CN110168890A - 调节时钟驱动的变换器的具有双点调节器的控制电路 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种具有双点调节器的控制电路，用于调节时钟驱动的变换器，具有：上阈值，其表征时钟驱动的变换器的第一变换器晶体管的关断时间点；下阈值，其表征时钟驱动的变换器的第二变换器晶体管的关断时间点，其中，下阈值根据时钟驱动的变换器的输出电压或输出电流来设定，从而满足时钟驱动的变换器的特定运行参数，并且其中，上阈值被设定为，使得时钟驱动的变换器的输出电流对应于时钟驱动的变换器的预定输出电流，其中，从时钟驱动的变换器的运行参数和真实组件的不可避免的延迟时间来得出这些阈值，其中，下阈值借助经过时钟驱动的变换器的变换器扼流圈的电流确定，并且经过变换器扼流圈的电流在关断时间点是负的。本发明还涉及一种用于调节时钟驱动的变换器的方法，具有以下步骤，在上阈值时关断时钟驱动的变换器的第一变换器晶体管，在下阈值时关断时钟驱动的变换器的第二变换器晶体管，根据时钟驱动的变换器的输出电压或输出电流来设定下阈值，从而满足时钟驱动的变换器的特定运行参数，并设定上阈值，使得时钟驱动的变换器的输出电流对应于时钟驱动的变换器的预定输出电流，其中，下阈值和上阈值从时钟驱动的变换器的运行参数和真实组件的不可避免的延迟时间来得出，其中，下阈值借助经过时钟驱动的变换器的变换器扼流圈的电流来确定并且经过变换器扼流圈的电流在关断时间点是负的。

Description

调节时钟驱动的变换器的具有双点调节器的控制电路
技术领域
本发明涉及一种用于调节时钟同步的整流变换器的控制电路，例如借助双点调节器和叠加的阈值调节系统的同步整流降压变换器。
背景技术
本发明涉及一种根据独立权利要求的类型的控制电路，该控制电路具有用于调节时钟驱动的变换器的双点调节器。
图1示出了已知的降压变换器，其具有同样已知的主要构件。开关SO与续流二极管DF串联。续流二极管DF的阴极的连接点和开关TO的连接点连接到扼流圈L。扼流圈L的另一个端子与滤波电容器C_filter连接。滤波电容器C_filter的另一端和二极管DF的阳极接地。
开关SO的另一端子与降压变换器的输入端的接地相连。降压变换器的输出端与滤波电容器C_filter并联。
这种降压变换器被广泛使用并且令人满意地工作。但是，在低输出电压的情况下，不再能实现具有零电压开关的运行。由此，开关SO非常热并且必须相应地增大规格。
图2示出了已知降压变换器的相关信号。电流IL是经过电感L的电流。在此能良好地看到，变换器在也被称为“过渡模式”的临界导通的运行模式下工作。在接通开关时，由于扼流圈充磁，电流急剧上升，直到其在特定的最大电流时被切断为止。之后再次使变换器扼流圈退磁，这在低电压的情况下一般比充磁持续更长时间。在此，电流流过续流二极管DF。能良好地看到，只要经过续流二极管的电流衰减到值为0A，晶体管就再次接通。因此，变换器在临界导通的运行模式下工作。在输入电压超过200V的情况下，该运行模式具有在良好效率、良好功率密度和成本方面的有利折衷。然而，在较小的输出电压的情况下，不再能够实现无损的开关，如根据图2的UM的时间曲线所示的那样。半桥中点处的电压UM的自然极性反转过程仅达到输入电压的一部分。能达到的值为输出电压的两倍，或在考虑二极管的实际反向恢复负载的情况下还要再多一些。
剩余的电压偏移必须通过MOSFET的带有损失的硬开关来实现。这能够从半桥中点处的电压UM的首先平坦的上升看出。相对地，电压UG示出了晶体管SO的栅源电压。在UM达到其自然的极性反转过程的最大值的时间点，接通晶体管SO。
因此，用于具有极大的输出电压范围并且同时具有极大的输出电流范围的时钟驱动的变换器的已知调节模式，在一些运行状态下伴有极高的损失，尤其是在极小的输出电压和/或极小的输出电流的情况下。
硬开关过程的另一个缺点在于，在高于10MHz的更高频率的情况下具有很差的电磁兼容性，并且由于上述缺点仅能够受限地实现小型化。
发明内容
本发明的目的是，提供一种用于时钟驱动的变换器的控制电路，其允许变换器的大输出电压范围和同时大的输出电流范围并且同时低损耗。
根据本发明，该目的通过利用具有双点调节器的控制电路来实现，其用于调节时钟驱动的变换器，该控制电路具有：上阈值，其表征时钟驱动的变换器的第一变换器晶体管的关断时间点；下阈值，其表征时钟驱动的变换器的第二变换器晶体管的关断时间点，其中下阈值根据时钟驱动的变换器的输出电压或者根据输出电流来设定，从而满足时钟驱动的变换器的特定的运行参数，并且其中，上阈值被设定为，使得时钟驱动的变换器的输出电流对应于时钟驱动的变换器的预定输出电流，其中，由时钟驱动的变换器的运行参数和真实组件的不可避免的延迟时间得出上述阈值，其中下阈值借助经过时钟驱动的变换器的变换器扼流圈的电流来确定，并且经过变换器扼流圈的电流在开关时间点是负的。
时钟驱动的变换器的特定的运行参数可以例如是有利的开关行为，特别是变换器晶体管的无电压开关(所谓的零电压开关，ZVS)。这在小电流时在电流经过变换器扼流圈的过零之后经过一段时间才实现。时钟驱动的变换器的这种运行模式也称为“强制连续导通模式”。
真实组件的不可避免的延迟时间例如是运算放大器、比较器或逻辑门(如触发器)的延迟时间。
负电流意味着经过变换器扼流圈的电流，其在退磁之后的极性反转之后再次对其进行负磁化。
利用时钟驱动的变换器的这种运行模式，可以有利地实现极大的输出电压范围，同时实现极大的输出电流范围，并且同时具有低损耗。
在特别优选的实施方式中，下阈值取决于输出电压。因此，在极大的输出电压范围上，特别是在极低的输出电压时，实现了变换器晶体管的有利的无电压开关(Zero VoltageSwitching)。
在另一个优选的实施方式中，基于时钟驱动的变换器的输入电压与时钟驱动的变换器的输出电压之比来确定下阈值。在输入电压与输出电压成高比例时，这可以有利地减少损耗。
在另一个优选的实施方式中，下阈值被设定为，在低输出电压时的下阈值比在较高输出电压时更低。该措施确保了，即使在极低的输出电压时，变换器晶体管也有有利的无电压开关。
在另一有利的实施方式中，下阈值被设定为，在低输出电流时的下阈值比在较高输出电流时更低。该措施确保了，即使在极低的输出电流时，变换器晶体管也有无电压开关。
当然，所描述的措施也可以在特别优选的实施方式中并用，从而在所有输出电压和输出电流的情况下都确保变换器晶体管的无电压开关。
在另一实施方式中，下阈值根据时钟驱动的变换器的输出功率和/或输入电压来确定。该措施允许在时钟驱动的变换器的甚至更大的运行范围内进行变换器晶体管的有利的无电压开关。
在一个优选的实施方式中，上阈值根据时钟驱动的变换器的输出电流的额定值并且根据下阈值来确定。这有利地确保了具有对时钟驱动的变换器的预定输出电流的非常精确调节的运行。
根据本发明的控制电路的进一步有利的改进方案和设计方案由另外的从属权利要求和以下的说明获得。
附图说明
根据对实施例的以下描述以及根据附图获得本发明的其它优点、特征和细节，其中相同或功能相同的元件具有相同的附图标记。图中示出：
图1是根据现有技术的已知降压变换器的示意电路图
图2是已知的降压变换器的时序图
图3是已知的同步整流降压变换器的示意电路图
图4是已知的同步整流降压变换器的时序图
图5是双点调节器的实施方式的框图
图6是双点调节器的时序图
图7是具有双点调节器的实施方式的同步整流降压变换器的第一模拟实施方式
图8是具有双点调节器的实施方式的同步整流降压变换器的第二数字实施方式。
具体实施方式
图3示出了已知的同步整流降压变换器的示意性电路图。与前面图1所阐述的拓扑结构的主要区别在于：由下晶体管SU替换变换器二极管DF。因此产生半桥结构，其中，半桥与变换器的输入端并联。正输入端在大约400V的DC(直流)电位，负输入端在基准电位。变换器扼流圈L连接到半桥中点HSS上，变换器扼流圈L的另一个端子与基准电位共同形成变换器的输出端LED+/LED-。与变换器的输出端LED+/LED-并联的是滤波电容器C_filter。
这两个半桥晶体管SO和SU现在如图4所示那样被驱控。图4示出了已知的同步整流降压变换器的时序图。电压UGO是上晶体管SO的栅极电压，电压UGU是下晶体管SU的栅极电压。
根据经过扼流圈L的电流IL，能够很好识别与已知变换器的区别：在此，变换器不在临界导通的运行模式下工作，而是在连续的运行模式下工作，并且甚至使晶体管在负的扼流圈电流的情况下才被切断，在该实施方式中为大约-0.5A。如在图中很好识别的那样，扼流圈L在接通变换器晶体管SO(信号UGO为高电位)时充磁，并且在切断变换器晶体管SO之后再次退磁。在该时间期间总是流通有正的扼流圈电流IL。在长退磁时间之后，电流变为零并且随后变为负。之所以这样，是因为下晶体管保持接通并且因此继续存在电流通路。因此，经过变换器扼流圈的电流IL在该时间区域中是负的，直到下晶体管SU关断为止。这导致晶体管在负载极小的情况下也能够以低开关损失接通，如图4所示。
由该时序图同样很好识别的是：在关断上晶体管SO与接通下晶体管SU之间设置延迟时间，在该延迟时间期间发生半桥的极性反转过程。在关断或接通过程的瞬间，在相应开关上的电压实际上为零(ZVS，零电压开关)。该延迟时间当然同样也设置在关断下晶体管和接通上晶体管之间。
图5现在示出了双点调节器的实施方式的框图，双点调节器能够以上述方式以低损耗和最佳功率运行上述同步整流降压变换器。
时钟驱动的变换器的电流ILED由电流测量单元514测量，并通过第一滤波器515输送给比较单元517。在比较单元517的另一输入端中，经由第二滤波器516输入对应于期望输出电流的电压信号URef。结果被输送到调节放大器511，调节放大器由此确定上阈值，这意味着确定时钟驱动的变换器512的第一变换器开关的关断时间点并将其输送。下阈值，即第二变换器开关的关断时间点由模块513确定，模块对此引用时钟驱动的变换器的功率P和/或对应于期望输出电流的电压信号URef和/或输出电压UA。时钟驱动的变换器512的输出电流ILED又由电流测量单元514测量，由此建立调节回路。
一方面，该调节确保了期望输出电流ILED的精确设定，但在此也同样通过模块513考虑了时钟驱动的变换器的特性。根据时钟驱动的变换器的当前被引用的参数，在维持延迟时间以避免晶体管电桥中的短路之后，确定时钟驱动的变换器的第一开关的接通时间点。优化的目的是，在宽输出电压范围内实现时钟驱动的变换器的变换器晶体管的更有利的开关行为，并且另外能够在宽范围内设定输出电流。在时钟驱动的变换器的低输出电流的情况下，下阈值例如可以比在更高的输出电流时更低。由此在较低电流时降低频率。在高输出电流时，选择较高的下阈值，以防止由于额外的无功电流而导致的部件损耗。由于时钟驱动的变换器的变换器扼流圈中的负电流，在时钟驱动的变换器中产生无功电流，其需要被注意。无功电流在低电流的情况下会是非热关键的，这与由于过高的开关频率造成的开关损耗和驱动损耗相反。
在低输出电压时，下开关阈值同样也可以比在更高输出电压时更低。在时钟驱动的变换器的低输出电压时，下阈值被设定为较低的值并由此在扼流圈中为续流阶段提供更多能量，以使变换器晶体管能够无电压开关。
用于确定下阈值的其他参数可以例如是功率和输入电压。上阈值分别由调节放大器511调整，以便不仅补偿下阈值的变化并且还根据电压URef将时钟驱动的变换器的输出电流维持在额定值。
图6示出了双点调节器的时序图，该双点调节器控制与图3中讨论的同步整流降压变换器一样的时钟驱动的变换器。因此该图类似于图4。信号530示出了经过变换器扼流圈L的电流，其具有下阈值522和上阈值521，它们表示上变换器晶体管UGO的(延迟时间之后激活的)接通时间点和关断时间点。
为此，提供上变换器晶体管UGO的驱控信号和下整流晶体管UGU的驱控信号。在此，与已知的变换器调节系统相比，重要的是经过变换器扼流圈的电流也可以呈现负值，以便能够始终使用零电压开关(ZVS)驱控时钟驱动的变换器中的晶体管。如前文所述，这被称为强制连续导通模式(FCCM)。
这里新增的是双点调节器与附加调节器的组合，该附加调节器预设了双点调节器的上阈值，从而可以在极大的输出电压范围和输出电流范围上实现期望输出电流和FCCM运行。
当然，调节原理不限于同步整流降压变换器，也可以考虑使用反激式变换器的实施方式。
图7现在示出了同步整流降压变换器的第一实施方式的示意电路图。利用上述的双点调节器来运行变换器，其中下晶体管SU的关断时间点预设在约-0.5A的扼流圈电流处，并且为了对连接的LED进行电流调节，上晶体管的关断时间点是可变的。上开关的关断时间点确定了经过开关和变换器扼流圈的最大电流。该关断时间点必须被确定为，使得经过扼流圈的平均电流对应于经过LED的预定电流。输出端处的滤波电容器理论上会使经过变换器扼流圈的电流IL与输出电流ILED之间的关联性失真，但这种误差在稳态时为零，因为电容器不提供直流路径。
利用两个测量电阻RS1和RS2检测经过LED 5的电流ILED，其中RS1是可选的。使用传递函数H(s)将这两个测量电阻RS1和RS2上的电压提供给差分放大器13，该差分放大器放大额定值US与由RS1和RS2提供的实际值之间的差值。差分放大器13的输出端预定了经过变换器扼流圈L的最大电流的阈值。传递函数H(s)必须被确定为，使得调节回路在调节技术方面是稳定的。具有传递函数的差分放大器13的输出信号被提供给第一比较器14的负极输入端。在电阻RS2上的电压降被提供给正极输入端，该电压降反映了经过LED 5的实际电流。第一比较器14的输出被输送给触发器16的复位输入端R。在电阻RS2上的电压降也同样被输送给第二比较器15的负极输入端。第二比较器15的正极输入端连接到参考电压，该参考电压是下晶体管SU的关断阈值的量度。利用该电压，可以如上所述地设定下晶体管SU在特定的负扼流圈电流时的关断。
半桥驱动器17确保了，维持在上晶体管与下晶体管的开关过程之间的特定的延迟时间，从而能够不产生经过半桥的短路电流并且还在相应的晶体管再次接通之前实现半桥的完全的极性反转。
半桥驱动器中的运行逻辑如下：
如果触发器16的输出信号Q跳到高电位，那么就尽快关断下晶体管SU。随后出现延迟时间，在延迟时间期间关断两个晶体管。在度过延迟时间之后接通上晶体管SO。如果触发器的输出信号Q跳回低电位，那么就尽快关断上晶体管SO。随后再次出现延迟时间，在延迟时间期间关断两个晶体管。在度过延迟时间之后接通下晶体管SU。
整个电路的功能如下：通过借助使用传递函数H(s)的差分放大器13对调节偏差的放大，产生用于比较器14的阈值。比较器14将当前电流值与阈值进行比较。这导致上晶体管的切断阈值，其对应于经过LED的期望电流值。如果当前电流值超过预定的额定值，则第一比较器14的输出端变高并重置触发器16。上晶体管现已关断。现在，电流从变换器扼流圈L经过LED 5经半桥的寄生输出电容流回到变换器扼流圈L，并且半桥电压UM振荡到零。然后，电流换向到下晶体管SU的续流二极管。此后不久，延迟时间已经过去且下晶体管SU导通。
当前电流值输入到第二比较器15的负极输入端中。在正极输入端中输入最小电流值Imin以及电压，其中下晶体管要再次关断。当达到最小电流值时，第二比较器15的输出端切换到高电位并且触发器再次重置。这关断了下晶体管。电流现在从扼流圈流入到半桥的寄生输出电容，并且电压UM振动达到高位，直到达到输入电压UE的值为止。随后，电流换向到上晶体管SO的续流二极管上。此后不久，延迟时间结束并且接通上晶体管SO。只要经过变换器扼流圈L的电流达到峰值，那么就再次关断上晶体管SO并且重复该循环。
并联于半桥的寄生输出电容，也可以布置电容器形式的附加电容。这些通常连接到一个或两个MOSFET处，分别连接在漏极与源极之间。通常，这些电容器也与电阻串联。这些被称为缓冲电路(Snubber)的电路可以进一步降低MOSFET中的开关损耗。
图8示出了同步整流降压变换器的第二实施方式。变换器的第二实施方式是具有微控制器的数字实施方式。
第二实施方式在电路技术上类似于第一实施方式，因此在下文中仅描述与第一实施方式的不同。
在第二实施方式中，触发器16被微控制器3替换，微控制器很大程度上实现调节机制。接通阈值和关断阈值如在模拟版本中那样通过第一比较器14和第二比较器15通知微控制器，然而微控制器不像触发器那样反应，而是实现数字的调节对象并且例如通过附加的有针对性的延迟时间实现对时钟驱动的变换器的运行参数的灵活设定。
在一个设计方案中，下开关的关断时间取决于LED链5的电压并且由微控制器选择，LED链5的电压越小，选择得越晚，以便可以实现尽可能的低损耗开关。
因此，根据经验，LED链5的电压越小，经过变换器扼流圈L的电流的负阈值的绝对值越大。在较高的输出电压时，该阈值的绝对值可以减小，理论上可以降低到阈值0，这又对应于临界导通(过渡模式)的运行。
这些不同的与输出电压相关的开关时间点存放在微控制器中。可替代地，当然也可以根据输出电压改变比较器15的阈值。此外，也可以根据任意参数改变阈值和延迟时间。然后，微控制器相应地控制半桥驱动器17，以便以最大的输出电流精度实现变换器的尽可能低损耗的运行。
参考标号列表
1 电路装置
3 微控制器
5 LED
13 差分放大器
14 第一比较器
15 第二比较器
16 触发器
17 半桥驱动器
18 比较器
511 调节器
512 时钟驱动的变换器
513 用于确定接通时间点的模块
514 电流测量装置
515 滤波器
516 滤波器
517 比较装置
SO 上开关晶体管
SU 下开关晶体管
L 变换器扼流圈
C_filter 滤波电容器
RS 分流器
RS1 分流器
RS2 分流器。

Claims (8)

1.一种具有双点调节器的控制电路，用于调节时钟驱动的变换器，具有：
-上阈值(521)，所述上阈值表征所述时钟驱动的变换器的第一变换器晶体管(UGO)的关断时间点；
-下阈值(522)，所述下阈值表征所述时钟驱动的变换器的第二变换器晶体管(UGU)的关断时间点，
-其中，所述下阈值根据所述时钟驱动的变换器的输出电压(UA)或根据所述时钟驱动的变换器的输出电流(ILED)来设定，从而满足所述时钟驱动的变换器的特定的运行参数，并且
-其中，所述上阈值(521)被设定为，使得所述时钟驱动的变换器的所述输出电流(ILED)对应于所述时钟驱动的变换器的预定输出电流，
-其中，所述下阈值(522)和所述上阈值(521)由所述时钟驱动的变换器的运行参数和真实组件的不可避免的延迟时间得出，
-其中，借助经过所述时钟驱动的变换器的变换器扼流圈(L)的电流(IL)来确定所述下阈值(522)，并且经过所述变换器扼流圈(L)的电流(IL)在所述第二变换器晶体管(UGU)的关断时间点是负的。
2.根据权利要求1所述的具有双点调节器的控制电路，其特征在于，所述下阈值(522)取决于所述时钟驱动的变换器的所述输出电压(UA)。
3.根据权利要求1所述的具有双点调节器的控制电路，其特征在于，所述下阈值(522)基于所述时钟驱动的变换器的输入电压(UE)与所述时钟驱动的变换器的输出电压(UA)之比来确定。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的具有双点调节器的控制电路，其特征在于，所述下阈值(522)被确定为，在低输出电压(UA)时的所述下阈值比在较高输出电压(UA)时更低。
5.根据权利要求1至4中任一项所述的具有双点调节器的控制电路，其特征在于，所述下阈值(522)被确定为，在低输出电流(IL)时的所述下阈值比在较高输出电流(IL)时更低。
6.根据前述权利要求中任一项所述的具有双点调节器的控制电路，其特征在于，所述下阈值(522)根据所述时钟驱动的变换器的输出功率和/或所述输入电压(UE)来确定。
7.根据权利要求1所述的具有双点调节器的控制电路，其特征在于，所述上阈值(521)根据所述时钟驱动的变换器的所述输出电流(ILED)的额定值以及根据所述下阈值(522)来确定。
8.一种用于调节时钟驱动的变换器的方法，具有以下步骤：
-在上阈值(521)时关断所述时钟驱动的变换器的第一变换器晶体管(UGO)，
-在下阈值(522)时关断所述时钟驱动的变换器的第二变换器晶体管(UGU)，
-根据所述时钟驱动的变换器的输出电压(UA)或者根据所述时钟驱动的变换器的输出电流(ILED)来设定所述下阈值，从而满足所述时钟驱动的变换器的特定的运行参数，并且
-设定所述上阈值(521)，使得所述时钟驱动的变换器的所述输出电流(ILED)对应于所述时钟驱动的变换器的预定输出电流，
-其中，所述下阈值和所述上阈值由所述时钟驱动的变换器的运行参数和真实组件的不可避免的延迟时间得出，
-其中，所述下阈值(522)借助经过所述时钟驱动的变换器的变换器扼流圈(L)的电流(IL)来确定，并且经过所述变换器扼流圈(L)的电流(IL)在所述第二变换器晶体管(UGU)的关断时间点是负的。
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