CN111384857B - 反激变换器及其输出电压获取方法、装置 - Google Patents

反激变换器及其输出电压获取方法、装置 Download PDF

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Abstract

本发明涉及一种反激变换器及其输出电压获取方法、装置，其中输出电压获取方法包括以下步骤：获取反激变换器的参考输出电压；在反激变换器的连续M个开关周期的每个开关周期的复位时间内，采样反激变换器的当前输出电压，其中，M为正整数；根据参考输出电压和当前输出电压，采用二分法逐次逼近当前输出电压，直至M个开关周期结束，获得反激变换器的输出电压。由此，在输出电压较大的情况下，采用二分法逐次逼近的方式来获取反激变换器的输出电压，可以保证获取的准确性。

Description

反激变换器及其输出电压获取方法、装置
技术领域
本发明涉及电源变换器技术领域，特别是涉及一种反激变换器及其输出电压获取方法、装置。
背景技术
随着电子设备的发展趋于便携化，隔离式电源变换器得到了快速发展，其中反激变换器由于具有效率高、结构简单、成本低等优点，在电源适配器、充电器市场占据了主要地位。
传统的PSR(Primary Side Regulation，初级侧调节)反激变换器是通过对辅助绕组上的电压进行采样来获得反激变换器的输出电压，但由于副边二极管存在导通压降和导通电阻，会造成较大的输出电压误差，并且在输出电压较大时，拐点前辅助绕组上的电压的斜率会很小，分压后可近似认为是直流，所以就很难采用双线进行拐点采样。
为了有效解决副边二极管的问题，基于同步整流的PSR反激变换器被广泛应用，其中副边二极管被替换为同步整流管，使得原来副边的导通压降和导通电阻大幅减小，从而减小输出电压误差。但是，基于同步整流的PSR反激变换器同样存在上述问题，即输出电压较大时，无法采用双线进行采样。
发明内容
基于此，有必要针对目前反激变换器存在的在输出电压较大时无法采用双线进行采样的问题，提供一种反激变换器及其输出电压获取方法、装置。
一种反激变换器的输出电压获取方法，包括以下步骤：
获取反激变换器的参考输出电压；
在反激变换器的连续M个开关周期的每个开关周期的复位时间内，采样反激变换器的当前输出电压，其中，M为正整数；
根据参考输出电压和当前输出电压，采用二分法逐次逼近当前输出电压，直至M个开关周期结束，获得反激变换器的输出电压。
在其中一个实施例中，获取反激变换器的参考输出电压，包括：
计算预设数字输出电压上限与预设数字输出电压下限之间的电压差值；
将电压差值的二分之一叠加至预设数字输出电压下限，以获得第一数字值；
对第一数字值进行数模转换以获得参考输出电压的初始值。
在其中一个实施例中，根据参考输出电压和当前输出电压，采用二分法逐次逼近当前输出电压，包括：
比较参考输出电压和当前输出电压的大小；
如果参考输出电压大于当前输出电压，则将第一数字值降低电压差值/2i+1，其中，i为当前参考输出电压和当前输出电压的比较次数，i为正整数；
如果参考输出电压小于当前输出电压，则将第一数字值增加电压差值/2i+1；
对降低或增加后的第一数字值进行数模转换以获得参考输出电压，并继续比较参考输出电压和当前输出电压的大小，直至M个开关周期结束，第一数字值作为反激变换器的输出电压。
在其中一个实施例中，M满足以下关系：
2N+M≥电压差值，其中，N为一个开关周期内参考输出电压和当前输出电压的总比较次数。
在其中一个实施例中，反激变换器包括主开关管和同步整流管，在获得反激变换器的输出电压之后，还包括：
根据输出电压生成占空比信号；
根据占空比信号生成第一控制信号和第二控制信号；
根据第一控制信号对主开关管进行控制，并根据第二控制信号对同步整流管进行控制。
一种反激变换器的输出电压获取装置，包括：
参考电压获取模块，用于获取反激变换器的参考输出电压；
电压采样模块，用于在反激变换器的连续M个开关周期的每个开关周期的复位时间内，采样反激变换器的当前输出电压，其中，M为正整数；
输出电压获取模块，用于根据参考输出电压和当前输出电压，采用二分法逐次逼近当前输出电压，直至M个开关周期结束，获得反激变换器的输出电压。
在其中一个实施例中，参考电压获取模块具体用于，
计算预设数字输出电压上限与预设数字输出电压下限之间的电压差值；
电压差值的二分之一叠加至预设数字输出电压下限，以获得第一数字值；
对第一数字值进行数模转换以获得参考输出电压的初始值。
在其中一个实施例中，输出电压获取模块具体用于，
比较参考输出电压和当前输出电压的大小；
如果参考输出电压大于当前输出电压，则将第一数字值降低电压差值/2i+1，其中，i为当前参考输出电压和当前输出电压的比较次数，i为正整数；
如果参考输出电压小于当前输出电压，则将第一数字值增加电压差值/2i+1；
对降低或增加后的第一数字值进行数模转换以获得参考输出电压，并继续比较参考输出电压和当前输出电压的大小，直至M个开关周期结束，第一数字值作为反激变换器的输出电压。
在其中一个实施例中，M满足以下关系：
2N+M≥电压差值，其中，N为一个开关周期内参考输出电压和当前输出电压的总比较次数。
一种反激变换器，包括所述的电压获取装置。
上述技术方案中的一个技术方案具有如下优点和有益效果：
在反激变换器的连续M个开关周期的每个开关周期的复位时间内，采样反激变换器的当前输出电压，根据参考输出电压和当前输出电压，采用二分法逐次逼近当前输出电压，直至M个开关周期结束，获得反激变换器的输出电压。由此，在输出电压较大的情况下，采用二分法逐次逼近的方式来获取反激变换器的输出电压，可以保证获取的准确性。
附图说明
图1为传统的PSR反激变换器的电路拓扑图；
图2为基于同步整流的PSR反激变换器的电路拓扑图；
图3为图2所示基于同步整流的PSR反激变换器的工作波形图；
图4为一个实施例中反激变换器的输出电压获取方法的流程图；
图5为一个实施例中反激变换器的参考输出电压的获取流程图；
图6为一个实施例中采用二分法获取反激变换器的输出电压的流程图；
图7为一个实施例中反激变换器的输出电压的获取示意图；
图8为一个实施例中反激变换器在第一个开关周期的复位时间内的工作波形图；
图9为一个实施例中反激变换器的输出电压获取装置的方框图。
具体实施方式
为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施方式做详细的说明。在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明。但是本发明能够以很多不同于在此描述的其它方式来实施，本领域技术人员可以在不违背本发明内涵的情况下做类似改进，因此本发明不受下面公开的具体实施的限制。
除非另有定义，本文所使用的所有的技术和科学术语与属于本发明的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。本文中在本发明的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是旨在于限制本发明。以上实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。
如图1所示，传统的PSR反激变换器是通过对辅助绕组NA上的电压进行采样来获得反激变换器的输出电压Vo，但由于副边二极管D1存在导通压降和导通电阻，会造成较大的输出电压误差，并且在输出电压Vo较大时，拐点前辅助绕组NA上的电压的斜率会很小，分压后可近似认为是直流，所以就很难采用双线进行拐点采样。为了有效解决副边二极管D1的问题，基于同步整流的PSR反激变换器被广泛应用，如图2所示，副边二极管D1被替换为同步整流管Q2，使得原来副边的导通压降和导通电阻大幅减小，从而减小输出电压误差。但是，基于同步整流的PSR反激变换器同样存在上述问题，即输出电压Vo较大时，无法采用双线进行采样。
本申请是发明人对以下问题的认识和研究做出的：
图3为图2所示基于同步整流的PSR反激变换器的工作波形图，其中，duty为原边主开关管Q1的开关信号，SR_duty为副边同步整流管Q2的开关信号，Ip为原边电流，Is为副边电流，Vsense为辅助绕组NA上的电压。并且，通常情况下，基于同步整流的PSR反激变换器的工作模式可包括三种，分别为DCM(Discontinuous Conduction Mode，断续导通模式)、BCM(Boundary Conduction Mode，临界导通模式)和CCM(Continuous Conduction Mode，连续导通模式)。下面主要对DCM工作模式进行讨论。
参考图3所示，在DCM工作模式中，可将一个开关周期T分成三段，分别为导通时间ton、复位时间tr和死区时间tdead。
在导通时间ton内，原边主开关管Q1处于导通状态，此时变压器Tb的原边充当一个电感的作用，用于储存能量，原边电流Ip将从零开始线性上升，直至主开关管Q1断开，原边电流Ip上升至最大值Ipeak。根据变压器Tb的同异名端特性可知，当电流从原边的同名端流入时，副边电流就会从副边的同名端流出，但由于导通时间ton内，副边同步整流管Q2处于断开状态，所以此时副边电流Is为零，辅助绕组NA的采样电压Vsense为一个负数值。
在主开关管Q1经过了一个导通时间ton后，在同一个开关周期T的剩余时间内，该主开关管Q1都将处于断开状态，由于反激变换器工作在DCM工作模式中，所以可以把主开关管Q1断开的这段时间分成两段，分别为复位时间tr和死区时间tdead。在复位时间tr内，由于主开关管Q1从导通状态变成断开状态，所以根据变压器Tb的电感特性，副边电压会反向，同时由于副边同步整流管Q2处于导通状态，所以存储在变压器Tb内的能量可以通过副边释放出来，从而产生副边电流Is，并且该电流将从峰值Ipeak_s线性下降至零。其中，在主开关管Q1断开的瞬间，由于漏感和主开关管Q1的寄生电容的作用，辅助绕组NA的采样电压Vsense会产生一个较小且持续时间较短的电压振荡，在该电压振荡消失后，辅助绕组NA的采样电压Vsense会在复位时间tr内近似线性衰减。
在复位时间tr结束后，在DCM工作模式中，一个开关周期T并未结束，剩下的时间为死区时间tdead。在死区时间tdead内，由于主开关管Q1的寄生电容中仍存在一部分的能量未释放出来，所以主开关管Q1的寄生电容会与原边绕组Np的励磁电感发生谐振，直至下一个开关周期T导通。同时，由于死区时间tdead内，副边电流Is为零，且主开关管Q1的寄生电容会与原边绕组Np的励磁电感发生谐振，所以辅助绕组NA的采样电压Vsense将处于震荡状态。
因此上述分析可知，辅助绕组NA上的电压Vsense在导通时间ton、复位时间tr和死区时间tdead均呈现出不同的特点，但由于副边同步整流管Q2的存在，辅助绕组NA上的电压Vsense的斜率在复位时间tr内近似不变，可以认为是直流，并且在复位时间tr结束时，辅助绕组NA上的电压Vsense等于输出电压Vo，所以基于该特点，本发明提出了一种反激变换器的电压获取方法，在开关周期的复位时间内，采用二分法原理来获取反激变换器的输出电压。
图4为一个实施例中反激变换器的输出电压获取方法的流程图，如图4所示，反激变换器的输出电压获取方法包括以下步骤：
步骤402，获取反激变换器的参考输出电压。
具体而言，在采用二分法原理来获取反激变换器的输出电压时，需要一个比较基准值即参考输出电压，其中参考输出电压的初始值可预先获取。
在一个实施例中，如图5所示，获取反激变换器的参考输出电压，包括：
步骤502，计算预设数字输出电压上限与预设数字输出电压下限之间的电压差值。
具体而言，预设数字输出电压上限Vref_max可以为反激变换器的最大输出电压对应的数字值加上一定的阈值，预设数字输出电压下限Vref_min可以为反激变换器的最小输出电压对应的数字值加上一定的阈值，具体可根据实际情况进行设定。例如，在一个示例中，预设数字输出电压上限Vref_max为512，预设数字输出电压下限Vref_min为256，此时两者之间的电压差值△V＝Vref_max-Vref_min＝256。
步骤504，将电压差值的二分之一叠加至预设数字输出电压下限，以获得第一数字值，即，第一数字值Vref_digital＝Vref_min+△V/2。
步骤506，对第一数字值进行数模转换以获得参考输出电压的初始值。
在实际应用中，可通过处理器的内置模数转换器(DAC)对第一数字值Vref_digital进行数模转换，以获得参考输出电压Vref_analog的初始值，也可以采用外置模数转换器对第一数字值Vref_digital进行数模转换。其中，由于外置模数转换器会占用一定的空间且成本高、功耗大，所以优选采用内置模数转换器进行模数转换。
步骤404，在反激变换器的连续M个开关周期的每个开关周期的复位时间内，采样反激变换器的当前输出电压，其中，M为正整数。
具体地，参考图2所示，可通过采样辅助绕组NA上的电压Vsense以作为反激变换器的当前输出电压。
步骤306，根据参考输出电压和当前输出电压，采用二分法逐次逼近当前输出电压，直至M个开关周期结束，获得反激变换器的输出电压。
也就是说，根据反激变换器的开关周期波形，可在每个开关周期的复位时间内，根据参考输出电压和当前输出电压采用二分法原理逐次逼近输出电压，经过数个开关周期的逼近后，可以准确采样当前周期的输出电压。
在一个实施例中，如图6所示，根据参考输出电压和当前输出电压，采用二分法逐次逼近当前输出电压，包括：
步骤602，比较参考输出电压和当前输出电压的大小。
步骤604，如果参考输出电压大于当前输出电压，则将第一数字值降低电压差值/2i+1，其中，i为当前参考输出电压和当前输出电压的比较次数，i为正整数。
步骤606，如果参考输出电压小于当前输出电压，则将第一数字值增加电压差值/2i+1。
步骤608，对降低或增加后的第一数字值进行数模转换以获得参考输出电压，并继续比较参考输出电压和当前输出电压的大小，直至M个开关周期结束，第一数字值作为反激变换器的输出电压。
具体地，可先在连续M个开关周期T的第一个开关周期T1的复位时间tr内，采样辅助绕组NA上的电压Vsense以作为反激变换器的当前输出电压，即反激变换器的当前输出电压为Vsense，同时，获取参考输出电压Vref_analog的初始值，例如，参考输出电压Vref_analog的初始值为对第一数字值Vref_digital＝Vref_min+△V/2进行数模转换后获得的模拟值。然后，对参考输出电压Vref_analog和当前输出电压Vsense进行第一次比较，如果参考输出电压Vref_analog大于当前输出电压Vsense，则将第一数字值Vref_digital降低△V/22，即降低后的第一数字值Vref_digital’＝Vref_min+△V/2-△V/22，反之，将第一数字值Vref_digital增加△V/22，即增加后的第一数字值Vref_digital’＝Vref_min+△V/2+△V/22。
接着，对降低或增加后的第一数字值Vref_digital’进行数模转换以获得新的参考输出电压Vref_analog’，并重新采样辅助绕组NA上的电压以获得反激变换器的当前输出电压Vsense’。然后，对新的参考输出电压Vref_analog’和重新采样获得的当前输出电压Vsense’进行第二次比较，如果参考输出电压Vref_analog’大于当前输出电压Vsense’，则在前次获得的第一数字值Vref_digital’的基础上降低△V/23，反之，在前次获得的第一数字值Vref_digital’的基础上增加△V/23。
依次类推，直至第一个开关周期T1的复位时间tr结束，暂停对输出电压的逐次逼近，然后在第二开关周期T2的复位时间tr内，继续采用上述方式对输出电压进行逐次逼近，依次类推，直至M个开关周期T结束，完成对反激变换器的输出电压的获取，最终获得的反激变换器的输出电压Vref_final为最后一次比较后获得的第一数字值。其中，需要说明的是，在第二个开关周期T2至第M个开关周期TM内，参考输出电压均沿用前一开关周期结束时获得的参考输出电压，以保证输出电压逐次逼近的连续性。
在一个实施例中，M满足以下关系：2N+M≥电压差值，其中，N为一个开关周期内参考输出电压和当前输出电压的总比较次数。
具体而言，如果在第一个开关周期T1的复位时间tr内，参考输出电压和当前输出电压可以成功比较N次，那么每经过一个开关周期T，就可以把输出电压的范围减小至上一个周期的1/2N，如果2N+M≥电压差值△V，则说明可以在经过M个开关周期T，每个开关周期T经过N次的比较后，可以准确采样反激变换器的当前周期的输出电压Vref_final。因此，在反激变换器的连续M个开关周期的每个开关周期的复位时间内，采样反激变换器的当前输出电压，根据参考输出电压和当前输出电压，采用二分法逐次逼近当前输出电压，直至M个开关周期结束，可以准确获得反激变换器的当前周期的输出电压。
为使本领域技人员更清楚的了解本发明，参考图7所示，可规定输入至波形判断模块的输出电压上限为Vref_max，输出电压下限为Vref_min，两者之间的电压差值△V＝Vref_max-Vref_min，波形判断模块第一次输出给数模转换器的电压数字量Vref_digital＝Vref_min+△V/2。
然后，采样复位时间tr内，辅助绕组NA上的电压Vsense，并通过数模转换器将波形判断模块第一次输出给模数转换器的电压数字量Vref_digital转换成模拟量Vref_analog。接着，对辅助绕组NA上的电压Vsense和数模转换器第一次输出的模拟量Vref_analog进行比较，以获得比较信号Vref_comp，并根据比较信号Vref_comp的高低电平和二分法原理来判断波形判断模块第二次输出给模数转换器的电压数字量Vref_digital。其中，如果Vsense大于Vref_analog，那么比较信号Vref_comp为1，相应的波形判断模块第二次输出给模数转换器的电压数字量Vref_digital为Vref_min+△V/2+△V/4；反之，比较信号Vref_comp为0，相应的波形判断模块第二次输出给模数转换器的电压数字量Vref_digital为Vref_min+△V/2-△V/4。
依次类推，如果在第一个开关周期T1的复位时间tr内成功比较N次，那么每经过一个开关周期T，就可以把输出电压的范围减小至上一个开关周期T的1/2N，如果2N+M≥电压差值△V，则说明可以在经过M个开关周期T，每个开关周期T经过N次的比较后，可以准确采样反激变换器的当前周期的输出电压Vref_final，所获得的输出电压Vref_final为最后一次计算获得的波形判断模块输出给模数转换器的电压数字量Vref_digital。
进一步地，作为一个具体示例，图8为一个实施例中反激变换器在第一个开关周期的复位时间内的工作波形图，其中，Vsense为辅助绕组NA上的采样电压，Vref_comp为比较器输出的比较信号，Vref_max为输出电压上限，Vref_min为输出电压下限。假设，反激变换器的开关频率为100kHz，模数转换器的转换速率为1MHz，Vref_max＝512，Vref_min＝256，那么电压差值△V＝Vref_max-Vref_min＝256，一个开关周期T内模数转换器可以转换十次，而一个开关周期T的复位时间内可转换四次。
根据二分法原理，波形判断模块第一次输出给模数转换器的电压数字量Vref_digital为384，即Vref_min+△V/2＝384，由图8可知，模数转换器第一次输出的电压模拟量Vref_analog大于辅助绕组NA上的采样电压Vsense，此时比较器输出的比较信号为0，需要进一步调小电压数字量Vref_digital。根据二分法原理，波形判断模块第二次输出给模数转换器的电压数字量Vref_digital为320，即Vref_min+△V/2-△V/4＝320，由图8可知，模数转换器第二次输出的电压模拟量Vref_analog小于辅助绕组NA上的采样电压Vsense，此时比较器输出的比较信号为1，需要进一步增大电压数字量Vref_digital。根据二分法原理，波形判断模块第三次输出给模数转换器的电压数字量Vref_digital为352，即Vref_min+△V/2-△V/4+△V/8＝352，由图8可知，模数转换器第三次输出的电压模拟量Vref_analog小于辅助绕组NA上的采样电压Vsense，此时比较器输出的比较信号为0，需要进一步调小电压数字量Vref_digital。根据二分法原理，波形判断模块第四次输出给模数转换器的电压数字量Vref_digital为336，即Vref_min+△V/2-△V/4+△V/8-△V/16＝336，由图8可知，模数转换器第四次输出的电压模拟量Vref_analog大于辅助绕组NA上的采样电压Vsense，此时比较器输出的比较信号为0，需要进一步调小电压数字量Vref_digital。根据二分法原理，波形判断模块第五次输出给模数转换器的电压数字量Vref_digital为328，即Vref_min+△V/2-△V/4+△V/8-△V/16-△V/32＝328，但由于在一个开关周期T的复位时间tr内只允许经过四次比较，所以第四次比较所产生的结果328并没有办法作用在该开关周期T内，但可以将其作为下一个开关周期T的复位时间tr内的初始值进行比较。
通过对上述分析可以发现，在一个开关周期T的复位时间tr内，电压数字量Vref_digital的变化范围从最初的△V＝256，缩小到了△V/24＝16，说明在一个开关周期T的复位时间tr内，四次成功比较可将输出电压的范围缩小16倍，那么再经过一个开关周期T的四次成功比较之后，输出电压的范围将会再次缩小16倍，即△V/2^8＝1，因而在复位时间内采用二分法原理可以准确采样输出电压。
本实施例中，通过在反激变换器的连续M个开关周期的每个开关周期的复位时间内，采样反激变换器的当前输出电压，并根据参考输出电压和当前输出电压，采用二分法逐次逼近当前输出电压，直至M个开关周期结束，可获得准确的反激变换器的输出电压，从而有效解决了在输出电压较大的情况下无法采用双线进行输出电压准确采样的问题。在实际应用中，还可以增加对输出电压的判断，并在输出电压较大的情况下采用本申请的电压获取方法，而在输出电压较小时仍采用现有方法，例如，当辅助绕组NA上的电压Vsense大于预设电压阈值时，采用上述二分法原理获得输出电压；当辅助绕组NA上的电压Vsense小于等于预设电压阈值时，直接采用现有电压获取方法，以减少计算量。
需要说明的是，图7所示的模数转换器和比较器可以为外置模数转换器和外置比较器，波形判断模块可以为处理器，考虑到成本问题，优选的模数转换器和比较器可以为内置模数转换器和内置比较器，均集成在处理器中，例如，可以采用具有模数转换功能的单片机来实现。
进一步地，在一个实施例中，如图9所示，反激变换器包括主开关管和同步整流管，在获得反激变换器的输出电压之后，还包括：
步骤902，根据输出电压生成占空比信号。
步骤904，根据占空比信号生成第一控制信号和第二控制信号。
步骤906，根据第一控制信号对主开关管进行控制，并根据第二控制信号对同步整流管进行控制，以使反激变换器恒压输出。
具体而言，在获得反激变换器的输出电压之后，可对输出电压与目标电压之间的电压差值进行PI(Proportional Integral，比例积分)调节，以生成占空比信号d，然后根据占空比信号d采用PWM(Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制)控制方式生成第一控制信号duty和第二控制信号SR_duty，并根据第一控制信号duty对图2中的主开关管Q1进行控制，以及根据第二控制信号SR_duty对图2中的同步整流管Q2进行控制，从而使得反激变换器恒压输出。
本实施例中，通过根据获得的输出电压对反激变换器进行控制，可以保证反激变换器在整个过程中能够保持恒压输出，保证了系统运行的可靠性。
应该理解的是，虽然图4-6的流程图中的各个步骤按照箭头的指示依次显示，但是这些步骤并不是必然按照箭头指示的顺序依次执行。除非本文中有明确的说明，这些步骤的执行并没有严格的顺序限制，这些步骤可以以其它的顺序执行。而且，图4-6中的至少一部分步骤可以包括多个子步骤或者多个阶段，这些子步骤或者阶段并不必然是在同一时刻执行完成，而是可以在不同的时刻执行，这些子步骤或者阶段的执行顺序也不必然是依次进行，而是可以与其它步骤或者其它步骤的子步骤或者阶段的至少一部分轮流或者交替地执行。
在一个实施例中，提出了一种反激变换器的输出电压获取装置，如图9所示，反激变换器的输出电压获取装置100包括：参考电压获取模块110、电压采样模块120和输出电压获取模块130。
具体地，参考电压获取模块110用于获取反激变换器的参考输出电压；电压采样模块120用于在反激变换器的连续M个开关周期的每个开关周期的复位时间内，采样反激变换器的当前输出电压，其中，M为正整数；输出电压获取模块130用于根据参考输出电压和当前输出电压，采用二分法逐次逼近当前输出电压，直至M个开关周期结束，获得反激变换器的输出电压。
在一个实施例中，参考电压获取模块110具体用于计算预设数字输出电压上限与预设数字输出电压下限之间的电压差值；电压差值的二分之一叠加至预设数字输出电压下限，以获得第一数字值；对第一数字值进行数模转换以获得参考输出电压的初始值。
在一个实施例中，输出电压获取模块130具体用于比较参考输出电压和当前输出电压的大小；如果参考输出电压大于当前输出电压，则将第一数字值降低电压差值/2i+1，其中，i为当前参考输出电压和当前输出电压的比较次数，i为正整数；如果参考输出电压小于当前输出电压，则将第一数字值增加电压差值/2i+1；对降低或增加后的第一数字值进行数模转换以获得参考输出电压，并继续比较参考输出电压和当前输出电压的大小，直至M个开关周期结束，第一数字值作为反激变换器的输出电压。
在一个实施例中，M满足以下关系：2N+M≥电压差值，其中，N为一个开关周期内参考输出电压和当前输出电压的总比较次数。
在一个实施例中，提出了一种反激变换器，包括上述的输出电压获取装置。
关于输出电压获取装置100和反激变换器的具体限定可以参见上文中对于输出电压获取方法的限定，在此不再赘述。上述输出电压获取装置100中的各个模块可全部或部分通过软件、硬件及其组合来实现。上述各模块可以硬件形式内嵌于或独立于计算机设备中的处理器中，也可以以软件形式存储于计算机设备中的存储器中，以便于处理器调用执行以上各个模块对应的操作。
以上所述实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。
以上所述实施例仅表达了本发明的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。因此，本发明专利的保护范围应以所附权利要求为准。

Claims (6)

1.一种反激变换器的输出电压获取方法，其特征在于，包括以下步骤：
获取反激变换器的参考输出电压，包括计算预设数字输出电压上限与预设数字输出电压下限之间的电压差值；将所述电压差值的二分之一叠加至所述预设数字输出电压下限，以获得第一数字值；对所述第一数字值进行数模转换以获得所述参考输出电压的初始值；
在所述反激变换器的连续M个开关周期的每个开关周期的复位时间内，采样所述反激变换器的当前输出电压，其中，M为正整数；
根据所述参考输出电压和所述当前输出电压，采用二分法逐次逼近所述当前输出电压，直至所述M个开关周期结束，获得所述反激变换器的输出电压，包括：
比较所述参考输出电压和所述当前输出电压的大小；
如果所述参考输出电压大于所述当前输出电压，则将所述第一数字值降低所述电压差值/2i+1，其中，i为当前所述参考输出电压和所述当前输出电压的比较次数，所述i为正整数；
如果所述参考输出电压小于所述当前输出电压，则将所述第一数字值增加所述电压差值/2i+1；
对降低或增加后的第一数字值进行数模转换以获得所述参考输出电压，并继续比较所述参考输出电压和所述当前输出电压的大小，直至所述M个开关周期结束，以最后一次比较后获得的所述第一数字值作为所述反激变换器的输出电压，其中，在第二个开关周期至第M个开关周期内，参考输出电压均沿用前一开关周期结束时获得的参考输出电压，所述M满足以下关系：
2N+M≥所述电压差值，其中，N为一个所述开关周期内所述参考输出电压和所述当前输出电压的总比较次数。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述预设数字输出电压上限为所述反激变换器的最大输出电压对应的数字值加上预设阈值，所述预设数字输出电压下限为所述反激变换器的最小输出电压对应的数字值加上预设阈值。
3.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述反激变换器包括主开关管和同步整流管，在获得所述反激变换器的输出电压之后，还包括：
根据所述输出电压生成占空比信号；
根据所述占空比信号生成第一控制信号和第二控制信号；
根据所述第一控制信号对所述主开关管进行控制，并根据所述第二控制信号对所述同步整流管进行控制，以使所述反激变换器恒压输出。
4.一种反激变换器的输出电压获取装置，其特征在于，包括：
参考电压获取模块，用于获取反激变换器的参考输出电压；所述参考电压获取模块具体用于，计算预设数字输出电压上限与预设数字输出电压下限之间的电压差值；所述电压差值的二分之一叠加至所述预设数字输出电压下限，以获得第一数字值；对所述第一数字值进行数模转换以获得所述参考输出电压的初始值；
电压采样模块，用于在所述反激变换器的连续M个开关周期的每个开关周期的复位时间内，采样所述反激变换器的当前输出电压，其中，M为正整数；
输出电压获取模块，用于根据所述参考输出电压和所述当前输出电压，采用二分法逐次逼近所述当前输出电压，直至所述M个开关周期结束，获得所述反激变换器的输出电压；所述输出电压获取模块用于：
比较所述参考输出电压和所述当前输出电压的大小；
如果所述参考输出电压大于所述当前输出电压，则将所述第一数字值降低所述电压差值/2i+1，其中，i为当前所述参考输出电压和所述当前输出电压的比较次数，所述i为正整数；
如果所述参考输出电压小于所述当前输出电压，则将所述第一数字值增加所述电压差值/2i+1；
对降低或增加后的第一数字值进行数模转换以获得所述参考输出电压，并继续比较所述参考输出电压和所述当前输出电压的大小，直至所述M个开关周期结束，以最后一次比较后获得的所述第一数字值作为所述反激变换器的输出电压，其中，在第二个开关周期至第M个开关周期内，参考输出电压均沿用前一开关周期结束时获得的参考输出电压，所述M满足以下关系：
2N+M≥所述电压差值，其中，N为一个所述开关周期内所述参考输出电压和所述当前输出电压的总比较次数。
5.根据权利要求4所述的装置，其特征在于，所述预设数字输出电压上限为所述反激变换器的最大输出电压对应的数字值加上预设阈值，所述预设数字输出电压下限为所述反激变换器的最小输出电压对应的数字值加上预设阈值。
6.一种反激变换器，其特征在于，包括根据权利要求4或5所述的电压获取装置。
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