DE102016100785A1

DE102016100785A1 - Steuervorrichtung für einen PFC-Wandler und entsprechendes Steuerverfahren

Info

Publication number: DE102016100785A1
Application number: DE102016100785.4A
Authority: DE
Inventors: Alberto Bianco; Giuseppe Scappatura
Original assignee: STMicroelectronics SRL
Current assignee: STMicroelectronics SRL
Priority date: 2015-02-05
Filing date: 2016-01-19
Publication date: 2016-08-11
Anticipated expiration: 2036-01-20
Also published as: US9647532B2; CN205453498U; US20160233760A1; CN105871203B; CN105871203A; DE102016100785B4; US20170207695A1; CN110247548B; US9871438B2; CN110247548A

Abstract

Eine Steuervorrichtung (20) für einen Wandler (21) vom Schaltnetztyp mit einem Induktorelement (5) und einem Schaltelement (6) erzeugt ein Treibersignal (VGD) zum Steuern des Schaltens des Schaltelements (6) und zum abwechselnden Bestimmen einer Phase des Speicherns von Energie in dem Induktorelement (5) als eine Funktion von einer Eingangsgröße (Vin) und einer Phase der Übertragung der in dem Induktorelement (5) gespeicherten Energie an ein Ausgangselement (4), an dem eine Ausgangsgröße (Vout) vorhanden ist; die Steuervorrichtung (20) erzeugt das Treibersignal (VGD) durch eine Steuerung auf Grundlage des Werts der Ausgangsgröße (Vout), um die Ausgangsgröße (Vout) zu regeln. Insbesondere bestimmt ein Schätzblock (22) einen geschätzten Wert out) der Ausgangsgröße (Vout) und erzeugt ein Treiberblock (24) das Treibersignal (VGD) als eine Funktion des geschätzten Werts out).

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Steuervorrichtung für einen Leistungswandler, insbesondere einen Wandler für Leistungsfaktorkorrektur (PFC von englisch „power factor correction”); die vorliegende Erfindung bezieht sich außerdem auf ein entsprechendes Steuerverfahren.
Es sind Schaltnetzteile bekannt, die dafür ausgelegt sind, eine am Eingang empfangene Größe, beispielsweise eine Wechselspannung vom Stromnetz, in eine geregelte Ausgangsgröße, beispielsweise eine Gleichspannung, zur Versorgung einer elektrischen Last, beispielsweise einer Gruppe von LEDs, umzuwandeln.
Diese Netzteile müssen im Allgemeinen strengen Anforderungen bezüglich der entsprechenden elektrischen Leistungsfähigkeit entsprechen; beispielsweise müssen sie einen hohen Qualitätsfaktor und im Wesentlichen einen Leistungsfaktor Eins gewährleisten.
Aus diesem Grund ist es im Allgemeinen vorgesehen, in einer Eingangsstufe der Energieversorgung einen Leistungswandler vom sogenannten Leistungsfaktorkorrektur(PFC)-Typ zu verwenden, der von einer zu diesem Zweck vorgesehenen Steuervorrichtung zum Regeln des Leistungsfaktors während der Aufnahme vom Stromnetz gesteuert wird.
1 zeigt beispielhaft das Schaltungsdiagramm eines PFC-Wandlers vom Aufwärtswandlungstyp, als Ganzes von 1 bezeichnet, der von einer entsprechenden Steuervorrichtung, mit 2 bezeichnet, gesteuert wird (es muss jedoch betont werden, dass sich die folgende Beschreibung auf unterschiedliche Typen von Wandlern, beispielsweise vom Sperr- oder Abwärts/Aufwärtswandlungstyp, beziehen kann).
Die Steuervorrichtung 2 ist als eine integrierte Schaltung vorgesehen und hat ein Gehäuse und entsprechende Eingangs- und Ausgangsanschlussstifte; die integrierte Schaltung kann mit den Schaltungskomponenten des PFC-Wandlers 1 auf der gleichen Leiterplatte (PCB) montiert sein.
Insbesondere weist der PFC-Wandler 1 in dieser Konfiguration auf: einen Eingangsanschluss IN, an dem eine Eingangsgleichspannung V_in vorhanden ist, die von einer Gleichrichterstufe (hierin nicht gezeigt) erzeugt wird, ausgehend von einer Wechselversorgungsspannung V_AC, die beispielsweise von dem Stromnetz zugeführt wird; und einen Ausgangsanschluss OUT, mit dem ein Ladungsspeicherelement 4, insbesondere ein Kondensator, verbunden ist, an dem eine Ausgangsspannung beispielsweise eine Gleichspannung mit einem Wert vorhanden ist, der höher ist als die Eingangsspannung V_in und auf einen erwünschten Wert (beispielsweise 400 V) geregelt wird.
Der PFC-Wandler 1 weist auf: einen Induktor 5, der zwischen den Eingangsanschluss IN und einen ersten inneren Knoten N₁ geschaltet ist; ein Schaltelement 6, insbesondere einen MOSFET, der zwischen den ersten inneren Knoten N₁ und einen zweiten inneren Knoten N₂ geschaltet ist; einen Messwiderstand 7, der zwischen den zweiten inneren Knoten N₂ und einen Massenbezugsanschluss (GND) geschaltet ist; und ein Diodenelement 8, dessen Anode mit dem ersten inneren Knoten N₁ verbunden ist und dessen Kathode mit dem Ausgangsanschluss OUT verbunden ist.
Das Schaltelement 6 hat einen ersten Stromleitanschluss, insbesondere den Drain-Anschluss des entsprechenden MOSFET, der mit dem ersten inneren Knoten N₁ verbunden ist, einen zweiten Stromleitanschluss, insbesondere den Source-Anschluss des entsprechenden MOSFET, der mit dem zweiten inneren Knoten N₂ verbunden ist, und einen Steueranschluss, der mit dem Gate-Anschluss des entsprechenden MOSFET übereinstimmt.
Am zweiten inneren Knoten N₂ wird außerdem eine Steuerspannung V_CS erlangt, die eine Funktion des Stroms ist, der bei vorgegebenen Betriebsbedingungen in dem Induktor 5 fließt.
Der PFC-Wandler 1 weist außerdem eine Hilfswicklung 9 auf, die magnetisch mit dem Induktor 5 gekoppelt ist und an der eine Steuerspannung V_ZCD vorhanden ist.
Die Steuervorrichtung 2 weist auf: einen Eingangsanschlussstift 2a, der dafür ausgelegt ist, eine Steuerspannung V_{C_in} die indikativ für die Eingangsspannung V_in ist, von einem Widerstandsteiler 10a zu empfangen, der mit dem Eingangsanschluss IN verbunden ist und aus einem ersten Spannungsteilungswiderstand und einem zweiten Spannungsteilungswiderstand gebildet wird, die dazwischen einen Rückkopplungsknoten definieren, an dem die Steuerspannung V_{C_in} vorhanden ist; einen Eingangsanschlussstift 2b, der dafür ausgelegt ist, eine zweite Steuerspannung V_{C_out}, die indikativ für die Ausgangsspannung V_out ist, von einem Widerstandsteiler 10b zu empfangen, der mit dem Ausgangsanschluss OUT verbunden ist und von einem ersten Spannungsteilungswiderstand und einem zweiten Spannungsteilungswiderstand gebildet wird, die dazwischen einen Rückkopplungsknoten definieren, an dem die zweite Steuerspannung V_{C_out} vorhanden ist; einen Eingangsanschlussstift 2c, der dafür ausgelegt ist, mit der Hilfswicklung 9 verbunden zu sein und die Steuerspannung V_ZCD zu empfangen, die eine Funktion der Spannung über der Hilfswicklung 9 ist; einen Eingangsanschlussstift 2d, der dafür ausgelegt ist, mit dem zweiten inneren Knoten N₂ verbunden zu sein und die Steuerspannung V_CS zu empfangen, die eine Funktion der Spannung über dem Messwiderstand 7 ist; und einen Ausgangsanschlussstift 2e, der dafür ausgelegt ist, mit dem Steueranschluss des Schaltelements 6 verbunden zu sein und eine Treiberspannung V_GD zum Steuern des Schaltens des Schaltelements 6 in Pulsbreitenmodulation (PWM) zuzuführen.
Insbesondere kann die Steuervorrichtung 2 dafür konfiguriert sein, den Betrieb des PFC-Wandlers 1 im sogenannten Übergangsmodus („Transition”-Modus) (der auch als „Critical Conduction”- oder „Boundary Conduction-Modus” bezeichnet wird) zu steuern.
Bei jedem Schaltzyklus steuert die Steuervorrichtung 2 das Schließen des Schaltelements 6 während eines EIN-Intervalls T_on (EIN-Intervall des Tastverhältnisses), während dessen der Strom, der von der Versorgung kommt, in dem Induktor 5 und in dem Schaltelement 6 zur Masse hin fließt, wodurch das Speichern von Energie in dem gleichen Induktor 5 bestimmt wird.
Die Dauer des EIN-Intervalls T_on wird von der Steuervorrichtung 2 durch einen zu diesem Zweck vorgesehenen Rückkopplungs-Steuerkreis auf Grundlage des Werts der Ausgangsspannung V_out bestimmt, insbesondere des Werts der Steuerspannung V_{c_out}, die indikativ für die Ausgangsspannung V_out ist, die mit einer geeigneten Bezugsspannung verglichen wird. Auf eine nicht im Detail beschriebene Weise kann der Steuerkreis auch auf einer Spitzenstromsteuerung basieren.
Als Nächstes steuert die Steuervorrichtung 2 das Öffnen des Schaltelements 6 während eines AUS-Intervalls T_off (AUS-Intervall des Tastverhältnisses), während dessen die zuvor in dem Induktor 5 gespeicherte Energie an die Last und das Ladungsspeicherelement 4 übertragen wird.
Insbesondere ist der Strom in dem Induktor 5 nach Abschluss der Energieübertragung Null. Die Spannung am ersten inneren Knoten N₁, nachstehend als „Phasenspannung V_ph” bezeichnet, erfüllt schließlich einen Resonanzzustand um den Wert der Eingangsspannung V_in aufgrund der am ersten inneren Knoten N₁ vorhandenen Kapazität, hauptsächlich aufgrund der parasitären Kapazität am Drain-Anschluss des MOSFET des Schaltelements 6 und der parasitären Kapazität des Diodenelements 8 (das sich in einem AUS-Zustand befindet).
Diese Resonanzphase endet (nochmals zur Energiespeicherphase führend), wenn die Spannung an dem ersten inneren Knoten N₁ einen unteren Schwellenwert gleich 2·V_in – V_out oder gleich 0, wenn dieser Ausdruck einen Wert unter 0 ergibt, erreicht.
Wenn das Schaltelement 6 geschlossen (und der entsprechende MOSFET eingeschaltet) ist, arbeitet in diesem Moment, d. h. bei dem Minimum der an der Drain-Spannung des entsprechenden MOSFET vorhandenen resonanten Schwingung, wenn die Energieübertragung abgeschlossen ist, der Wandler in einem Schaltzustand bei Null Strom und Spannung, was eine hohe Effizienz ermöglicht. Diese Steuerung wird als „Nulldurchgangsdetektierung” (ZCD) bezeichnet.
Nulldurchgangsdetektierung und somit die Bestimmung der Dauer des AUS-Intervalls T_off werden von der Steuervorrichtung 2 auf Grundlage der Steuerspannung V_ZCD ausgeführt, die wiederum eine Funktion der Spannung über der Hilfswicklung 9 ist. Die Steuerspannung V_ZCD ist somit indikativ für den Nullstrom-(und Nullspannungs)-Zustand in dem Induktor 5.
Insbesondere wird der Moment, in dem der Wert der Steuerspannung V_ZCD während der Resonanz auf Null geht, was dem Moment entspricht, wenn die Phasenspannung V_ph am ersten inneren Knoten N₁ gleich der Eingangsspannung V_in ist, bestimmt.
Obwohl es die beschriebene Lösung ermöglicht, insgesamt eine gute Steuerleistung zu erreichen, hat der Anmelder der vorliegenden Erfindung festgestellt, dass sie auch Nachteile hat.
Insbesondere erfordert, wie vorstehend erläutert, das Steuern des Schaltens des Schaltelements 6 die Detektion der Ausgangsspannung V_out durch den Widerstandsteiler 10b, was jedoch einen erheblichen Energieverbrauch mit sich bringt.
Der Widerstand der in dem Widerstandsteiler verwendeten Widerstände ist tatsächlich hoch, um Leckströme zu minimieren; er liegt beispielsweise in der Größenordnung von zehnfachen MΩ. Betrachtet man für die Ausgangsspannung V_out einen Wert von 400 V, ergeben die Widerstände somit einen Energieverbrauch von ungefähr 16 mW. Berücksichtigt man weiter, dass der gesamte Leistungswandler möglicherweise einen Sollenergieverbrauch von nicht mehr als 60 mW hat, beträgt der Verbrauch im Zusammenhang mit dem Widerstandsteiler 10b 25% des gesamten Energieverbrauchs.
Außerdem wird deutlich, dass ein spezifischer Anschlussstift 2b in der Steuervorrichtung 2 zum Lesen des Werts der Ausgangsspannung V_out erforderlich ist, was zu einer dementsprechenden Vergrößerung des Gehäuses und einer Erhöhung der Herstellungskosten führt.
Das Ziel der vorliegenden Erfindung besteht darin, die vorstehend aufgezeigten Probleme zu lösen.
Gemäß der vorliegenden Erfindung werden dementsprechend eine Steuervorrichtung für einen Wandler, ein entsprechender Wandler und ein entsprechendes Steuerverfahren, wie in den anhängenden Ansprüchen definiert, bereitgestellt.
Für ein besseres Verständnis der vorliegenden Erfindung werden bevorzugte Ausführungsformen davon jetzt rein anhand von nicht beschränkenden Beispielen und mit Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen beschrieben. In denen zeigen:
1 ein schematisches Schaltungsdiagramm eines PFC-Wandlers und einer entsprechenden Steuervorrichtung von einem bekannten Typ;
2 ein schematisches Schaltungsdiagramm eines PFC-Wandlers und einer entsprechenden Steuervorrichtung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Lösung;
3a–3b, 4a–4b und 5a–5b Graphen von dem PFC-Wandler gemäß 2 zugeordneten elektrischen Größen bei unterschiedlichen Betriebsbedingungen;
6 ein Ablaufdiagramm von von der Steuervorrichtung des PFC-Wandlers gemäß 2 durchgeführten Steuervorgängen; und
7 ein vereinfachtes Blockdiagramm eines Schaltnetzteils, das den PFC-Wandler gemäß 2 aufweist.
Wie ausführlich erörtert werden wird, sieht ein Aspekt der vorliegenden Lösung vor, dass die Steuervorrichtung des Wandlers dafür konfiguriert ist, den Wert der Ausgangsspannung V_out zu schätzen, wodurch auf die Verwendung eines Widerstandsteilers, der für die Erfassung der Ausgangsspannung V_out bestimmt ist, und eines zugehörigen Eingangsanschlussstiftes in der gleichen Steuervorrichtung verzichtet werden kann.
Insbesondere wird der Wert der Ausgangsspannung V_out als eine Funktion der Eingangsspannung V_in und des Tastverhältnisses D des PFC-Wandlers geschätzt (wobei das Tastverhältnis D auf eine bekannte Weise für das Verhältnis zwischen dem EIN-Intervall T_on und dem AUS-Intervall T_off in dem Schaltzyklus des Schaltelements des PFC-Wandlers indikativ ist).
Beispielsweise gilt in dem vorstehend beschriebenen Fall eines PFC-Wandlers vom Aufwärtswandlungstyp für die vorstehend genannte Schätzung die folgende bekannte Beziehung, die die Ausgangsspannung V_out mit der Eingangsspannung V_in verknüpft:
oder ebenso:
wobei T die Schaltperiode ist.
Der Ausdruck, der die Ausgangsspannung V_out mit der Eingangsspannung V_in als eine Funktion des Tastverhältnisses D verknüpft, kann im Fall einer anderen Topologie von PFC-Wandler (auf eine bekannte, hierin nicht ausführlich beschriebene Weise) ein anderer sein.
Im Detail zeigt 2 eine Steuervorrichtung, hier mit 20 bezeichnet, für einen PFC-Wandler, beispielsweise vom Aufwärtswandlungstyp, mit 21 bezeichnet.
Der PFC-Wandler 21 entspricht, abgesehen von der Abwesenheit eines mit dem Ausgangsanschluss Out verbundenen Widerstandsteilers, im Wesentlichen dem in 1 beschriebenen PFC-Wandler 1, auf den Bezug genommen wird (entsprechende Elemente sind mit den gleichen Bezugszahlen bezeichnet).
Die Steuervorrichtung 20 ist auf eine ähnliche Weise, wie vorstehend mit Bezugnahme auf 1 beschrieben, versehen mit: dem Eingangsanschlussstift 2a, der dafür ausgelegt ist, eine Steuerspannung VC_{_in} zu empfangen, die indikativ für die Eingangsspannung V_in ist; dem Eingangsanschlussstift 2c, der dafür ausgelegt ist, mit der Hilfswicklung 9 verbunden zu sein und die Steuerspannung V_ZCD zu empfangen, die eine Funktion der Spannung über der Hilfswicklung 9 ist; dem Eingangsanschlussstift 2d, der dafür ausgelegt ist, mit dem zweiten inneren Knoten N₂ verbunden zu sein und die Steuerspannung V_CS zu empfangen, die eine Funktion der Spannung über dem Messwiderstand 7 ist; und dem Ausgangsanschlussstift 2e, der dafür ausgelegt ist, mit dem Steueranschluss des Schaltelements 6 verbunden zu sein und eine Treiberspannung V_GD zum Steuern des Schaltens des Schaltelements 6 in Pulsbreitenmodulation (PWM) zuzuführen.
Die Steuervorrichtung 20 hat jedoch keinen weiteren Eingangsanschlussstift, der für die Erfassung der Ausgangsspannung V_out mittels eines Widerstandsteilers bestimmt ist.
Die Steuervorrichtung 20 weist in dieser Ausführungsform einen Schätzblock 22 auf, der mit dem Eingangsanschlussstift 2a zum Empfangen der Steuerspannung V_{c_in} und mit dem Eingangsanschlussstift 2c zum Empfangen der Steuerspannung V_ZCD verbunden ist.
Der Schätzblock 22 ist dafür konfiguriert, den Wert der Ausgangsspannung V_out als eine Funktion der Eingangsspannung V_in und des Tastverhältnisses D des PFC-Wandlers 21 zu schätzen und den Wert des Tastverhältnisses D auf der Grundlage der Steuerspannung V_ZCD zu bestimmen. Insbesondere bestimmt der Schätzblock 22 den Moment, in dem der Wert der Steuerspannung V_ZCD auf Null geht, um die Dauer des AUS-Intervalls T_off zu bestimmen (es kann wieder Bezug auf die vorstehende Beschreibung genommen werden).
Der Schätzblock 22 weist somit eine Vergleichseinrichtung (in 2 nicht gezeigt) auf, die den Wert der Steuerspannung V_ZCD mit einem niedrigeren Schwellenwert, nahe oder gleich Null, vergleicht. Das Schalten der Vergleichseinrichtung bestimmt den Moment der Nulldurchgangsdetektierung (ZCD) der Steuerspannung V_ZCD.
Die Steuervorrichtung 20 weist außerdem einen Treiberblock 24 auf, der den geschätzten Wert V _out der Ausgangsspannung V_out empfängt und als eine Funktion des geschätzten Werts V _out und der Steuerspannung V_CS die Treiberspannung V_GD zum Treiben des Schaltens des Schaltelements 6 mittels eines geeigneten Steueralgorithmus (hier nicht ausführlich beschrieben, da dieser bekannten Algorithmen auf Grundlage der von einem Widerstandsteiler erfassten Ausgangsspannung, beispielsweise auf Grundlage einer Spitzenstromsteuerung, ähnlich sein kann) erzeugt.
Der Anmelder der vorliegenden Erfindung hat festgestellt, dass die Bestimmung des Werts des Tastverhältnisses D auf Grundlage der Steuerspannung V_ZCD möglicherweise nicht genau ist und dementsprechend zumindest bei einigen Betriebsbedingungen zu Fehlern bei der Schätzung des Werts der Ausgangsspannung V_out führen kann.
Wie vorstehend erörtert, tritt Nulldurchgang durch die Steuerspannung V_ZCD tatsächlich im Resonanzzustand auf, was durch die Induktivität des Induktors 5 und die am ersten inneren Knoten N₁ vorhandenen parasitären Kapazitäten bedingt ist. Insbesondere bewirkt die Anwesenheit der parasitären Komponenten einen negativen Offset in dem Strom, der in dem Induktor 15 fließt, nachdem der gleiche Strom einen Nullwert erreicht. Die Ausgangskapazität des MOSFET des Schaltelements 6 wird anfangs bei der Ausgangsspannung V_out geladen und muss folglich mit der resonanten Schwingung entladen werden.
Dementsprechend ist dieser Graph, während der Graph der Steuerspannung V_ZCD idealerweise einer Rechteckwelle entsprechen sollte (positiv, wenn der Strom in dem Induktor 5 positiv ist, und negativ, wenn der gleiche Strom Null ist), tatsächlich sinusförmig.
Dementsprechend tritt möglicherweise ein Zeitfehler oder eine Abweichung zwischen dem Moment, in dem der sinusförmige Graph der Steuerspannung V_ZCD den Nullpunkt durchläuft, und dem Moment, in dem eine ideale Rechteckwelle mit dem gleichen Tastverhältnis den Nullpunkt durchlaufen würde, auf.
Insbesondere kann der vorstehend erwähnte Zeitfehler als die Differenz zwischen dem Moment, in dem die Steuerspannung V_ZCD den Nullpunkt durchläuft (oder die Spannung am ersten inneren Knoten N₁ auf ähnliche Weise gleich der Eingangsspannung V_in wird), und dem Moment, der der fallenden Flanke der Rechteckwelle mit dem gleichen Mittelwert (in diesem Fall gleich der Eingangsspannung V_in) oder mit anderen Worten mit dem gleichen von der Kurve geschnittenen Bereich entspricht, definiert werden.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Lösung ist der Schätzblock 22 der Steuervorrichtung 20 somit dafür konfiguriert, den vorstehend genannten Zeitfehler zu bestimmen und somit die Bestimmung des Werts des Tastverhältnisses D auf der Grundlage des Werts der Steuerspannung V_ZCD zu korrigieren. Insbesondere wird, wie nachstehend ausführlich beschrieben wird, diese Korrektur als eine Funktion des Werts der Periode der resonanten Schwingung in dem Muster der Steuerspannung V_ZCD ausgeführt.
Der Anmelder der vorliegenden Erfindung hat außerdem erkannt, dass die Steuerspannung V_ZCD zwei unterschiedliche Muster entsprechend der Beziehung zwischen der Ausgangsspannung V_out und der Eingangsspannung V_in hat, nämlich: ein erstes, in 3a gezeigtes Muster, wenn die Beziehung V_out < 2·V_in gilt; und ein zweites, in 3b gezeigtes Muster, wenn die Beziehung V_out > 2·V_in gilt.
Dementsprechend ist der Schätzblock 22 der Steuervorrichtung 20 dafür konfiguriert, den vorstehend genannten Zeitfehler zu bestimmen unter Verwendung von: einem ersten Berechnungsalgorithmus, wenn die Beziehung V_out < 2·V_in gilt, und einem zweiten Berechnungsalgorithmus, der sich von dem ersten unterscheidet, wenn stattdessen die Beziehung V_out > 2·V_in gilt.
Zur ausführlichen Beschreibung des ersten Berechnungsalgorithmus wird jetzt Bezug auf 4a genommen, die den sinusförmigen Graphen der Phasenspannung V_ph am ersten inneren Knoten N₁ mit einem Muster, das der Steuerspannung V_ZCD entspricht, zeigt.
Die Phasenspannung V_ph ist im Wesentlichen gleich der Ausgangsspannung V_out, wenn das Schaltelement 6 ausgeschaltet ist, und ist im Wesentlichen gleich Null (Masse), wenn das Schaltelement 6 eingeschaltet ist. Außerdem hat am Übergang zwischen dem AUS-Zustand und dem EIN-Zustand des Schaltelements 6 die Ausgangsspannung V_out selber ein sinusförmiges Muster mit einem Mittelwert gleich der Eingangsspannung V_in und Schwingungsperiode T_res und mit einer Amplitude zwischen der Ausgangsspannung V_out und einem von dem Ausdruck 2·V_in – V_out gegebenen Wert.
Dem sinusförmigen Muster wird sich mit einem linearen Segment in 4a schematisch angenähert, die außerdem (mit einer gestrichelten Linie) die ideale Rechteckwelle zwischen der Ausgangsspannung V_out und Null mit dem gleichen Mittelwert zeigt, der gleich der Eingangsspannung V_in ist (und dem gleichen geschnittenen Bereich wie der der Kurve, die den Graphen der Phasenspannung V_ph definiert). Insbesondere nimmt die ideale Rechteckwelle den Mittelwert V_in bei einer äquivalenten Zeit T_eq an, die somit den idealen Nulldurchgangsdetektierungsmoment darstellt.
Bei einer Prüfung der vorstehend beschriebenen 4a mit geometrischen Überlegungen ist es möglich, die folgende Beziehung
zu erhalten, die außerdem dem Zustand von Übereinstimmung zwischen dem Mittelwert der idealen Rechteckwelle und dem Mittelwert der Phasenspannung V_ph entspricht.
Aus dem vorstehend genannten Ausdruck ist es möglich,
zu erhalten.
Dementsprechend ist der Zeitfehler T_err bei Bestimmung des Nulldurchgangsdetektierungsmoments aufgrund des Resonanzzustandes gegeben durch
Der Schätzblock 22 der Steuervorrichtung 20 ist somit in der Lage, aus dem vorstehenden Ausdruck den Zeitfehler T_err als eine Funktion des Werts der Eingangsspannung V_in, des Werts der Schwingungsperiode T_res und des erwünschten Werts der Ausgangsspannung V_out (beispielsweise 400 V) zu bestimmen.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Lösung ist die Steuervorrichtung 20 in der Lage, die Schwingungsperiode T_res, die als im Wesentlichen konstant angenommen wird, unter Beobachtung des Graphen der Steuerspannung V_ZCD zu bestimmen, wenn die Resonanzschwingung frei gelassen wird und nicht unterbrochen wird (das heißt, indem das Schaltelement 6 auf Detektion des Nulldurchgangsdetektierungsmoments hin nicht geschlossen wird).
Insbesondere kann die Bestimmung der Schwingungsperiode T_res vorteilhafterweise in einem Anfangszustand eines Starts oder einer Initialisierung des PFC-Wandlers 21 ausgeführt werden oder kann sonst in Echtzeit während dessen Betrieb ausgeführt werden, wobei in diesem Fall zu diesem Zweck eine voreingestellte Anzahl von Schaltzyklen zugeordnet wird (Schaltzyklen, in denen somit keine Leistung an die Last übertragen wird).
Außerdem kann die Steuervorrichtung 20 vorteilhafterweise in voreingestellten Zeitintervallen den Wert der Schwingungsperiode T_res aktualisieren, um Abweichungen oder Schwankungen des gleichen Werts aufgrund von beispielsweise Verschlechterung oder Altern der Komponenten oder von Änderungen der Betriebsbedingungen der Umgebung zu verhindern (im Fall von verlängerten Aktivitätsperioden des PFC-Wandlers 21).
In jedem Fall ist der Schätzblock 22 der Steuervorrichtung 20 in der Lage, sobald der Zeitfehler T_err bestimmt wurde, eine Korrektur des Werts des AUS-Intervalls T_off auszuführen, der, wie in 5a gezeigt (die den Graphen der Steuerspannung V_ZCD zeigt) als eine Funktion der Detektion des Nulldurchgangsdetektierungsmoments auf der Grundlage des folgenden Ausdrucks bestimmt wird:
Dann schätzt der gleiche Schätzblock 22 den Wert der Ausgangsspannung V_out durch den folgenden Ausdruck als eine Funktion des berichtigten Werts T_off' des AUS-Intervalls T_off:
wobei T die Schaltperiode ist und V _out der vorstehend erwähnte geschätzte Wert der Ausgangsspannung V_out ist.
Es kann außerdem gezeigt werden, dass der folgende Ausdruck gilt:
der den geschätzten Wert V _out der Ausgangsspannung V_out direkt mit der Eingangsspannung V_in, mit der Schwingungsperiode T_res und mit dem AUS-Intervall T_off verknüpft.
Jetzt wird der zweite Berechnungsalgorithmus mit Bezugnahme auf 4b beschrieben, der verwendet wird, wenn die Beziehung V_out > 2·V_in gilt.
In diesem Fall hat die Phasenspannung V_ph auf den Übergang zwischen dem AUS-Zustand und dem EIN-Zustand des Schaltelements 6 hin einen sinusförmigen Graphen, dem sich wieder mit einem linearen Segment angenähert wird, mit einem Mittelwert gleich V_out/2.
4b zeigt außerdem die ideale Rechteckwelle, zwischen der Ausgangsspannung V_out und Null mit dem gleichen Mittelwert.
Auf eine der vorstehend erörterten ähnlichen Weise ist es möglich, den Ausdruck für die äquivalente Zeit T_eq zu erlangen:
Der Zeitfehler T_err bei der Bestimmung des Nulldurchgangsdetektierungsmoments aufgrund von Resonanz ist in diesem Fall durch den folgenden Ausdruck gegeben:
Der Schätzblock 22 der Steuervorrichtung 20 ist somit in der Lage, aus diesem Ausdruck den Zeitfehler T_err als eine Funktion des Werts der Eingangsspannung V_in, des Werts der Schwingungsperiode T_res und des erwünschten Werts der Ausgangsspannung V_out zu bestimmen.
Sobald der Zeitfehler T_err erlangt wurde, führt der Schätzblock 22 der Steuervorrichtung 20 eine Korrektur des Werts des AUS-Intervalls T_off aus, der, wie in 5a gezeigt, auf der Grundlage des folgenden Ausdrucks als eine Funktion der Detektion des Nulldurchgangsdetektierungsmoments bestimmt wird:
Dann schätzt der gleiche Schätzblock 22 den Wert der Ausgangsspannung V_out mittels des folgenden Ausdrucks als eine Funktion des korrigierten Werts T_off' des AUS-Intervalls T_off:
Es kann außerdem gezeigt werden, dass der folgende Ausdruck gilt:
Dieser Ausdruck verknüpft den geschätzten Wert der Ausgangsspannung V_out direkt mit der Eingangsspannung V_in, mit der Schwingungsperiode T_res und mit dem AUS-Intervall T_off.
Der Anmelder der vorliegenden Erfindung hat mit experimentellen Tests das Ausmaß des Zeitfehlers T_err und die dementsprechende Erhöhung der von der vorliegenden Lösung erreichten Präzision verifiziert.
Betrachtet man beispielsweise eine Eingangsspannung V_in von 230 V_AC (325 V_DC), eine erwünschte Ausgangsspannung V_out von 400 V, eine Schaltperiode von 14,20 μs (Frequenz von 70 kHz) und eine als gleich 1 μs bestimmte Schwingungsperiode T_res: ist der Wert des Tastverhältnisses D 0,1875, das EIN-Intervall T_on (auf der Grundlage des Nulldurchgangsdetektierungsmoments bestimmt) 2,66 μs und der korrigierte Wert T_on' 2,5 μs mit einem daraus folgenden Fehler von 5,8% (der dank der vorliegenden Lösung korrigiert werden kann).
Als weiteres Beispiel wird eine Eingangsspannung V_in von 265 V_AC (375 V_DC), eine erwünschte Ausgangsspannung V_out von 400 V, eine Schaltperiode von 14,20 μs (Frequenz von 70 kHz) und eine Schwingungsperiode T_res von 1 μs betrachtet: in diesem Fall ist der Wert des Tastverhältnisses D 0,0625, das EIN-Intervall T_on 887,5 ns und der korrigierte Wert T_on' 668,75 ns mit einem daraus folgenden Fehler von 24,6% (der dank der vorliegenden Lösung korrigiert werden kann).
Eine schematische Zusammenfassung des Ablaufs der von der Steuervorrichtung 20 zur Schätzung der Ausgangsspannung V_out ausgeführten Vorgänge wird jetzt mit Bezugnahme auf das Ablaufdiagramm gemäß 6 dargelegt.
In einem Initialisierungsschritt, mit 30 bezeichnet, steuert die Steuervorrichtung 20 das Schaltelement 6 so, dass der Resonanzzustand erzwungen wird und die Schwingung der Steuerspannung V_ZCD stimuliert wird. Insbesondere werden einer oder mehrere Impulse an den Gate-Anschluss des MOSFET des Schaltelements 6 angelegt, um Resonanz zu bewirken, wonach das Schaltelement 6 bei dem Nulldurchgangsdetektierungsmoment nicht wieder eingeschaltet wird, um die Schwingung nicht zu dämpfen und dadurch die Schwingungsperiode T_res durch Analysieren der Steuerspannung V_ZCD (genauer gesagt in einem Zustand freier Schwingung) zu messen.
Insbesondere kann dieser Vorgang beim Start des PFC-Wandlers 21 oder anderweitig während des Betriebs des gleichen PFC-Wandlers 21 ausgeführt werden, wobei einige Schaltzyklen in diesem Fall dem Vorgang des Bestimmens des Werts der Schwingungsperiode T_res zugeordnet werden, anstatt der Übertragung von Leistung an die Last zugeordnet zu werden.
Der Wert der Schwingungsperiode T_res wird dann im Wesentlichen als konstant betrachtet (aber für periodische Aktualisierungen, wie nachstehend beschrieben).
Im normalen Betrieb des PFC-Wandlers 21 bestimmt, immer wenn es erforderlich ist, dass die Steuervorrichtung 20 den Wert der Ausgangsspannung V_out zu Zwecken der Steuervorgänge zuführt (eine Steuerung, die unter Verwendung jeglicher bekannter Technik ausgeführt werden kann), wie schematisch in Schritt 32 dargestellt, der Schätzblock 22 den geschätzten Wert V _out der Ausgangsspannung V_out auf der Grundlage der vorstehend erörterten Ausdrücke.
Insbesondere wendet der Schätzblock 22 eine geeignete Korrektur auf den Wert des Nulldurchgangsdetektierungsmoments an, der auf Grundlage der Steuerspannung V_ZCD bestimmt wird (Schritt 34), und bestimmt dementsprechend einen korrigierten Wert des Tastzyklus des Tastverhältnisses D, wonach er eine Schätzung des Werts der Ausgangsspannung V_out auf Grundlage des Ausdrucks ausführt, der die Eingangsspannung mit der Ausgangsspannung V_out selber verknüpft (von einem bekannten Typ und abhängig von dem Schaltungstyp des PFC-Wandlers 21) (Schritt 36).
Zu Zwecken der vorstehend beschriebenen Vorgänge führt der Schätzblock 22 eine vorläufige Prüfung auf Grundlage des Werts der Eingangsspannung V_in und der Ausgangsspannung V_out zum Umsetzen des ersten oder zweiten Berechnungsalgorithmus des Zeitfehlers T_err in Schritt 34 durch.
Beispielsweise können die Vorgänge des Schätzens des Werts der Ausgangsspannung V_out bei jedem Schaltzyklus oder halben Zyklus des PFC-Wandlers 21 ausgeführt werden.
Außerdem ist gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Lösung die Steuervorrichtung 20 dafür konfiguriert (Schritt 38), den Bedarf zu bestimmen, einen Vorgang der Aktualisierung des Werts der Schwingungsperiode T_res auszuführen, beispielsweise einmal seit Ablauf eines voreingestellten Zeitintervalls einer letzten Aktualisierung oder wenn die Steuervorrichtung 20 die Anwesenheit von vorgegebenen Umweltbedingungen oder vorgegebenen Betriebsparametern verifiziert.
In diesem Fall gehen die Vorgänge zurück zu Schritt 30 für eine erneute Bestimmung des Werts der Schwingungsperiode T_res auf eine Weise, die im Wesentlichen ähnlich der vorstehend beschriebenen ist, und dann zu den üblichen Steuervorgängen des PFC-Wandlers 21.
Wie vorstehend angegeben, können der PFC-Wandler 21 und die entsprechende Steuervorrichtung 20 vorteilhaft in einem Schaltnetzteil 40, wie in 7 gezeigt, verwendet werden.
Insbesondere weist das Schaltnetzteil 40 eine Gleichrichterstufe 41 (beispielsweise vom Diodenbrückentyp), die mit dem Stromnetz 42 verbunden ist, in dem Beispiel über ein EMI-Filter 43, und ein mit dem Ausgang der Gleichrichterstufe 41 verbundenes kapazitives Eingangselement 44, an dem die Eingangsspannung V_in vorhanden ist, auf.
Das Schaltnetzteil 40 weist außerdem den PFC-Wandler 21 auf, dessen Eingangsanschluss IN mit dem kapazitiven Eingangselement 44 verbunden ist und dessen Ausgangsanschluss OUT mit einem kapazitiven Ausgangselement 45 verbunden ist (welches mit dem Ladungsspeicherelement 4 übereinstimmt, wie vorstehend definiert).
Die Steuervorrichtung 20 steuert den Betrieb des PFC-Wandlers 21, um während der Aufnahme von dem Stromnetz 42 einen erwünschten Leistungsfaktor sicherzustellen.
Das Schaltnetzteil 40 weist außerdem einen Ausgangsleistungswandler 46 auf, in diesem Beispiel vom Gleichstrom/Gleichstrom-Typ, dessen Eingang mit dem kapazitiven Ausgangselement 45 verbunden ist und der dafür ausgelegt ist, einer Last (nicht gezeigt) eine erwünschte Ausgangsspannung zuzuführen, beispielsweise mit einem bezüglich des Werts der Ausgangsspannung V_out geeignet reduzierten Wert.
Die Vorteile der vorgeschlagenen Lösung werden aus der vorstehenden Beschreibung ersichtlich.
In jedem Fall wird betont, dass diese Lösung dank der Abwesenheit eines der Detektion der Ausgangsspannung V_out zugeordneten Widerstandsteilers unter anderem eine drastische Reduzierung des von dem Wandler benötigten Energieverbrauchs ermöglicht.
Außerdem kann die Steuervorrichtung 20 vorteilhafterweise eine geringere Anzahl von Anschlussstiften haben (da ein der Detektion der vorstehend genannten Ausgangsspannung V_out zugeordneter Anschlussstift nicht erforderlich ist), wodurch weniger Platz benötigt wird und das Gehäuse einfacher gestaltet werden kann.
Die vorstehend beschriebenen Vorteile werden dank der Genauigkeit der Technik der von der Steuervorrichtung 20 umgesetzten Schätzung der Ausgangsspannung V_out außerdem ohne eine wesentliche Reduzierung der Steuerleistung erreicht.
Letztendlich ist deutlich, dass Modifikationen und Variationen der beschriebenen und gezeigten Beschreibung gemacht werden können, ohne dadurch vom Schutzumfang der vorliegenden Erfindung, wie in den anhängenden Ansprüchen definiert, abzuweichen.
Insbesondere wird noch einmal darauf hingewiesen, dass die vorliegende Lösung, auch wenn die vorstehende Beschreibung explizit auf einen Wandler vom Aufwärtswandlungstyp Bezug nimmt, auch auf andere Typen von Wandlern vorteilhaft angewendet werden kann, beispielsweise vom Sperrtyp oder Abwärts/Aufwärtswandlungstyp, und entsprechende Varianten (mit offensichtlichen Modifikationen, insbesondere beim Ausdruck der Ausgangsspannung V_out als eine Funktion der Eingangsspannung V_in und des Tastverhältnisses D und den zur Bestimmung des Zeitfehlers T_err verwendeten Ausdrücken).
Die hierin beschriebene Steuervorrichtung und das entsprechende Verfahren können zum Steuern jeglichen Leistungswandlers verwendet werden, nicht nur für Anwendungen von Leistungsfaktorsteuerung, auf die sich die vorstehende Beschreibung explizit bezieht.
Es ist auch deutlich, dass der Wandler von einer anderen Versorgungsquelle als dem Stromnetz versorgt werden könnte.
Letztendlich wird betont, dass der Wandler gemäß der vorliegenden Lösung vorteilhaft einen Spannungsregler oder -wandler, auf den sich die vorstehend beschriebene Abhandlung mittels eines nicht beschränkenden Beispiels explizit bezogen hat, oder einen Stromregler oder -wandler (beispielsweise in Treibervorrichtungen für LEDs oder bei Batterieladevorrichtungen) vorsehen könnte.

Claims

Steuervorrichtung (20) zum Steuern eines Wandlers (21) vom Schaltnetztyp mit einem Induktorelement (5) und einem Schaltelement (6), wobei die Steuervorrichtung (20) dafür konfiguriert ist, ein Treibersignal (V_GD) zum Steuern des Schaltens des Schaltelements (6) und zum abwechselnden Bestimmen einer Phase des Speicherns von Energie in dem Induktorelement (5) ausgehend von einer Eingangsgröße (V_in) und einer Phase der Übertragung der in dem Induktorelement (5) gespeicherten Energie an ein Ausgangselement (4), an dem eine Ausgangsgröße (V_out) vorhanden ist, zu erzeugen; wobei die Steuervorrichtung (20) dafür konfiguriert ist, das Treibersignal (_VGD) durch eine Steuerung auf Grundlage des Werts der Ausgangsgröße (V_out) zu erzeugen, um die Ausgangsgröße (V_out) zu regulieren, dadurch gekennzeichnet, dass sie aufweist: einen Schätzblock (22), der dafür konfiguriert ist, einen geschätzten Wert (V _out) der Ausgangsgröße (V_out) zu bestimmen; und einen Treiberblock (24), der dafür konfiguriert ist, das Treibersignal (_VGD) als eine Funktion des geschätzten Werts (V _out) zu erzeugen.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei der Schätzblock (22) dafür konfiguriert ist, den geschätzten Wert (V _out) der Ausgangsgröße (V_out) als eine Funktion des Werts der Eingangsgröße (V_in) und eines Werts des dem Schalten zugeordneten Tastverhältnisses (D) zu erzeugen.
Vorrichtung nach Anspruch 2, wobei der Wandler (21) eine Hilfswicklung (9) aufweist, die magnetisch mit dem Induktorelement (5) gekoppelt ist und an der eine Steuerspannung (V_ZCD) vorhanden ist; und wobei der Schätzblock (22) dafür konfiguriert ist, den Wert des Tastverhältnisses (D) als eine Funktion der Steuerspannung (V_ZCD) und eines Korrekturfaktors (T_err) zu bestimmen, der den Beginn eines Resonanzzustands auf der Steuerspannung (V_ZCD) am Ende der Übertragung von Energie von dem Induktorelement (5) an das Ausgangselement (4) berücksichtigt.
Vorrichtung nach Anspruch 3, wobei die Steuerspannung (V_ZCD) in dem Resonanzzustand ein sinusförmiges Muster hat; und wobei der Schätzblock (22) dafür konfiguriert ist, den Korrekturfaktor (T_err) auf Grundlage einer Zeitdifferenz zwischen dem Moment, in dem die Steuerspannung (V_ZCD) Null wird, und dem Moment, in dem eine ideale Rechteckwelle mit dem gleichen Mittelwert wie die Steuerspannung (V_ZCD) Null wird, zu bestimmen.
Vorrichtung nach Anspruch 3 oder 4, wobei der Schätzblock (22) dafür konfiguriert ist: eine Beziehung des Vergleichs zwischen der Ausgangsgröße (V_out) und der Eingangsgröße (V_in) zu verifizieren; und einen ersten Berechnungsalgorithmus oder alternativ einen zweiten Berechnungsalgorithmus umzusetzen, um den Korrekturfaktor (T_err) gemäß dem Ergebnis der Verifizierung zu bestimmen.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 3–5, wobei der Schätzblock (22) dafür konfiguriert ist, den Korrekturfaktor (T_err) als eine Funktion der dem Resonanzzustand zugeordneten Schwingungsperiode (T_res) zu bestimmen.
Vorrichtung nach Anspruch 6, wobei der Schätzblock (22) dafür konfiguriert ist, den Wert der Schwingungsperiode (T_res) in einer Initialisierungsphase zu bestimmen, die in einer Anfangsphase des Startens des Wandlers (21) ausgeführt wird.
Vorrichtung nach Anspruch 7, wobei der Schätzblock (22) dafür konfiguriert ist, mindestens einen Vorgang der Aktualisierung des für die Schwingungsperiode (T_res) im Betrieb des Wandlers (21) bestimmten Werts auszuführen.
Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche ohne mit dem Ausgangselement (4) gekoppelte Schaltelemente zur Detektion der Ausgangsgröße (V_out).
Elektrisches Gerät (40), das einen Wandler (21) und die Steuervorrichtung (20) nach einem der vorhergehenden Ansprüche aufweist.
Gerät nach Anspruch 10, das eine Eingangsstufe (41, 43), die mit einer Energieversorgungsquelle (42) zur Zuführung der Eingangsgröße (V_in) gekoppelt ist, und eine Ausgangsstufe (46), die dafür ausgelegt ist, einer Last eine geregelte Größe als eine Funktion der Ausgangsgröße (V_out) zuzuführen, aufweist; wobei die Steuervorrichtung (20) dafür konfiguriert ist, einen Leistungskorrekturfaktor (PFC) während der Aufnahme von Energie von der Energieversorgungsquelle (42) durch den Wandler (21) zu steuern.
Steuerverfahren zum Steuern eines Wandlers (21) vom Schaltnetztyp mit einem Induktorelement (5) und einem Schaltelement (6), wobei das Verfahren den Schritt des Erzeugens eines Treibersignals (V_GD) zum Steuern des Schaltens des Schaltelements (6) und zum abwechselnden Bestimmen einer Phase des Speicherns von Energie in dem Induktorelement (5) als eine Funktion einer Eingangsgröße (V_in) und einer Phase der Übertragung der in dem Induktorelement (5) gespeicherten Energie an ein Ausgangselement (4), an dem eine Ausgangsgröße (V_out) vorhanden ist, beinhaltet; wobei der Schritt des Erzeugens des Treibersignals (V_GD) den Schritt des Umsetzens einer Steuerung auf Grundlage des Werts der Ausgangsgröße (V_out) zum Regulieren der Ausgangsgröße (V_out) beinhaltet, dadurch gekennzeichnet, dass es folgende Schritte beinhaltet: Bestimmen eines geschätzten Werts (V _out) der Ausgangsgröße (V_out); und Erzeugen des Treibersignals (V_GD) als eine Funktion des geschätzten Werts (V _out).
Verfahren nach Anspruch 12, wobei der Schritt des Bestimmens eines geschätzten Werts (V _out) das Erzeugen des geschätzten Werts (V _out) der Ausgangsgröße (V_out) als eine Funktion des Werts der Eingangsgröße (V_in) und eines Werts des dem Schalten zugeordneten Tastverhältnisses (D) beinhaltet.
Verfahren nach Anspruch 13, wobei der Wandler (21) eine Hilfswicklung (9) aufweist, die magnetisch mit dem Induktorelement (5) gekoppelt ist und an der eine Steuerspannung (V_ZCD) vorhanden ist; und wobei der Schritt des Bestimmens eines geschätzten Werts (V _out) das Bestimmen des Werts des Tastverhältnisses (D) als eine Funktion der Steuerspannung (V_ZCD) und eines Korrekturfaktors (T_err), der den Beginn eines Resonanzzustandes auf der Steuerspannung (V_ZCD) am Ende der Übertragung von Energie von dem Induktorelement (5) an das Ausgangselement (4) berücksichtigt, beinhaltet.
Verfahren nach Anspruch 14, wobei der Schritt des Bestimmens des geschätzten Werts (V _out) das Bestimmen des Korrekturfaktors (T_err) als eine Funktion der dem Resonanzzustand zugeordneten Schwingungsperiode (T_res) beinhaltet.
Verfahren nach Anspruch 15, wobei der Schritt des Bestimmens des Korrekturfaktors (T_err) das Bestimmen des Werts der Schwingungsperiode (T_res) in einer Initialisierungsphase beinhaltet, die in einer Anfangsphase des Startens des Wandlers (21) ausgeführt wird.
Verfahren nach Anspruch 16, wobei der Schritt des Bestimmens des Korrekturfaktors (T_err) ferner mindestens das Ausführen eines Vorgangs der Aktualisierung des für die Schwingungsperiode (T_res) bestimmten Werts beinhaltet.