CN105871203A - 用于pfc转换器的控制设备及对应控制方法 - Google Patents

Abstract

本公开涉及用于PFC转换器的控制设备及对应控制方法。其中，一种用于设置有电感器元件和开关元件的切换模式类型的转换器的控制设备，生成用于控制开关元件的切换的驱动信号并交替地确定根据输入量的电感器元件中的能量存储的相位和存储在电感器元件中的能量的传输至其上存在输出量的输出元件的相位；控制设备通过基于输出量的值的控制生成驱动控制以调制同一输出量。具体地，估计块确定输出量的估计值，并且驱动块根据所述估计值生成驱动信号。

Description

用于PFC转换器的控制设备及对应控制方法

技术领域

本公开涉及用于电源转换器的控制设备，具体地，涉及用于功率因数校正(PFC)的转换器以及进一步涉及对应控制方法。

背景技术

开关模式的电源是已知的，其被设计为将输入处接收的量(例如，来自电网供电的AC电压)转换为用于为电负载(例如，LED组)供电的经过调节的输出量(例如，DC电压)。

这些电源通常必须满足关于对应电性能的严格要求：例如，它们必须保证高品质因数并且基本一致的功率因数。

为此，通常设想在电源的输入级中使用所谓的功率因数校正(PFC)类型的电源转换器，其通过专门提供的控制设备来控制用于在吸收电网供电期间调节功率因数。

通过示例，图1示出了升压类型的PFC转换器(整体由1来表示)的电路图，其通过由2表示的对应控制设备来控制(然而，应该强调的是，以下可以应用于不同类型的转换器，例如返驰或降压-升压类型)。

控制设备2被设置为集成电路，并具有封装和对应的输入和输出管脚；集成电路可以安装在与PFC转换器1的电路部件相同的印刷电路板(PCB)上。

具体地，在该结构中，PFC转换器1具有：输入端IN，其上存在通过整流器级根据例如由电网供电提供的AC电源电压V_AC(这里未示出)生成的DC输入电压V_in；以及输出端OUT，连接至电荷存储元件4(尤其是电容器)，其上存在值大于输入电压V_in且以期望值(例如，400V)调节的输出电压V_out(例如，DC电压)。

PFC转换器1包括：电感器5，连接在输入端IN和第一内部节点N₁之间；开关元件6，尤其是MOSFET，连接在第一内部节点N1和第二内部节点N₂之间；感应电阻器7，连接在第二内部节点N₂和地参考端(GND)之间；以及二极管元件8，其阳极连接至第一内部节点N₁且其阴极连接至输出端OUT。

开关元件6具有连接至第一内部节点N₁的第一电流传导端(尤其是相应MOSFET的漏极端)、连接至第二内部节点N₂的第二电流传导端(尤其是相应MOSFET的源极端)以及与相应MOSFET的栅极端一致的控制端。

在第二内部节点N₂上，进一步要求控制电压V_CS，其是在给定操作条件下流过电感器5的电流的函数。

PFC转换器1进一步包括辅助绕组9，其磁性地耦合至电感器5并且其上存在控制电压V_ZCD。

控制设备2具有：输入管脚2a，被设计为接收来自电阻分压器10a的表示输入电压V_in的控制电压V_{c_in}，其中电阻分压器10a连接至输入端IN并且通过第一分压电阻器和第二分压电阻器形成，在它们之间限定其上存在控制电压V_{c_in}的反馈节点；输入管脚2b，被设计为接收来自电阻分压器10b的表示输出电压V_out的第二控制电压V_{c_out}，其中电阻分压器10b连接至输出端OUT并且通过相应的第一分压电阻器和第二分压电阻器形成，在它们之间限定其上存在第二控制电压V_{c_out}的相应反馈节点；输入管脚2c，被设计为连接至辅助绕组9并且接收作为辅助绕组9两端的电压的函数的控制电压V_ZCD；输入管脚2d，被设计为连接至第二内部节点N₂并且接收作为感应电阻器7两端的电压的函数的控制电压V_CS；以及输出管脚2e，被设计为连接至开关元件6的控制端以及以脉宽调制(PWM)提供用于控制开关元件6的切换的驱动电压V_GD。

具体地，控制设备2可以被配置为以所谓的转变模式(也被定义为“临界传导”或“边界传导”模式)控制PFC转换器1的操作。

在每个切换循环处，控制设备2在ON间隔Ton(工作周期的ON间隔)期间控制开关元件6的闭合，在此期间来自电源的电流在电感器5和开关元件6中朝向地(ground)循环，确定同一电感器5中的能量的存储。

基于输出电压V_out的值(尤其是表示输出电压V_out的控制电压V_{c_out}的值)与适当的参考电压进行比较，通过专门提供的反馈控制环路，由控制设备2确定ON间隔T_on的持续时间。以没有详细描述的方式，控制环路还可以基于峰值电流控制。

接下来，控制设备2在OFF间隔T_off(工作周期的OFF间隔)期间控制开关元件6的打开，在此期间先前存储在电感器5中的能量被传输至负载和电荷存储元件4。

具体地，在完成能量传输时，电感器5中的电流为零。第一内部节点N₁处的电压(以下指定为“相位电压Vph”)基于第一内部节点N₁上存在的电容(主要由于开关元件6的MOSFET的漏极端上的寄生电容和二极管元件8(处于断开状态)的寄生电容)满足输入电压V_in的值周围的谐振条件。

当第一内部节点N₁上的电压达到等于2·V_in-V_out的低阈值或者在该表达式产生低于0的值的情况下等于0时，该谐振相位终止(再次引起能量存储相位)。

如果开关元件6闭合(并且对应的MOSFET导通)，此时，即在对应MOSFET的漏极电压上存在的最小共振处，当完成能量传输时，转换器以零电流和电压的切换条件下进行操作，能够实现高效率。这种控制被定义为“零电流检测”(ZCD)。

基于作为辅助绕组9两端的电压的函数的控制电压V_ZCD，由控制设备2执行零电流检测，由此执行OFF间隔T_off的持续时间的确定。因此，控制电压V_ZCD表示电感器5中的零电流(以及零电压)状态。

具体地，确定控制电压V_ZCD的值在谐振期间达到0的瞬间，其对应于第一内部节点N₁上的相位电压V_ph等于输入电压V_in的瞬间。

即使所描述的解决方案能够整体上得到良好的控制性能，但本发明的申请人发现其还具有一些缺陷。

具体地，如前所述，控制开关元件6的切换要求通过电阻分压器10b检测输出电压V_out，然而这涉及可观的功耗。

在电阻分压器中使用的电阻器的电阻的确实较高以使电流泄露最小化，例如其在几十MΩ的级别。考虑到输出电压V_out的400V的值，电阻器由此承担近似16mW的功耗。进一步考虑到整个电源转换器可以具有不大于60mV的目标功耗，与电阻分压器10b相关的消耗相当于总功耗的25％。

此外，明确的是，在控制设备2中要求特定管脚2b，用于读取输出电压Vout的值，从而增加封装的尺寸和制造成本。

发明内容

本发明的目的在于解决前述至少一些问题。

根据本公开，如在权利要求中所限定的，由此提供用于转换器的控制设备、对应转换器以及对应的控制方法。

附图说明

为了更好地理解本公开，现在仅通过非限制性示例并参照附图描述优选实施例，其中：

图1示出了已知类型的PFC转换器和对应控制设备的示意性电路图；

图2示出了根据本公开一个实施例的PFC转换器和对应控制设备的示意性电路图；

图3A、图3B、图4A、图4B、图5A和图5B示出了不同操作条件下的与图2的PFC转换器相关联的电量的曲线图；

图6是由图2的PFC转换器的控制设备执行的控制操作的流程图；以及

图7示出了包括图2的PFC转换器的切换模式电源的简化框图。

具体实施方式

如将要详细描述的，本公开的一个方面设想转换器的控制设备被配置为估计输出电压V_out的值，由此避免使用专用于检测输出电压V_out的电阻分压器以及同一控制设备中的相关输入管脚。

具体地，根据输入电压V_in和PFC转换器的工作周期D(工作周期D以已知方式表示PFC转换器的开关元件的切换周期中的ON间隔T_on和OFF间隔T_off之间的比率)来估计输出电压V_out的值。

例如，在先前描述的升压类型的PFC转换器的情况下，对于前述估计，应用将输出电压V_out链接至输入电压V_in的以下已知关系：

$V_{out}=\frac{V_{in}}{1-D}$

或者类似地：

$V_{out}=\frac{V_{in}}{T_{off}}\·T$

其中，T是切换周期。

根据工作周期D将输出电压V_out链接至输入电压V_in的表达式可以在PFC转换器的不同拓扑的情况下不同(以已知方式，本文没有详细描述)。

详细地，图2示出了用于PFC转换器(例如，由21表示的升压类型)的控制设备(这里由20表示)。

PFC转换器21基本对应于进行参考的图1所示的PFC转换器1(对应元件通过相同的参考标号来表示)，除了缺少连接至输出端Out的电阻分压器。

以与参照前述图1描述的类似方式，控制设备20设置有：输入管脚2a，被设计为接收表示输入电压Vin的控制电压V_{c_in}；输入管脚2c，被设计为连接至辅助绕组9并接收作为辅助绕组9两端的电压的函数的控制电压V_ZCD；输入管脚2d，被设计为连接至第二内部节点N₂并接收作为感应电阻器7两端的电压的函数的控制电压V_CS；以及输出管脚2e，被设计为连接至开关元件6的控制端并以脉宽调制(PWM)提供用于控制开关元件6的切换的驱动电压V_GD。

代替地，控制设备20不具有专用于通过电阻分压器检测输出电压V_out的又一输入管脚。

在该实施例中，控制设备20包括估计块22，其连接至输入管脚2a，用于接收控制电压V_{c_in}，以及连接至输入管脚2c，用于接收控制电压V_ZCD。

估计块22被配置为根据输入电压Vin和PFC转换器21的工作周期D估计输出电压V_out的值，并且用于基于控制电压V_ZCD确定工作周期D的值。具体地，估计块22确定控制电压V_ZCD的值达到零的瞬间，以确定OFF间隔T_off的持续时间(也可以参考前面的描述)。

估计块22由此包括比较器(在图2中未示出)，其将控制电压V_ZCD的值与接近或等于0的低阈值进行比较。比较器的切换确定控制电压V_ZCD的零交叉检测(ZCD)的瞬间。

控制设备20还包括驱动块24，其接收输出电压V_out的估计值并通过适当的控制算法(这里没有详细描述，其可以类似于已知算法，基于电阻分压器检测的输出电压，例如基于峰值电流控制)根据估计值和控制电压V_CS生成用于驱动开关元件6的切换的驱动电压V_GD。

本发明的申请人发现，基于控制电压V_ZCD确定工作周期D的值可能是不精确的，从而至少在一些操作条件下在估计输出电压V_out的值时发生错误。

如前所讨论的，事实上，在谐振条件下发生控制电压V_ZCD的零交叉，这是由于电感器5的电感和第一内部节点N1上存在的寄生电容。具体地，寄生分量的存在在电感器5中循环的电流中引起负偏移，随后相同电流达到0值。开关元件6的MOSFET的输出电容初始以输出电压V_out充电并且从而利用共振放电。

从而，理想地，控制电压V_ZCD的曲线应该对应于方波(当电感器5中的电流为正时为正，且在同一电流为零时为负)，实际上该曲线为正弦波。

由此，这会在控制电压V_ZCD的正弦波曲线与零交叉的瞬间以及具有相同工作周期的理想方波与零交叉的瞬间之间引起时间误差或偏差。

具体地，上述时间误差可以定义为控制电压V_ZCD与零交叉的瞬间(或者类似地，第一内部节点N₁的电压变为等于输入电压V_in)与对应于具有相同平均值(或者换句话说具有由曲线包住的相同面积)的方波的下降沿的瞬间(在这种情况下，等于输入电压Vi_n)之间的差。

根据本发明的又一方面，控制设备20的估计块22由此被配置为确定前述时间误差，并由此校正基于控制电压V_ZCD的值执行的工作周期D的值的确定。具体地，如以下详细描述的，根据控制电压VZCD的图案中的共振周期的值执行该校正。

本发明的申请人进一步意识到，根据输出电压V_out和输入电压V_in之间的关系，控制电压V_ZCD具有两种不同的图案：第一图案，在图3a中示出，在应用关系V_out<2·V_in的情况下；以及第二图案，在图3b中示出，在应用关系V_out>2·V_in的情况下。

从而，控制设备20的估计块22被配置为使用以下算法确定前述时间误差：第一计算算法，在应用关系V_out<2·V_in的情况下；以及第二计算算法，不同于第一算法，替换地在应用关系V_out>2·V_in的情况下。

为了详细描述第一计算算法，现在参照图4a，其示出了第一内部节点N₁处的相位电压V_ph的正弦波曲线，其具有对应于控制电压V_ZCD的图案。

当开关元件6断开时，相位电压V_ph基本等于输出电压V_out，并且当开关元件6接通时，基本等于0(地)。此外，在开关元件6的OFF状态和ON状态之间的转变处，输出电压V_out本身具有正弦图案(平均值等于输入电压V_in)和振荡周期T_res，并且振幅包括在输出电压V_out和由表达式2·V_in-V_out给定的值之间。

利用图4a中的线性部分示意性地近似该正弦图案，其进一步(利用虚线)示出了包括在输出电压V_out和零之间并具有相同平均值(等于输入电压V_in，并且具有与限定相位电压V_ph的曲线的曲线具有相同的包围面积)的理想方波。具体地，理想方波假设等效时间T_eq处的平均值V_in，由此表示理想ZCD瞬间。

根据前述图4a的检查，通过几何原因，可以得到以下关系

$V_{out}\&CenterDot;T_{eq}=V_{in}\&CenterDot;\frac{T_{res}}{2}$

其进一步对应于理想方波的平均值与相位电压V_ph的平均值之间的平等条件。

根据前述表达式，可以得到：

$T_{eq}=\frac{V_{in}}{V_{out}}\&CenterDot;\frac{T_{res}}{2}$

从而，通过以下等式给出由于谐振条件在确定ZCD瞬间时的时间误差T_err：

$T_{err}=T_{eq}-\frac{T_{res}}{4}=\frac{2\&CenterDot;V_{in}-V_{out}}{V_{out}}\&CenterDot;\frac{T_{res}}{4}$

根据上面的表达式，控制设备20的估计块22由此能够根据输入电压V_in的值、振荡周期T_res的值和输出电压V_out的期望值(例如，400V)确定时间误差T_err。

根据本发明的又一方面，控制设备20能够确定振荡周期T_res(假设基本恒定)，在共振自由且不被中断的情况下(即，在检测ZCD瞬间之后不闭合开关元件6)监控控制电压V_ZCD的曲线。

具体地，振荡周期T_res的确定可以有利地在启动的初始条件或PFC转换器21的初始化中进行，或者还可以实时进行，在其操作期间，在这种情况下为这种目的奉献预定数量的切换循环(电源由此不被传输至负载的切换循环)。

此外，有利地，控制设备20可以以预设时间间隔更新振荡周期T_res的值，以防止例如由于部件的劣化或老化或者环境操作条件的变化(在PFC转换器21的活动的加长周期的情况下)而引起的同一值的偏移或偏差。

在任何情况下，一旦确定了时间误差T_err，控制设备20的估计块22就能够基于以下表达式执行根据ZCD瞬间的检测(如图5a所示，其示出了控制电压V_ZCD的曲线)确定的OFF间隔T_off的值的校正：

T_off'＝T_off+T_err

然后，同一估计块22通过以下表达式根据OFF间隔T_off的校正值T_off’估计输出电压V_out的值：

${\stackrel{\&OverBar;}{V}}_{out}=V_{in}\&CenterDot;\frac{T}{{T_{off}}^{\&prime;}}$

其中，T是切换周期，以及是输出电压V_out的前述估计值。

其可以进一步表示应用以下表达式：

${\stackrel{\&OverBar;}{V}}_{out}=2\&CenterDot;V_{in}\&CenterDot;\frac{2\&CenterDot;T-T_{res}}{4\&CenterDot;T_{off}-T_{res}}$

其直接将输出电压V_out的估计值链接至输入电压V_in、振荡周期T_res和OFF间隔T_off。

现在参照图4b描述在应用关系V_out>2·V_in的情况下使用的第二计算算法。

在这种情况下，在开关元件6的OFF状态和ON状态的转变时，相位电压V_ph具有正弦曲线，再次利用等于V_out/2的平均值的线性部分来近似。

图4b还示出了理想方波，其包括在输出电压V_out和零之间且具有相同的平均值。

以类似于前面讨论的方式，可以得到用于等效时间T_eq的表达式：

$T_{eq}=\frac{V_{out}}{2}\&CenterDot;\frac{T_{res}}{4}\&CenterDot;\frac{1}{V_{in}-V_{out}}$

通过以下等式，在这种情况下给出确定ZCD瞬间时由于谐振引起的时间误差T_err：

$T_{err}=\frac{T_{res}}{4}-T_{eq}=\frac{V_{in}-\frac{V_{out}}{2}}{V_{in}-V_{out}}\&CenterDot;\frac{T_{res}}{4}$

根据该表达式，控制设备20的估计块22能够根据输入电压V_in的值、振荡周期T_res的值和输出电压V_out的期望值来确定时间误差T_err。

一旦得到时间误差T_err，估计块22就基于以下表达式根据ZCD瞬间的检测(如图5b所示)确定的OFF间隔T_off的值的校正：

T_off'＝T_off-T_err

然后，同一估计块22通过以下表达式根据OFF间隔T_off的校正值T_off’估计输出电压V_out的值：

${\stackrel{\&OverBar;}{V}}_{out}=V_{in}\&CenterDot;\frac{T}{{T_{off}}^{\&prime;}}$

其可以进一步示出应用以下表达式：

${\stackrel{\&OverBar;}{V}}_{out}=V_{in}\&CenterDot;\frac{T_{res}-4T-4T_{off}-\sqrt{16T^2-32T\&CenterDot;T_{off}+{T_{res}}^2-8T_{off}\&CenterDot;T_{res}+16{T_{off}}^2}}{T_{res}-8T_{off}}$

该表达式将输出电压V_out的估计值直接链接至输入电压V_in、振荡周期T_res和OFF间隔T_off。

本申请的申请人利用实验测试以本公开提供的精度验证了时间误差T_err以及随后增加的程度。

例如，考虑230V_AC(325V_DC)的输入电压V_in、400V的期望输出电压V_out、14.20μs(70kHz的频率)的切换周期以及确定为等于1μs的振荡周期T_res：工作周期D的值为0.1875；ON间隔T_on(基于ZCD瞬间确定)为2.66μs；以及校正值T_on’为2.5μs，结果误差为5.8％(其可以根据本公开进行校正)。

作为又一示例，考虑265V_AC(375V_DC)的输入电压V_in、400V的期望输出电压V_out、14.20μs(70kHz的频率)的切换周期以及1μs的振荡周期T_res：这种情况下的工作周期D的值为0.0625；ON间隔T_on为887.5μs；校正值T_on’为668.75μs，结果误差为24.6％(其可以根据本公开进行校正)。

现在参照图6的流程图描述由控制设备20执行的用于估计输出电压V_out的操作流程的示意性总结。

在由30表示的初始步骤中，控制设备20控制开关元件6以促进谐振条件并刺激控制电压V_ZCD的振荡。具体地，施加于开关元件6的MOSFET的栅极端的一个或多个脉冲引起谐振，此后开关元件6在ZCD瞬间不会再次接通用于不抑制振荡，并由此通过分析控制电压V_ZCD(精确地，在自由振荡的条件下)测量振荡周期T_res。

具体地，该操作可以在PFC转换器21的启动时执行，或者在同一PFC转换器21的操作期间执行，在这种情况下相同的切换循环将被分配给确定振荡周期T_res的值的操作来代替专用于将功率传输至负载。

然后，振荡周期T_res的值被认为基本恒定(但是用于周期性更新，如后所述)。

在PFC转换器21的正常操作期间，每当控制设备20被要求提供输出电压V_out的值用于控制操作的目的(可以使用任何已知技术执行的控制)，如步骤32中所示意性表示的，估计块22基于前面讨论的表达式确定输出电压V_out的估计值

具体地，估计块22对基于控制电压V_ZCD确定的ZCD瞬间的值应用适当校正(步骤34)，并相应地确定工作周期D的校正值，此后其基于将输入电压链接至输出电压V_out本身的表达式(已知类型并根据PFC转换器21的电路类型)执行输出电压V_out的值的估计(步骤36)。

为了前述操作的目的，估计块22基于输入电压V_in和输出电压V_out的值进行初步检查，用于实施步骤34中的时间误差T_err的计算的第一算法或第二算法。

例如，可以在PFC转换器21的每个切换循环或半循环处执行输出电压V_out的值的估计操作。

此外，根据本发明的又一方面，控制设备20被配置用于确定执行更新振荡周期T_res的值的操作的需要(步骤38)，例如一旦从上次的更新已经过去了预设的时间间隔，或者在控制设备20验证存在给定环境条件或给定操作参数的情况下。

在这种情况下，操作返回步骤30，用于以基本类似于先前所述的方式重新确定针对周期T_res的值，然后进行PFC转换器21的通常控制操作。

如前所述，如图7所示，PFC转换器21和对应控制设备20可以有利地用于切换模式电源40。

具体地，开关模式电源40包括：整流器级41(例如，二极管桥类型)，连接至电网供电电源42(在该示例中通过EMI滤波器43)；以及电容输入元件44，连接至其上存在输入电压V_in的整流器级41的输出。

开关模式电源40还包括PFC转换器21，其输入端IN连接至电容输入元件44且其输出端OUT连接至电容输出元件45(与前面限定的电荷存储元件4一致)。

控制设备20控制PFC转换器21的操作，用于确保从电网供电42吸收电力期间的期望功率因数。

开关模式电源40还包括输出电源转换器46(在该示例中为DC/DC类型)，其输入连接至电容输出元件45并被设计为向负载(未示出)提供期望的输出电压，例如具有相对于输入电压V_out的值适当减小的值。

所提出的解决方案的优势根据以上描述为变得显而易见。

在任何情况下，需要强调的是本公开的解决方案至少能够由于没有专用于检测输出电压V_out的电阻分压器而显著降低转换器所要求的功耗。

此外，控制设备20可以有利地具有较少数量的管脚(假设专用于检测前述输出电压V_out的管脚不是必须的)，从而减少了占用面积并简化了封装。

由于由控制设备20实施的输出电压V_out的估计的精确技术，在不明显降低控制性能的情况下进一步实现上述优势。

最后，明显的是，在不背离本公开的范围的情况下可以对本文所述和示出的进行修改和变化。

具体地，再次指出，即使前面的描述明确参考升压型转换器，但本发明的解决方案可以有利地应用于其他类型的转换器，例如返驰类型或降压-升压类型和对应变形(具有显而易见的修改，尤其是根据输入电压V_in和工作周期D的输出电压V_out的表达式以及用于确定时间误差T_err的表达式)。

所描述的控制设备和方法可用于控制任何电源转换器，而不仅限应用于在前面的描述中明确参考的应用功率因数控制。

还明确的是，转换器还可以通过不同于电网供电的电源来提供。

最后，应该强调的是，根据本公开解决方案的转换器可以有利地提供前面的处理通过非限制示例明确参考的电压调节器或转换器，或者当前的电流调节器或转换器(例如，在用于LED或电池充电的驱动设备中)。

上面描述的各个实施例可以组合来提供又一些实施例。在该说明书中参考和/或在申请数据表中列出的所有美国专利、美国专利申请公开、美国专利申请、外国专利、外国专利申请和非专利公开均结合于此作为参考。如果需要的话可以修改实施例的各个方面以使用各个专利、申请和公开的概念以提供又一些实施例。

可以对上面详细描述的实施例进行这些和其他变化。通常，在以下权利要求中，所使用的术语应该不将权利要求限于说明书和权利要求中公开的具体实施例，而是应该包括所有可能的实施例以及权利要求的所有等效范围。因此，不通过本公开来限制权利要求。

Claims (21)

1.一种控制设备，用于控制包括电感器元件和开关元件的切换模式类型的转换器，所述控制设备被配置为生成驱动信号，所述驱动信号用于控制所述开关元件的切换并交替地确定从输入量开始的所述电感器元件中的能量的存储的相位和存储在所述电感器元件中的能量传输至其上存在输出量的输出元件的相位，所述控制设备被配置为通过基于所述输出量的值的控制生成所述驱动信号以调节所述输出量，并且所述控制设备包括被配置为确定所述输出量的估计值的估计块和被配置为根据所述估计值生成所述驱动信号的驱动块。

2.根据权利要求1所述的设备，其中所述估计块被配置为根据所述输入量的值和与所述切换相关联的工作周期的值生成所述输出量的所述估计值。

3.根据权利要求2所述的设备，其中所述转换器包括辅助绕组，所述辅助绕组磁性耦合至所述电感器元件并且其上存在控制电压；并且其中所述估计块被配置为虑及从所述电感器元件传输能量到所述输出元件的结束处的所述控制电压上的谐振条件的开始，根据所述控制电压和校正因数确定所述工作周期的值。

4.根据权利要求3所述的设备，其中在所述谐振条件下，所述控制电压具有正弦图案；并且其中所述估计块被配置为基于所述控制电压达到零的瞬间与理想方波达到零的瞬间之间的时间差确定所述校正因数，所述理想方波具有与所述控制电压相同的平均值。

5.根据权利要求3所述的设备，其中所述估计块被配置为验证所述输出量和所述输入量之间的比较关系；并且实施第一计算算法或可选地实施第二计算算法，以根据所述验证的结果确定所述校正因数。

6.根据权利要求5所述的设备，其中所述估计块被配置为根据与所述谐振条件相关联的振荡周期确定所述校正因数。

7.根据权利要求6所述的设备，其中所述估计块被配置为确定在所述转换器的启动的初始阶段执行的初始化阶段中的所述振荡周期的值。

8.根据权利要求7所述的设备，其中所述估计块被进一步配置为在所述转换器的操作期间执行针对所述振荡周期所确定的值的更新的至少一个操作。

9.根据权利要求1所述的设备，还包括耦合至所述输出元件用于检测所述输出量的电路元件。

10.一种控制方法，用于控制包括电感器元件和开关元件的切换模式类型的转换器，所述方法包括以下步骤：生成驱动信号，用于控制所述开关元件的切换以及交替地确定根据输入量的所述电感器元件中的能量的存储的相位以及存储在所述电感器元件中的能量传输至其上存在输出量的输出元件的相位，其中生成所述驱动信号包括实施基于所述输出量的值的控制以调节所述输出量，并且所述方法还包括确定所述输出量的估计值并根据所述估计值生成所述驱动信号。

11.根据权利要求10所述的方法，其中确定估计值的所述步骤包括：根据所述输入量的值以及与所述切换相关联的工作周期的值生成所述输出量的所述估计值。

12.根据权利要求11所述的方法，其中所述转换器包括辅助绕组，所述辅助绕组磁性耦合至所述电感器元件并且其上存在控制电压；并且其中确定估计值的所述步骤包括：虑及从所述电感器元件传输能量到所述输出元件的结束处的所述控制电压上的谐振条件的开始，根据所述控制电压和校正因数确定所述工作周期的值。

13.根据权利要求12所述的方法，其中确定估计值的所述步骤包括：根据与所述谐振条件相关联的振荡周期确定所述校正因数。

14.根据权利要求13所述的方法，其中确定所述校正因数的所述步骤包括：确定在所述转换器的启动的初始阶段执行的初始化阶段中的所述振荡周期的值。

15.根据权利要求14所述的方法，其中确定所述校正因数的所述步骤还包括：在所述转换器的操作期间执行针对所述振荡周期所确定的值的更新的至少一个操作。

16.一种电子装置，包括：

转换器，包括电感器元件和开关元件；以及

控制设备，耦合至所述转换器并被配置为交替地确定从输入量的所述电感器元件中的能量的存储的相位和存储在所述电感器元件中的能量传输至其上存在输出量的输出元件的相位，所述控制设备包括被配置为确定所述输出量的估计值的估计块，所述估计块被配置为根据所述输入量的值和所述转换器的工作周期的值生成所述输出量的估计值，所述估计块被进一步配置为根据响应于所述电感器元件两端的电压生成的控制信号以及根据补偿从所述电感器元件向所述输出元件传送能量的结束处的所述控制电压上的谐振条件的开始的校正因数确定所述工作周期，并且所述控制设备进一步包括被配置为根据控制所述开关元件的切换的所述估计值生成所述驱动信号的驱动块。

17.根据权利要求16所述的设备，其中所述转换器包括辅助绕组，所述辅助绕组磁性耦合至所述电感器元件并且其上存在控制电压；并且其中所述估计块被配置为虑及从所述电感器元件传输能量到所述输出元件的结束处的所述控制电压上的谐振条件的开始，根据所述控制电压和校正因数确定所述工作周期的值。

18.根据权利要求17所述的设备，其中在所述谐振条件下，所述控制电压具有正弦图案；并且其中所述估计块被配置为基于所述控制电压达到零的瞬间与理想方波达到零的瞬间之间的时间差确定所述校正因数，所述方波具有与所述控制电压相同的平均值。

19.根据权利要求18所述的设备，其中所述估计块被配置为验证所述输出量和所述输入量之间的比较关系；并且实施第一计算算法或可选的第二计算算法，以根据所述验证的结果确定所述校正因数。

20.根据权利要求18所述的设备，其中所述估计块被配置为根据与所述谐振条件相关联的振荡周期确定所述校正因数。

21.根据权利要求16所述的装置，还包括：

输入级，耦合至被配置为提供所述输入量的电源，所述输入量是电压；以及

输出级，被配置为根据所述输出量向负载提供调节量，其中所述调节量是电压。