CN105576976A - 用于准谐振开关变换器的控制设备以及相应的控制方法 - Google Patents

Abstract

本申请涉及用于准谐振开关变换器的控制设备以及相应的控制方法。提供一种用于开关变换器的控制设备，所述开关变换器具有变压器，变压器具有接收输入量的初级绕组、提供输出量的次级绕组、提供反馈量的辅助绕组以及开关元件。所述控制设备具有处理模块，用于生成控制信号，所述控制信号用于基于反馈量来切换开关元件，以便经由能量存储阶段和能量转移阶段的交替而调整输出量。所述处理模块通过对所述反馈量和比较阈值进行比较来控制能量转移阶段的结束。鉴别电路生成信号，用于在输出上存在短路或输入量低于阈值的事实之间进行鉴别。所述处理模块还基于所述鉴别信号控制所述能量转移阶段的结束。

Description

用于准谐振开关变换器的控制设备以及相应的控制方法

技术领域

本公开内容涉及一种用于准谐振开关变换器的控制设备，并且进一步涉及相应的控制方法。

背景技术

功率开关变换器(也称为“开关稳压器”)是已知的，其被设计用于将在输入处接收到的量例如来自电气网络的AC电压转换为调整过的输出量例如DC电压。

通常要求这种变换器符合关于相应的电气性能的严厉的要求，例如确保高质量因数或基本上一致的功率因数。

已经证明为有效的控制模式为准谐振模式；图1通过示例描述了逆向变换器(flybackconverter)的配置。然而应强调的是，下述同样适用于不同类型的变换器，例如降压-升压类型的变换器。

变换器整体由1来指代，其包括变压器2，所述变压器2具有初级绕组2a、次级绕组2b以及辅助绕组2c。

所述初级绕组2a具有第一端子2a’和第二端子2a”，所述第一端子2a’通过提供输入电压V_in的整流器级4连接到供电线3，例如连接到提供AC线电压V_AC的电气干线，并且第二端子2a”连接到例如MOSFET的开关元件5。

所述开关元件5具有：特别地为各个MOSFET的漏极端子的第一电流传导端子，其连接到前述的初级绕组2a的第二端子2a”；以及特别地为各个MOSFET的源极端子的第二电流传导端子，其通过检测电阻器6连接到第一参考端子(接地，GND)。

开关元件5和检测晶体管6在其间限定了提供第一反馈电压V_CS的第一反馈节点FB₁，所述第一反馈电压V_CS为流经变压器2的初级绕组的电流的函数。

次级绕组2b具有经由二极管元件7(使得其阳极连接到相同的第一端子2b’并且其阴极连接到第一输出端子Out₁)连接到第一输出端子Out₁的相应的第一端子2b’，以及连接到第二输出端子Out₂的相应的第二端子2b”。在所述第一输出端子Out₁和所述第二输出端子Out₂之间连接电荷存储元件8，特别是电容器，在其上存在例如DC电压的输出电压V_out。

辅助绕组2c具有连接到由第一分压电阻器9a和第二分压电阻器9b形成的电阻分压器的相应的第一端子2c’和相应的第二端子2c”，在第一分压电阻器9a和第二分压电阻器9b之间定义了第二反馈节点FB₂，在该第二反馈节点FB₂上存在第二反馈电压V_ZCD。

变换器1进一步包括控制设备10(也称为“控制器”)，该控制设备10基于在相应的输入管脚上接收到的第一反馈电压V_CS和第二反馈电压V_ZCD，经由提供到相对应的MOSFET的栅极端子的控制信号S_C而以脉冲宽度调制(PWM)控制开关元件5的关断和闭合。

详细地，所述控制设备10利用峰值电流控制在准谐振模式中实现对开关元件5的管理，其设想了两种彼此循环地相随的分立的阶段：

1)能量存储阶段，在其间开关元件5为闭合(相对应的MOSFET导通，占空比周期的“ON”区间)从而在变压器2的初级绕组2a中存储能量，其中二极管元件7防止在次级绕组2b中的电流到达输出负载(此处未示出)。当第一反馈电压V_CS到达由闭合控制环路(基于峰值电流控制)定义的阈值时该步骤终止(触发接下来的能量转移步骤)；以及

2)能量转移阶段，在其间开关元件5为关断(相对应的MOSFET截止，占空比周期的“OFF”区间)，从而将之前存储在变压器2的初级绕组2a中的能量转移到次级绕组2b和在输出处连接的负载。基于在开关元件5的MOSFET的漏极端子上存在的电容，通过变压器2的初级上的谐振条件的开始来用信号通知能量转移的完成。当第二反馈电压V_ZCD降落到低于接近零的较低阈值之下时该阶段终止(再次触发能量存储阶段)。这种控制被称为“零电流检测”(ZCD)控制。

更为详细地并且如在图2中描述的，开关元件5的闭合(由控制信号S_C来确定，控制信号S_C同样在图2中示出)基于峰值电流控制模式。将在变压器2的初级中循环的电流(在图2中由I_p指示)和与闭合控制环路所生成的线电压V_AC同相的正弦参考电流进行比较，用于确定开关元件5关断的时刻(以及相对应的MOSFET的截止时刻)。

初级电流I_p的峰值I_PK的包络具有正弦波形，而由I_L指代的被线路有效地吸收的电流代表了同一初级电流I_p的平均值。在实践中该电流I_L为正弦并且与线电压V_AC同相，由此实现了功率因数的希望的修正。

为了实施准谐振控制模式，当变压器2完成了向次级绕组的能量转移(到达了去磁条件)时，开关元件5在相对应的MOSFET的漏极电压上出现最小的谐振振荡时闭合(并且相对应的MOSFET导通)。确实显示出，如果当漏极电压最小或者接近零时发生MOSFET的导通则显著降低开关损耗。

图3示出了与控制信号S_C一致的漏极电压、栅极电压以及第二反馈电压V_ZCD。为了强调振荡，图中示出了当开关元件5没有再次闭合从而如前所述地实施准谐振操作的情况下这些电压将采取的波形。

如在图3中所强调的，在MOSFET截止(在开关元件5关断)时漏极电压从基本上零值向上增加到基本上等于输入电压V_in和电压V_R的和，其对应于反馈回到初级上的输出电压V_out(即，乘以变压器2的初级绕组2a和次级绕组2b的匝数比)，其在置位区间(settlinginterval)之后到达，在所述置位区间期间发生由于变压器2的漏电感产生的振荡。

接着，当能量转移完成时，漏极电压开始在谐振条件中振荡，其中振荡的幅度等于V_in+V_R,平均值等于V_in。

为了建立MOSFET的截止的时刻，控制设备10利用第二反馈电压V_ZCD，该第二反馈电压V_ZCD为辅助电压V_aux的函数。当在变压器2的次级上的电流变为零时，在二极管元件7上的电压为零，因此在次级绕组2b上的电压(以及因此跨越辅助绕组2c的辅助电压V_aux)与输出电压V_out成正比。

控制设备10因此被配置为用于检测第二反馈电压V_ZCD的“波谷”，也就是，当第二反馈电压V_ZCD降低到较低阈值之下或者到达基本上零值时。

详细地，参照图4，控制设备10被配置为分析由分压电阻器9a、9b形成的电阻分压器获得的从前述辅助电压V_aux开始的第二反馈电压V_ZCD的描绘。

控制设备10在比较器中对第二反馈电压V_ZCD的值和被称为“引信(arming)阈值”的第一阈值Th₁进行比较。当第二反馈电压V_ZCD超过第一阈值Th₁时，引信信号ARM被切换到例如高逻辑值，并且比较器被使能为用于接下来的在相同的第二反馈电压V_ZCD和具有低于第一阈值Th₁并且接近于零的值的被称为“触发阈值”第二阈值Th₂之间进行的比较。

当第二反馈电压V_ZCD降低到低于前述的第二阈值Th₂之下时，触发信号TRIG被切换到例如高逻辑值，并且控制设备10检测到指示发生了辅助电压V_aux的波谷并且由此指示发生了去磁的条件，因此决定开关元件5的闭合。

发生在由T_blank指代的从开关元件5的关断开始的具有预设的最小值的消隐区间期间内的第二阈值Th₂的交叉则不考虑，从而防止在辅助电压V_aux上的乱真振荡可能导致的错误检测。

在图4中，导致开关元件5的再次闭合(以及PWM控制信号S_C的“OFF”区间的结束)的波谷的检测发生在由T_ZCD指代的从开关元件5的之前关断开始的检测时间区间之后。

即使变换器1具有大体上优良的电气性能，但至少关于特定操作条件而言，性能并未被最优化。

发明内容

本公开的实施例改善准谐振开关变换器操作，从而改善相对应的电气性能。

本公开的实施例涉及一种用于控制变换器的设备、相对应的变换器以及相对应的控制方法。

附图说明

为了更好地理解本公开，现在仅仅通过非限制性的例子并且参照附图描述其优选的实施例，其中：

图1示出了准谐振开关变换器的简化电路图；

图2-图4示出了与图1的变换器相关联的电气量的描绘；

图5A-图5C示出了与图1的变换器相关联的电气量的进一步描绘；

图6示出了根据本公开一个方面的图1的变换器的控制设备的简化框图；

图7示出了根据本公开一个实施例的图6的控制设备中的鉴别电路；

图8为由图6的控制设备执行的控制操作的状态图；

图9示出了根据本公开进一步实施例的图6的控制设备中的鉴别电路；

图10A和图10B为分别与图7和图9的鉴别电路相关联的电气量的描绘；

图11A-图11C为关于由图6的控制设备执行的控制操作的电气量的描绘；

图12为关于由图6的控制设备执行的进一步控制操作的状态图；以及

图13A-图13C示出了与根据本公开的变换器相关联的电气量的描绘。

具体实施方式

如之前所提及的，已知的准谐振功率开关变换器(例如，图1的变换器1，在之后将对其再次进行参考，仅仅作为非限制性的示例)在特定的操作条件下具有一些缺陷，之前所描述的准谐振控制在这些操作条件下并不能实现希望的性能和/或可能导致错误或故障。

首先，根据下面的等式，可以示出前述的检测区间T_ZCD取决于在变压器2的次级绕组2b(具有电感L_sec)中流动的电流I_S的峰值并且取决于输出电压V_out：

$T_{ZCD}=\frac{L_{\sec }\·I_s}{V_{out}}$

电流I_S的最大值与从变压器2的初级绕组2a转移到次级绕组2b的功率成正比，而同一电流I_S的峰值的包络为正弦，类似于初级电流I_P。

结果是，检测区间T_ZCD的持续时间随着输入电压V_in改变而发生变化，该持续时间具有在输入电压V_in的峰值处的最大值以及在线电压V_AC的零交叉处(或类似地，在输入电压V_in到达基本上零值时)的最小值，理想地为零。

在这个操作条件下，正如将从之前参照图4已经讨论过的清楚可知的，检测区间T_ZCD的短暂的持续时间可能被消隐区间T_blank所遮蔽，因此不会生成触发来使开关元件5闭合。

为了克服上述的缺陷，一些已知的解决方案构思了在具有包括在例如500微秒(μs)和2毫秒(ms)之间的相当长的持续时间的预设时间区间之后，生成人为触发事件。前述的解决方案引起了输入电流的相当大的失真以及相当大的总谐波失真(THD)的参数值以及变换器的功率因数(PF)的恶化。

就此而言，图5A-图5C分别示出了在线电压V_AC的零交叉处的输入电压V_in、控制信号S_C以及第二反馈电压V_ZCD的描绘，清楚地强调了在已知的控制解决方案中发生的波形的失真。

大体上，在线电压V_AC的零交叉处(其在频率为50Hz的AC电压的情况下每10ms发生一次)，由变换器的控制设备实施的比较器引信和触发机制并不允许波谷的修正检测或开关元件的开关。结果是，存在一时间区间，其中没有执行开关活动，在输出处没有转移功率并且没有从供电线吸收电流，随之发生失真的生成、PF的降低以及THD因数的增加。

在变换器的输出处发生短路的情况下(例如，在电路的负载受损由此将输出端子Out₁、Out₂设置为直接连接的情况下)，第二反馈电压V_ZCD的幅度过低以至于不能引信和触发比较器(假定其低于第一阈值Th₁和/或第二阈值Th₂)，由此生成基本上类似于与线电压V_AC的零交叉相关联的效应。

在相同的操作条件下，由变压器2的漏电感导致的高频寄生振荡具有长的持续时间，该持续时间可以比消隐区间T_blank更长。这些振荡可能因此错误地引信和触发比较器。结果是，开关元件5可能发起非常高频的开关，导致变压器2中密集且持续的磁通强度，这甚至会导致饱和。

在相同的操作条件下，二极管元件7可能遭受损坏，甚至达到故障点。

存在其他的操作条件，例如低负载条件，其中以增加电压调整效率为目的来适当地选择消隐区间T_blank的持续时间。结果是，这个持续时间可能甚至比检测区间T_ZCD更长，再一次导致比较器的错漏的触发。

同样在这个条件下，已知的解决方案构思了生成非常低的重复频率的人为触发信号，但是这导致了在输出处所提供的能量的降低以及所提供的电压或电流上的强烈的波动。

为了解决上面所强调的问题，本公开的一个方面构思了(参见图6)变换器(例如参照图1所描述的变换器1，在此对其进行参考并且为了简明起见不对其再次描述)的控制设备，其再次用10来指代，包括鉴别电路20和可操作地耦合到该鉴别电路20的处理模块21，所述处理模块21例如包括微处理器、微控制器、FPGA或类似的数字计算模块。

以已知的方式，处理模块21进一步具有适合的非易失性存储器(在图6中未示出)，例如RAM类型，其中可以存储信息和控制程序(用于实施如之后详细讨论的适合的控制策略)，例如以固件的形式。

详细地，所述处理模块21在其输入处接收第一反馈信号V_CS和第二反馈信号V_ZCD(参见之前的讨论)，在此基础之上其实施用于生成用以控制开关元件5(此处未示出)的开关的控制信号S_C的控制逻辑。

此外，所述处理模块21从鉴别电路20接收鉴别信号S_d并且被配置为还基于鉴别信号S_d生成控制信号S_C。

鉴别电路20(同样参见图7)具有用于接收分压电压V_p的第一输入，所述分压电压V_p通过由第一分压电阻器23a和第二分压电阻器23b定义的电阻分压器从输入电压V_in的分压来获取。特别地，鉴别电路20的第一输入连接到布置在第一分压电阻器23a和第二分压电阻器23b之间的分压节点N_p。所述分压电压V_p因此与输入电压V_in以及结果是与线电压V_AC成正比。

所述鉴别电路20进一步具有接收接近零的预设值例如300mV的阈值电压V_gdon的第二输入，并且包括乘法器块25以及比较器块26。所述阈值电压V_gdon的值在任何情况下都理想地接近零，与比较器块26的精度相兼容。

所述乘法器块25在其输入处接收分压电压V_p，所述分压电压V_p的峰值V_FF(以本身已知的方式生成，在此未示出)以及反馈信号V_FB，所述反馈信号V_FB为与从变压器2的初级绕组2a转移到次级绕组2b、即从供电线3转移到负载的功率成正比的模拟电压。

在一个实施例中，所述反馈信号V_FB的值被定义在控制设备10的所谓的“反馈管脚”上并且包含在最小电平(例如V_{FB_min}，然而并不必然为零)与最大电平(V_{FB_max})之间，其对应于所转移的功率为最大或者最小(可能为零)的情况。

所述乘法器块25在输出处提供基于下述的等式的鉴别电压V_d：

$V_d=\frac{k\·(V_{FB}-V_{FB\_min})\·V_p}{V_{FF}}$

其中k为绝对小于1的修正因数，例如为0.4。

结果是，根据线电压V_AC(经由分压电压V_p)的值以及在变压器2的初级绕组2a和次级绕组2b之间的功率转移因数(经由反馈信号V_FB，可能由因数V_FBmin修改)的值，得到鉴别电压V_d。

比较器块26具有接收前述鉴别电压V_d的第一输入端子和接收阈值电压V_gdon的第二输入端子。

所述比较器块26在输出处提供鉴别信号S_d，作为鉴别电压V_d和阈值电压V_gdon之间的比较结果。

根据本公开的一个方面，在由准谐振控制技术提供的引信和触发机制失败的情况下，鉴别信号S_d的值允许处理模块21从发生线电压V_AC的零交叉情况或者大致上输入电压V_in到达零值的条件(或者低于接近于零的磁化强度阈值，取决于电路参数以及取决于引信和触发阈值)鉴别出在输出处存在短路的情况，由此具有使得不生成变换器2的初级绕组2a的可感知磁化强度的值。

特别地，如果在开关元件5的关断之后的消隐区间T_blank的结束处，第二反馈信号V_ZCD尚未引信所述比较器(即，所述第二反馈信号V_ZCD的值低于第一阈值Th₁)，则前述的条件出现。由此，引信信号ARM具有例如低逻辑值“0”。

在这种情况下，如果鉴别信号S_d采用第一值(例如，低或逻辑“0”)，处理模块21获取关于输入电压V_in具有低值并且线电压V_AC接近零交叉的指示。

在这种情况下，处理模块21立即控制开关元件5的开关，用于最小化失真并且保持高功率因数(PF)以及低的总谐波失真(THD)。

代替地，在鉴别信号S_d采用第二值(例如，高或逻辑“1”)的情况下，处理模块21确定在输出处出现了短路。在这种情况下，处理模块21在控制开关元件5的开关之前等待给定的等待时间。所述便利地具有长的持续时间的延迟由此允许在设备的组件上的应力降低直到短路情况被去除。

基本上，处理模块21被配置为基于线电压V_AC发生零交叉的确定(数个μs的等待时间)或者在输出处短路的确定(更长的等待时间，甚至达数百μs)来修改在开关元件5的关断(换句话说，从变压器2的初级到次级的能量转移步骤的结束)之前的等待时间。

现在对根据本公开一个方面的由用于实施控制方法的处理模块21实施的有限状态机(FSM)的流程进行描述。

参照图8的图，在第一状态中，由30指代，从开关元件5的关断的时刻开始(由控制信号S_C的切换所指示)对具有例如为3μs的预设值的最小消隐区间T_min进行计数。

如果在最小消隐区间T_min的结束处(条件EOC_T_min＝1)，比较器被引信(由此引信信号ARM具有高逻辑值“1”，指示第二反馈电压V_ZCD超过了第一阈值Th₁这一事实)，处理模块21确定在变压器2中的磁化正确地发生，因此其继续准谐振控制操作(以未在此处详细描述的方式并且由虚线箭头指示；之后将描述相对应的控制操作的一个实施例)。

代替地，如果在最小消隐区间T_min的结束处比较器未被引信(引信信号ARM由此具有低逻辑值“0”，处理模块21进行到状态31，在该处开始对可变的消隐区间T_blank的计数，其值可以具有优势地例如通过由控制设备10接收到的设置信号来进行设置并且调整(从而优化调整操作)。

接着，如果在可变的消隐区间T_blank的结束处(条件EOC_T_blank＝1)所述比较器被引信(引信信号ARM例如具有高逻辑值“1”)，则处理模块21从状态31进行到状态32，用于实施准谐振控制。

因此，处理模块21等待比较器的触发，例如等待触发信号TRIG由于第二反馈电压V_ZCD降到低于第二阈值Th₂且指示着在所述第二反馈电压V_ZCD中检测到波谷的条件这一事实而切换到高逻辑值。

接着，算法进行到状态33，在该处开关元件5闭合(即相对应的MOSFET导通，占空比周期的ON状态)。在接下来的控制信号S_C的切换中，处理模块21从状态33返回到初始状态30。

代替地，如果在消隐区间T_blank的结束处，比较器未被引信(引信信号ARM具有低逻辑值“0”)，则可能发生两种情况，对应于线电压V_AC的零交叉的确定和在输出处的短路的存在。

特别地，在引信信号ARM具有低逻辑值并且进一步鉴别信号S_d具有低逻辑值的情况下，处理模块21确定线电压V_AC的零交叉的存在并且结果立即控制开关元件5的开关：处理模块21从状态31直接进行到状态33。换句话说，鉴别信号S_d的低逻辑值直接强迫开关元件5的接通。

代替地，在引信信号ARM具有低逻辑值并且进一步鉴别信号S_d具有高逻辑值的情况下，处理模块21确定存在短路并且结果这意味着需要等待给定的等待时间。处理模块21于是从状态30进行到状态34。

在状态34，处理模块21等待具有远远长于消隐区间T_blank的持续时间的持续时间的等待时间T_starter的结束，所述等待时间T_starter可包含在400μs和2ms之间，例如为500μs，之后算法再次进行到状态33。

参照图9，现在描述这里指代为20’的鉴别电路的不同的实施例。

所述鉴别电路20’区别于参照图7描述的电路20之处在于，其没有设想使用分压电压V_p的峰值V_FF作为乘法器块25的输入。

在这种情况下，乘法器块25基于下面等式在输出处提供鉴别电压V_d：

V_d＝k·(V_FB-V_{FB_min})·V_p

其中k仍然为绝对小于1的修正因数，例如为0.4。

根据线电压V_AC(经由分压V_p)的值以及在变压器2的初级绕组2a和次级绕组2b之间的功率转移因数(经由反馈信号V_FB)的值，得到鉴别电压V_d。

这个实施例所提供的一个优势在于消除了对于峰值V_FF的依赖。

特别地，在图7的电路中，当输入电压V_in满足下述关系时比较器块26触发：

$V_{in}=\frac{k_p\·V_{gdon}\·V_{FF}}{k\·(V_{FB}-V_{FB\_min})}$

其中Kp为由第一分压电阻器23a和第二分压电阻器23b限定的分压比。

在图7的实施例中，在该处鉴别信号S_d进行切换的输入电压V_in的值具有与分压电压V_p的峰值_VFF的直接的成正比的依赖关系。

上面的依赖关系在图10A中被强调，图10A示出了构思了当鉴别信号S_d切换时输入电压V_in被强迫为零的模拟的结果。正如已经被指出的，随着输入电压V_in的峰值改变为等于220V、150V或80V，在该处发生前述的鉴别信号S_d的切换的输入电压V_in的值相应地发生变化而等于155V、107V以及58V。

代替地，图9的电路允许鉴别信号S_d的值根据下式而无视输入电压V_in的值进行切换：

$V_{in}=\frac{K_p\·V_{gdon}}{k\·(V_{FB}-V_{FB\_min})}.$

如图10B(其对应于图10A)所描述的，随着输入电压V_in改变，在该处鉴别信号S_d进行切换的输入电压V_in的值保持相同，在例子中为50V。

在任何情况下，鉴别电路20、20’限定针对鉴别信号S_d的切换(并且结果是针对能量转移步骤的持续时间)的阈值，该阈值根据变换器2的初级绕组2a和次级绕组2b之间的功率转移因数(经由反馈信号V_FB)而发生动态地改变，并且在图7的电路的情况下，还根据线电压V_AC(经由分压电压V_p)的值而动态变化。

现在给出关于本公开的进一步的方面的描述，其设想了一旦在最小消隐区间T_min的结束处发生变压器2的次级绕组2b的正确的磁化(引信信号ARM具有高逻辑值“1”)，则关于可变的消隐区间T_blank进行适当的管理从而确保开关元件5在第二反馈电压V_ZCD的波谷处始终闭合，或者在任何情况下当第二反馈电压V_ZCD具有接近零的值时，用于最小化功率损耗。

特别地，可能产生三种不同的状况，现在参照图11A-图11C对其进行描述。所有这些状况在任何情况下都在最小消隐区间T_min的结束时已经确定了引信信号ARM指示发生了变压器2的次级绕组2b的磁化(即，其在例子中具有高逻辑值“1”)之后产生。

详细地，参照图11A(作为示例其示出第二反馈电压V_ZCD的可能描绘)，第一种状况构思在可变的消隐区间T_blank的结束时，引信信号ARM仍然为高。

在这种情况下，由处理模块21实施的控制方案构思等待触发信号TRIG的下一次切换，并且接着闭合开关元件5，以这种方式确保其在第二反馈电压V_ZCD的波谷处进行的切换。

在第二种状况下(图11B中所描述的)，在可变的消隐区间T_blank的结束时，引信信号ARM具有低值。在这种情况下，方案设想开始对例如等于3μs(或大致上包含在1μs和10μs之间)的另一等待区间T_wait进行计数。

在前述的另一等待区间T_wait的结束时，或者在同一区间内切换触发信号TRIG的情况下(也就是说，并未必须等到其结束)，开关元件5被闭合。代替地，如果在等待时间T_wait完成之前是引信信号ARM切换到高值，则在系统中存在充分的能量用于支持振荡并且结果是很有可能将检测到触发信号TRIG的新的切换。

由处理模块21实施的控制方案接着构思等待触发信号TRIG的接下来的切换，并且当其发生时，闭合开关元件5。

代替地，如图11C所描述的，第三种状况构思在等待区间T_wait的结束时，引信信号ARM仍然具有低值。在这种情况下，结论是系统中存在的残余能量并不充分，并且结果是开关元件5立即被闭合，因为没有理由再进行等待。

图12以状态图的形式对之前描述的算法进行了总结，其与参照图8所讨论的进行了集成。所述流程事实上再次从第一状态30开始，该第一状态30已经参照图8进行了描述，其中开始对最小消隐区间T_min的计数。

如果在最小消隐区间T_min的结束处，比较器被引信(在所讨论的例子中，引信信号ARM为高逻辑值“1”)，则处理模块21确定已经正确地发生了变压器2的磁化，并且流程朝向状态40前进，在该状态40处开始对可变消隐区间T_blank进行计数。

如果，在可变消隐区间T_blank的结束处，引信信号ARM具有高值(之前描述过的第一情况)，则流程从状态40前进到之前已经参照图8进行了描述的状态32，在该状态32，处理模块21等待触发信号TRIG切换到高逻辑值。之后，流程进行到状态33，在该状态33处开关元件5被闭合(即，相对应的MOSFET为ON)。流程从状态33返回到初始状态30。

取代地，如果在可变消隐区间T_blank的结束处，引信信号ARM具有低值，则流程从状态40前进到状态41，在该状态41处开始对等待区间T_wait的计数。

接着，如果在等待区间T_wait之内的任何时刻，引信信号ARM具有高值，则流程从状态41再次进行到状态32(之前描述的)等待触发信号TRIG。

否则，如果在等待区间T_wait的结束处，引信信号ARM仍然具有低值，或如果在同一等待区间T_wait之内，发生触发信号TRIG的切换，则流程从状态41直接进行到状态33，用于闭合开关元件5。

从前面的描述中，所提出的解决方案的优势非常明显。

在任何情况下，上面的解决方案都能实现获得下述优势中的至少一些：

THD因数的降低以及功率因数(PF)的增加，得益于线电压V_AC的零交叉情况的改善的管理；

关于在输出处的短路的更大鲁棒性，该短路可以被检测到并从线电压V_AC的零交叉的前述情况被适当地鉴别出；

特别是在管理低负载方面的更高的效率以及更高的控制精确度，得益于应用适当的可变消隐时间的可能性以及得益于相关联的在反馈信号的波谷处对切换控制的有效管理(同样在前述的可变消隐时间特别长的情况下)。

特别地，在典型的操作配置中，测试和模拟显示出THD因数降低了6％并且系统在转移的百分比低于标称功率5％的情况下保持为可控制的可能性。

上面所描述的优势同样从图13A-图13C的描绘与之前所讨论的图5A-图5C的相对应的描绘的比较中清楚可见。特别地，很明显的是发生在线电压V_AC的零交叉处的波形失真的显著降低。

最后，很明显的是，对于这里所描述和阐释的内容可以做出修改和改变，而不会背离本公开的范围。

特别地，很明显的是，控制设备10的鉴别电路20的电路实施例可以不同于仅仅作为示例所描述的那样，正如同样地可以不同于用于确定鉴别信号S_d的表达式。

进一步强调的是，尽管前面的描述参考逆向变换器，但本公开具有优势地也可以应用于其他类型的变换器，例如升压类型、降压-升压类型以及其相对应的变体。

此外，很明显的是，变换器可以由电线之外的供电来源来供电，例如还可以通过DC电压，而不会抛弃关于效率、鲁棒性以及调整的精确度等优势。

最终，强调的是形成本解决方案的变换器可以具有优势地提供在前述的处理中通过非限制性的例子针对其进行了明确参考的电压调整器或变换器，或者类似地，提供电流调整器或变换器(例如，在LED驱动器中，或者在电池充电器中)。

上面所描述的各种实施例可以进行组合从而提供进一步的实施例。所有在本说明书中提及以及/或列入申请数据表格中的美国专利、美国专利申请公开、美国专利申请、外国专利、外国专利申请和非专利公开整体通过参考而并入于此。如果需要可以对实施例的方面进行修改以采用各种专利、申请和公开的概念来提供进一步的实施例。

鉴于前面详细的描述，可以做出这些以及其他的对实施例的改变。大体上，在之后的权利要求中，使用的术语不应当被解释为将权利要求限制于在说明书和权利要求中所公开的特定的实施例，而是应当被解释为随着权利要求所囊括的等同物的整体范围而包括所有可能的实施例。相应地，权利要求不应当限于本公开。

Claims (20)

1.一种用于控制开关变换器的控制设备，所述控制设备包括：

处理模块，被配置用于生成控制信号，所述控制信号用于基于反馈量来控制所述开关控制器的开关元件的切换，以便经由将能量存储在所述开关变换器的初级绕组中的阶段和将能量从所述初级绕组转移到所述开关变换器的次级绕组中的阶段的交替而调整所述开关变换器的输出量，所述处理模块进一步被配置为基于对所述反馈量的值和至少一个比较阈值进行的比较来控制能量转移阶段的结束；

鉴别电路，被配置用于生成鉴别信号，所述鉴别信号的值指示第一状态的发生或者第二状态的发生，所述第一状态指示在所述开关变换器的输出上的短路，而在所述第二状态中针对所述开关变换器的输入量低于所述初级绕组的磁化阈值；并且

其中所述处理模块进一步被配置为同样基于所述鉴别信号控制所述能量转移阶段的结束以及所述开关元件的相对应的切换。

2.根据权利要求1所述的设备，其中所述处理模块在至少一个操作条件下被配置为根据在所述第一状态发生时的第一持续时间和在所述第二状态发生时的第二持续时间之间的所述鉴别信号的值来改变等待时间的持续时间，所述等待时间限定了所述能量转移阶段的结束，所述第一持续时间长于所述第二持续时间。

3.根据权利要求2所述的设备，其中所述至少一个操作条件对应于其中在从所述能量转移阶段的开始时开始的预设的最小区间之内所述反馈量不超过第一比较阈值的操作条件。

4.根据权利要求1所述的设备，其中所述鉴别电路包括：比较器块，被配置为对鉴别量与预设值进行比较，用于生成所述鉴别信号；其中所述鉴别量指示所述输入量的值。

5.根据权利要求4所述的设备，其中所述鉴别量为所述输入量的分压和与从所述变压器的初级绕组转移到次级绕组的功率成正比的反馈量的函数。

6.根据权利要求5所述的设备，其中所述鉴别量由下述公式给出：

V_d＝k·(V_FB-V_{FB_min})·V_p

其中V_d为所述鉴别量，V_FB为所述反馈量，V_{FB_min}为所述反馈量的最小值，V_p为所述输入量的所述分压，并且k为修正因数。

7.根据权利要求5所述的设备，其中所述鉴别量也是所述输入量的所述分压的峰值的函数，并且由下述公式给出：

$V_d=\frac{k\·(V_{FB}-V_{FB\_min})\·V_p}{V_{FF}}$

其中V_d为所述鉴别量，V_FB为所述反馈量，V_{FB_min}为所述反馈量的最小值，V_p为所述输入量的所述分压，V_FF为所述分压的所述峰值，并且k为修正因数。

8.根据权利要求1所述的设备，其中所述鉴别电路被配置用于限定用于切换所述鉴别信号的阈值，所述阈值根据在所述变压器的初级绕组和次级绕组之间的功率转移因数以及/或者所述输入量的值而动态地变化。

9.根据权利要求1所述的设备，其中所述处理模块被配置为在具有可变且可设置的值的消隐时间区间期间禁止在所述反馈量的值和所述至少一个比较阈值之间的比较，从而控制所述能量转移步骤的结束。

10.根据权利要求1所述的设备，其中所述处理模块被配置为在从所述能量转移阶段的开始时开始的预设的最小区间的结束处执行第一检查，从而验证所述反馈量的值是否高于第一比较阈值，并且如果是，则在从所述能量转移阶段的开始时开始的具有可变且可设置的值的消隐时间区间的结束处执行第二检查，基于所述第二检查来控制所述能量转移阶段的结束。

11.根据权利要求10所述的设备，其中所述处理模块被配置为：如果在所述消隐时间区间的结束处，所述反馈量的值高于所述第一比较阈值，则当所述反馈量的值随后降到低于比所述第一比较阈值低的第二比较阈值时，控制所述能量转移阶段的结束；而如果在所述消隐时间区间的结束处，所述反馈量的值低于所述第一比较阈值，则如果在等待区间期间，所述反馈量的值降到低于第二比较阈值，则控制所述能量转移阶段的结束。

12.根据权利要求11所述的设备，其中所述处理模块被配置为在所述反馈量的值在所述等待区间期间没有降到低于所述第二比较阈值的情况下，在所述等待区间的结束处执行第三检查，基于所述第三检查来控制所述能量转移阶段的结束；其中所述第三检查包括：如果在所述等待区间的结束处，所述反馈量的值高于所述第一比较阈值，则当所述反馈量的值随后降到低于所述第二比较阈值时，确定所述能量转移阶段的结束；而如果在所述等待区间的结束处，所述反馈量的值低于所述第一比较阈值，则在所述等待区间的结束处立即确定所述能量转移阶段的结束。

13.一种开关变换器，包括：

开关变换器电路，包括开关元件并且包括初级能量存储元件和次级能量存储元件，所述开关变换器电路被配置为接收输入电压并且在输出上提供输出电压，并且进一步被配置为基于所述输出电压提供反馈信号；以及

被耦合到所述开关变换器电路的控制电路，所述控制电路包括：

处理模块，被配置用于生成控制信号，所述控制信号用于基于所述反馈信号来控制所述开关元件的切换，以由此通过交替在所述初级存储元件中的能量存储阶段和从初级存储元件到次级存储单元的能量转移阶段而调整所述输出电压，并且所述处理模块进一步被配置为基于对所述反馈信号的值和至少一个比较阈值进行的比较来检测从所述初级存储元件到所述次级存储元件的能量转移的结束；

鉴别电路，被配置用于生成鉴别信号，所述鉴别信号具有指示在所述开关变换器的输出处的短路的第一值以及指示输入电压小于所述初级能量存储元件的能量存储阈值的第二值；并且

其中所述处理模块进一步被配置为检测从所述初级存储元件到所述次级存储元件的能量转移的结束以及进一步基于所述鉴别信号控制所述开关元件的切换。

14.根据权利要求13所述的开关变换器，其中所述开关变换电路包括准谐振开关变换器。

15.根据权利要求14所述的开关变换器，其中所述准谐振开关变换器电路包括逆向开关变换器，所述逆向开关变换器包括变压器，所述变压器具有形成被配置用于接收所述输入电压的所述初级能量存储元件的初级绕组、形成被配置用于在所述输出上提供所述输出电压的所述次级存储元件的次级绕组、以及被配置用于提供所述反馈信号的辅助绕组，并且其中所述开关元件被耦合到所述初级绕组。

16.根据权利要求13所述的开关变换器，其中所述开关变换器电路包括升压开关变换器和降压-升压开关变换器中的一个。

17.一种用于控制开关变换器的方法，所述方法包括：

生成控制信号，所述控制信号用于基于反馈量来控制开关元件的切换，以便经由将能量存储在初级绕组中的阶段和将能量从所述初级绕组转移到次级绕组中的阶段的交替而调整输出量；

基于对所述反馈量的值和至少一个比较阈值进行的比较来确定从所述初级绕组到所述次级绕组的能量转移阶段的结束；

生成鉴别信号，所述鉴别信号的值指示在所述输出上的短路的第一状态的发生，或者指示所述输入量低于所述初级绕组的磁化阈值的第二状态的发生；以及

基于所述鉴别信号确定所述能量转移阶段的结束以及所述开关元件的相对应的切换。

18.根据权利要求17所述的方法，其中所述生成所述控制信号的步骤包括，在至少一个操作条件下，根据在所述第一状态发生时的第一持续时间和在所述第二状态发生时的第二持续时间之间的所述鉴别信号的值，改变等待时间的持续时间，所述等待时间限定所述能量转移阶段的结束，所述第一持续时间长于所述第二持续时间。

19.根据权利要求18所述的方法，其中所述至少一个操作条件对应于其中在从所述能量转移阶段的开始时开始的预设的最小区间之内所述反馈量不超过第一比较阈值的操作条件。

20.根据权利要求17所述的方法，其中所述生成所述控制信号的步骤包括在从所述能量转移阶段的开始时开始的预设的最小区间的结束处执行第一检查，从而验证所述反馈量的值是否高于第一比较阈值，并且如果是，则在从所述能量转移阶段的开始时开始的具有可变且可设置的值的消隐时间区间的结束处执行第二检查，基于所述第二检查来检测所述能量转移阶段的结束。