehung Vout < 2·Vin gilt; und ein zweites, in 3b gezeigtes Muster, wenn die Beziehung Vout > 2·Vin gilt.
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Dementsprechend ist der Schätzblock 22 der Steuervorrichtung 20 dafür konfiguriert, den vorstehend genannten Zeitfehler zu bestimmen unter Verwendung von: einem ersten Berechnungsalgorithmus, wenn die Beziehung Vout < 2·Vin gilt, und einem zweiten Berechnungsalgorithmus, der sich von dem ersten unterscheidet, wenn stattdessen die Beziehung Vout > 2·Vin gilt.
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Zur ausführlichen Beschreibung des ersten Berechnungsalgorithmus wird jetzt Bezug auf 4a genommen, die den sinusförmigen Graphen der Phasenspannung Vph am ersten inneren Knoten N1 mit einem Muster, das der Steuerspannung VZCD entspricht, zeigt.
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Die Phasenspannung Vph ist im Wesentlichen gleich der Ausgangsspannung Vout, wenn das Schaltelement 6 ausgeschaltet ist, und ist im Wesentlichen gleich Null (Masse), wenn das Schaltelement 6 eingeschaltet ist. Außerdem hat am Übergang zwischen dem AUS-Zustand und dem EIN-Zustand des Schaltelements 6 die Ausgangsspannung Vout selber ein sinusförmiges Muster mit einem Mittelwert gleich der Eingangsspannung Vin und Schwingungsperiode Tres und mit einer Amplitude zwischen der Ausgangsspannung Vout und einem von dem Ausdruck 2·Vin-Vout gegebenen Wert.
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Dem sinusförmigen Muster wird sich mit einem linearen Segment in 4a schematisch angenähert, die außerdem (mit einer gestrichelten Linie) die ideale Rechteckwelle zwischen der Ausgangsspannung Vout und Null mit dem gleichen Mittelwert zeigt, der gleich der Eingangsspannung Vin ist (und dem gleichen geschnittenen Bereich wie der der Kurve, die den Graphen der Phasenspannung Vph definiert). Insbesondere nimmt die ideale Rechteckwelle den Mittelwert Vin bei einer äquivalenten Zeit Teq an, die somit den idealen Nulldurchgangsdetektierungsmoment darstellt.
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Bei einer Prüfung der vorstehend beschriebenen
4a mit geometrischen Überlegungen ist es möglich, die folgende Beziehung
zu erhalten, die außerdem dem Zustand von Übereinstimmung zwischen dem Mittelwert der idealen Rechteckwelle und dem Mittelwert der Phasenspannung V
ph entspricht.
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Aus dem vorstehend genannten Ausdruck ist es möglich,
zu erhalten.
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Dementsprechend ist der Zeitfehler T
err bei Bestimmung des Nulldurchgangsdetektierungsmoments aufgrund des Resonanzzustandes gegeben durch
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Der Schätzblock 22 der Steuervorrichtung 20 ist somit in der Lage, aus dem vorstehenden Ausdruck den Zeitfehler Terr als eine Funktion des Werts der Eingangsspannung Vin, des Werts der Schwingungsperiode Tres und des erwünschten Werts der Ausgangsspannung Vout (beispielsweise 400 V) zu bestimmen.
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Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Lösung ist die Steuervorrichtung 20 in der Lage, die Schwingungsperiode Tres, die als im Wesentlichen konstant angenommen wird, unter Beobachtung des Graphen der Steuerspannung VZCD zu bestimmen, wenn die Resonanzschwingung frei gelassen wird und nicht unterbrochen wird (das heißt, indem das Schaltelement 6 auf Detektion des Nulldurchgangsdetektierungsmoments hin nicht geschlossen wird).
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Insbesondere kann die Bestimmung der Schwingungsperiode Tres vorteilhafterweise in einem Anfangszustand eines Starts oder einer Initialisierung des PFC-Wandlers 21 ausgeführt werden oder kann sonst in Echtzeit während dessen Betrieb ausgeführt werden, wobei in diesem Fall zu diesem Zweck eine voreingestellte Anzahl von Schaltzyklen zugeordnet wird (Schaltzyklen, in denen somit keine Leistung an die Last übertragen wird).
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Außerdem kann die Steuervorrichtung 20 vorteilhafterweise in voreingestellten Zeitintervallen den Wert der Schwingungsperiode Tres aktualisieren, um Abweichungen oder Schwankungen des gleichen Werts aufgrund von beispielsweise Verschlechterung oder Altern der Komponenten oder von Änderungen der Betriebsbedingungen der Umgebung zu verhindern (im Fall von verlängerten Aktivitätsperioden des PFC-Wandlers 21).
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In jedem Fall ist der Schätzblock 22 der Steuervorrichtung 20 in der Lage, sobald der Zeitfehler T
err bestimmt wurde, eine Korrektur des Werts des AUS-Intervalls T
off auszuführen, der, wie in
5a gezeigt (die den Graphen der Steuerspannung V
ZCD zeigt) als eine Funktion der Detektion des Nulldurchgangsdetektierungsmoments auf der Grundlage des folgenden Ausdrucks bestimmt wird:
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Dann schätzt der gleiche Schätzblock 22 den Wert der Ausgangsspannung V
out durch den folgenden Ausdruck als eine Funktion des berichtigten Werts T
off' des AUS-Intervalls T
off.
wobei T die Schaltperiode ist und
V out der vorstehend erwähnte geschätzte Wert der Ausgangsspannung V
out ist.
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Es kann außerdem gezeigt werden, dass der folgende Ausdruck gilt:
der den geschätzten Wert
V out der Ausgangsspannung V
out direkt mit der Eingangsspannung V
in, mit der Schwingungsperiode Tres und mit dem AUS-Intervall T
off verknüpft.
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Jetzt wird der zweite Berechnungsalgorithmus mit Bezugnahme auf 4b beschrieben, der verwendet wird, wenn die Beziehung Vout > 2·Vin gilt.
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In diesem Fall hat die Phasenspannung Vph auf den Übergang zwischen dem AUS-Zustand und dem EIN-Zustand des Schaltelements 6 hin einen sinusförmigen Graphen, dem sich wieder mit einem linearen Segment angenähert wird, mit einem Mittelwert gleich Vout/2.
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4b zeigt außerdem die ideale Rechteckwelle,zwischen der Ausgangsspannung Vout und Null mit dem gleichen Mittelwert.
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Auf eine der vorstehend erörterten ähnlichen Weise ist es möglich, den Ausdruck für die äquivalente Zeit T
eq zu erlangen:
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Der Zeitfehler T
err bei der Bestimmung des Nulldurchgangsdetektierungsmoments aufgrund von Resonanz ist in diesem Fall durch den folgenden Ausdruck gegeben:
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Der Schätzblock 22 der Steuervorrichtung 20 ist somit in der Lage, aus diesem Ausdruck den Zeitfehler Terr als eine Funktion des Werts der Eingangsspannung Vin, des Werts der Schwingungsperiode Tres und des erwünschten Werts der Ausgangsspannung Vout zu bestimmen.
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Sobald der Zeitfehler T
err erlangt wurde, führt der Schätzblock 22 der Steuervorrichtung 20 eine Korrektur des Werts des AUS-Intervalls T
off aus, der, wie in
5a gezeigt, auf der Grundlage des folgenden Ausdrucks als eine Funktion der Detektion des Nulldurchgangsdetektierungsmoments bestimmt wird:
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Dann schätzt der gleiche Schätzblock 22 den Wert der Ausgangsspannung V
out mittels des folgenden Ausdrucks als eine Funktion des korrigierten Werts T
off des AUS-Intervalls T
off:
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Es kann außerdem gezeigt werden, dass der folgende Ausdruck gilt:
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Dieser Ausdruck verknüpft den geschätzten Wert V out der Ausgangsspannung Vout direkt mit der Eingangsspannung Vin, mit der Schwingungsperiode Tres und mit dem AUS-Intervall Toff.
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Der Anmelder der vorliegenden Erfindung hat mit experimentellen Tests das Ausmaß des Zeitfehlers Terr und die dementsprechende Erhöhung der von der vorliegenden Lösung erreichten Präzision verifiziert.
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Betrachtet man beispielsweise eine Eingangsspannung Vin von 230 VAC (325 VDC), eine erwünschte Ausgangsspannung Vout von 400 V, eine Schaltperiode von 14,20 µs (Frequenz von 70 kHz) und eine als gleich 1 µs bestimmte Schwingungsperiode Tres: ist der Wert des Tastverhältnisses D 0,1875, das EIN-Intervall Ton (auf der Grundlage des Nulldurchgangsdetektierungsmoments bestimmt) 2,66 µs und der korrigierte Wert Ton' 2,5 µs mit einem daraus folgenden Fehler von 5,8 % (der dank der vorliegenden Lösung korrigiert werden kann).
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Als weiteres Beispiel wird eine Eingangsspannung Vin von 265 VAC (375 VDC), eine erwünschte Ausgangsspannung Vout von 400 V, eine Schaltperiode von 14,20 µs (Frequenz von 70 kHz) und eine Schwingungsperiode Tres von 1 µs betrachtet: in diesem Fall ist der Wert des Tastverhältnisses D 0,0625, das EIN-Intervall Ton 887,5 ns und der korrigierte Wert Ton' 668,75 ns mit einem daraus folgenden Fehler von 24,6 % (der dank der vorliegenden Lösung korrigiert werden kann).
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Eine schematische Zusammenfassung des Ablaufs der von der Steuervorrichtung 20 zur Schätzung der Ausgangsspannung Vout ausgeführten Vorgänge wird jetzt mit Bezugnahme auf das Ablaufdiagramm gemäß 6 dargelegt.
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In einem Initialisierungsschritt, mit 30 bezeichnet, steuert die Steuervorrichtung 20 das Schaltelement 6 so, dass der Resonanzzustand erzwungen wird und die Schwingung der Steuerspannung VZCD stimuliert wird. Insbesondere werden einer oder mehrere Impulse an den Gate-Anschluss des MOSFET des Schaltelements 6 angelegt, um Resonanz zu bewirken, wonach das Schaltelement 6 bei dem Nulldurchgangsdetektierungsmoment nicht wieder eingeschaltet wird, um die Schwingung nicht zu dämpfen und dadurch die Schwingungsperiode Tres durch Analysieren der Steuerspannung VZCD (genauer gesagt in einem Zustand freier Schwingung) zu messen.
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Insbesondere kann dieser Vorgang beim Start des PFC-Wandlers 21 oder anderweitig während des Betriebs des gleichen PFC-Wandlers 21 ausgeführt werden, wobei einige Schaltzyklen in diesem Fall dem Vorgang des Bestimmens des Werts der Schwingungsperiode Tres zugeordnet werden, anstatt der Übertragung von Leistung an die Last zugeordnet zu werden.
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Der Wert der Schwingungsperiode Tres wird dann im Wesentlichen als konstant betrachtet (aber für periodische Aktualisierungen, wie nachstehend beschrieben).
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Im normalen Betrieb des PFC-Wandlers 21 bestimmt, immer wenn es erforderlich ist, dass die Steuervorrichtung 20 den Wert der Ausgangsspannung Vout zu Zwecken der Steuervorgänge zuführt (eine Steuerung, die unter Verwendung jeglicher bekannter Technik ausgeführt werden kann), wie schematisch in Schritt 32 dargestellt, der Schätzblock 22 den geschätzten Wert V out der Ausgangsspannung Vout auf der Grundlage der vorstehend erörterten Ausdrücke.
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Insbesondere wendet der Schätzblock 22 eine geeignete Korrektur auf den Wert des Nulldurchgangsdetektierungsmoments an, der auf Grundlage der Steuerspannung VZCD bestimmt wird (Schritt 34), und bestimmt dementsprechend einen korrigierten Wert des Tastzyklus des Tastverhältnisses D, wonach er eine Schätzung des Werts der Ausgangsspannung Vout auf Grundlage des Ausdrucks ausführt, der die Eingangsspannung mit der Ausgangsspannung Vout selber verknüpft (von einem bekannten Typ und abhängig von dem Schaltungstyp des PFC-Wandlers 21) (Schritt 36).
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Zu Zwecken der vorstehend beschriebenen Vorgänge führt der Schätzblock 22 eine vorläufige Prüfung auf Grundlage des Werts der Eingangsspannung Vin und der Ausgangsspannung Vout zum Umsetzen des ersten oder zweiten Berechnungsalgorithmus des Zeitfehlers Terr in Schritt 34 durch.
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Beispielsweise können die Vorgänge des Schätzens des Werts der Ausgangsspannung Vout bei jedem Schaltzyklus oder halben Zyklus des PFC-Wandlers 21 ausgeführt werden.
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Außerdem ist gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Lösung die Steuervorrichtung 20 dafür konfiguriert (Schritt 38), den Bedarf zu bestimmen, einen Vorgang der Aktualisierung des Werts der Schwingungsperiode Tres auszuführen, beispielsweise einmal seit Ablauf eines voreingestellten Zeitintervalls einer letzten Aktualisierung oder wenn die Steuervorrichtung 20 die Anwesenheit von vorgegebenen Umweltbedingungen oder vorgegebenen Betriebsparametern verifiziert.
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In diesem Fall gehen die Vorgänge zurück zu Schritt 30 für eine erneute Bestimmung des Werts der Schwingungsperiode Tres auf eine Weise, die im Wesentlichen ähnlich der vorstehend beschriebenen ist, und dann zu den üblichen Steuervorgängen des PFC-Wandlers 21.
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Wie vorstehend angegeben, können der PFC-Wandler 21 und die entsprechende Steuervorrichtung 20 vorteilhaft in einem Schaltnetzteil 40, wie in 7 gezeigt, verwendet werden.
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Insbesondere weist das Schaltnetzteil 40 eine Gleichrichterstufe 41 (beispielsweise vom Diodenbrückentyp), die mit dem Stromnetz 42 verbunden ist, in dem Beispiel über ein EMI-Filter 43, und ein mit dem Ausgang der Gleichrichterstufe 41 verbundenes kapazitives Eingangselement 44, an dem die Eingangsspannung Vin vorhanden ist, auf.
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Das Schaltnetzteil 40 weist außerdem den PFC-Wandler 21 auf, dessen Eingangsanschluss IN mit dem kapazitiven Eingangselement 44 verbunden ist und dessen Ausgangsanschluss OUT mit einem kapazitiven Ausgangselement 45 verbunden ist (welches mit dem Ladungsspeicherelement 4 übereinstimmt, wie vorstehend definiert).
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Die Steuervorrichtung 20 steuert den Betrieb des PFC-Wandlers 21, um während der Aufnahme von dem Stromnetz 42 einen erwünschten Leistungsfaktor sicherzustellen.
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Das Schaltnetzteil 40 weist außerdem einen Ausgangsleistungswandler 46 auf, in diesem Beispiel vom Gleichstrom/Gleichstrom-Typ, dessen Eingang mit dem kapazitiven Ausgangselement 45 verbunden ist und der dafür ausgelegt ist, einer Last (nicht gezeigt) eine erwünschte Ausgangsspannung zuzuführen, beispielsweise mit einem bezüglich des Werts der Ausgangsspannung Vout geeignet reduzierten Wert.
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Die Vorteile der vorgeschlagenen Lösung werden aus der vorstehenden Beschreibung ersichtlich.
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In jedem Fall wird betont, dass diese Lösung dank der Abwesenheit eines der Detektion der Ausgangsspannung Vout zugeordneten Widerstandsteilers unter anderem eine drastische Reduzierung des von dem Wandler benötigten Energieverbrauchs ermöglicht.
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Außerdem kann die Steuervorrichtung 20 vorteilhafterweise eine geringere Anzahl von Anschlussstiften haben (da ein der Detektion der vorstehend genannten Ausgangsspannung Vout zugeordneter Anschlussstift nicht erforderlich ist), wodurch weniger Platz benötigt wird und das Gehäuse einfacher gestaltet werden kann.
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Die vorstehend beschriebenen Vorteile werden dank der Genauigkeit der Technik der von der Steuervorrichtung 20 umgesetzten Schätzung der Ausgangsspannung Vout außerdem ohne eine wesentliche Reduzierung der Steuerleistung erreicht.
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Letztendlich ist deutlich, dass Modifikationen und Variationen der beschriebenen und gezeigten Beschreibung gemacht werden können, ohne dadurch vom Schutzumfang der vorliegenden Erfindung, wie in den anhängenden Ansprüchen definiert, abzuweichen.
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Insbesondere wird noch einmal darauf hingewiesen, dass die vorliegende Lösung, auch wenn die vorstehende Beschreibung explizit auf einen Wandler vom Aufwärtswandlungstyp Bezug nimmt, auch auf andere Typen von Wandlern vorteilhaft angewendet werden kann, beispielsweise vom Sperrtyp oder Abwärts/Aufwärtswandlungstyp, und entsprechende Varianten (mit offensichtlichen Modifikationen, insbesondere beim Ausdruck der Ausgangsspannung Vout als eine Funktion der Eingangsspannung Vin und des Tastverhältnisses D und den zur Bestimmung des Zeitfehlers Terr verwendeten Ausdrücken).
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Die hierin beschriebene Steuervorrichtung und das entsprechende Verfahren können zum Steuern jeglichen Leistungswandlers verwendet werden, nicht nur für Anwendungen von Leistungsfaktorsteuerung, auf die sich die vorstehende Beschreibung explizit bezieht.
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Es ist auch deutlich, dass der Wandler von einer anderen Versorgungsquelle als dem Stromnetz versorgt werden könnte.
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Letztendlich wird betont, dass der Wandler gemäß der vorliegenden Lösung vorteilhaft einen Spannungsregler oder -wandler, auf den sich die vorstehend beschriebene Abhandlung mittels eines nicht beschränkenden Beispiels explizit bezogen hat, oder einen Stromregler oder -wandler (beispielsweise in Treibervorrichtungen für LEDs oder bei Batterieladevorrichtungen) vorsehen könnte.