DE102022200430A1

DE102022200430A1 - Regelungsverfahren für kontinuierliche und pulsförmige ausgangsgrössen und zugehörige schaltungsanordnung

Info

Publication number: DE102022200430A1
Application number: DE102022200430.2A
Authority: DE
Inventors: Joachim Mühlschlegel; Markus Heckmann
Original assignee: Osram GmbH
Current assignee: Inventronics De GmbH
Priority date: 2022-01-17
Filing date: 2022-01-17
Publication date: 2023-07-20
Also published as: US11882633B2; US20230232514A1; CN116760259A

Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Betreiben von getakteten und geregelten elektronischen Leistungswandlern, die bevorzugt in Betriebsgeräten für Leuchtdioden enthalten sind. Ein elektronischer Leistungswandler soll in Form von Energieversorgung eine geregelte Ausgangsleistung erzeugen. Dabei kann ein Sollwert seines Regelkreises mit einem periodischen Pulsmuster modifiziert werden, wenn die geregelte Ausgangsleistung im Wesentlichen eine Form dieses Pulsmusters aufweisen soll. Dazu kann ein Sollwert für dieses Pulsmuster unabhängig vom Sollwert für eine kontinuierliche Ausgangsleistung in die Regelung eingegeben werden.Die Erfindung betrifft ebenfalls eine dazugehörige Regelungsschaltung umfassend mindestens einen Regelverstärker mit mindestens zwei Regeleingängen, von dessen Ausgang ein Gegenkoppelnetzwerk zu einem seiner Regeleingänge verläuft, einen ersten Eingang für das Signal für einen Sollwert des Mittelwertes der zu regelnden Ausgangsleistung, und einen zweiten Eingang, der ein Signal für den Sollwert einer Wellenform oder eines Pulsmusters für die zu regelnde Ausgangsleistung über einen gleichstromsperrenden Hochpass an einen der Regeleingänge weiterleitet.

Description

Technisches Gebiet
Ein Verfahren und eine dazugehörige Regelungsschaltung für einen elektronischen Leistungswandler werden angegeben, um am Ausgang dieses Wandlers entweder kontinuierliche oder pulsförmige elektrische Größen anbieten zu können oder beides. Der elektronische Leistungswandler kann dabei ein Betriebsgerät für Leuchtdioden sein. Die pulsförmigen Größen treten besonders vorteilhaft bei geringer Helligkeit der Leuchtdioden auf, wobei deren Strom pulsförmig abgegeben werden können soll. Mit derselben Methode können auch periodische Modenumschaltungen innerhalb eines solchen Leistungswandlers oder Betriebsgeräts realisiert werden.
Hintergrund und Stand der Technik
Aus der Praxis ist bekannt, dass Leistungsleuchtdioden für die allgemeine Beleuchtungstechnik oft eine Farbdrift abhängig von ihrem Strom und insbesondere bei schwacher Kühlung einen stark schwankenden Wirkungsgrad haben, ebenfalls abhängig von ihrem Strom. Letzterer kann Regelschleifen, die über eine Licht- oder Helligkeitsmessung führen, sogar paradox oder instabil werden lassen. Um beides zu vermeiden, aber die Leuchtdioden dennoch in ihrer Helligkeit steuern zu können, wird oft der Strom durch die Leuchtdioden auf dem 100%-Pegel belassen, aber zur Helligkeitsreduktion entsprechend pulsweitenmoduliert.
Diese Methode bringt für niedrige Helligkeiten sehr kurze Strompulse mit sich und damit die Gefahr von Flicker- und/oder Stroboskopeffekten. Ferner muss ein dafür geeigneter elektronischer Leistungswandler sehr kurze Pulse an seinem Ausgang ermöglichen, sehr hohe Signalflanken sehr schnell schalten können und obendrein immer seinen Nennstrom liefern. In bspw. EP-1-689-212-A1 wird daher vorgeschlagen, unter anderem ab einer bestimmten Helligkeit das Tastverhältnis der Pulsweitenmodulation zum weiteren Reduzieren der Helligkeit nicht mehr weiter zu verkleinern, sondern konstant zu halten und stattdessen den Strompegel innerhalb der Pulse zu reduzieren.
Besagte Farbdrift ist im Laufe der Zeit immer geringer geworden, und pulsweitenmodulierte Beleuchtungen erzeugen große Probleme bei Film- und Fernsehaufnahmen. Daher ist es inzwischen Standard, die Helligkeit von Leuchtdioden durch kontinuierliche Reduktion ihres Stromes herabzusetzen und oft gar keine Pulsweitenmodulation mehr vorzunehmen. Die Restwelligkeit des Leuchtdiodenstroms wird immer mehr zum Qualitätsmerkmal in entsprechenden Beleuchtungssystemen. Bei sehr geringen Helligkeiten tritt - abgesehen von Genauigkeitsproblemen bei der Regelung eines dafür vorgesehenen elektronischen Leistungswandlers - jedoch ein anderer Effekt zutage, der aus ansonsten irrelevanten Fehlstellen im Kristall der Leuchtdioden entsteht: Jede einzelne solche hat einen leicht abweichenden Minimalstrom, bei dem überhaupt Licht entsteht. Wird eine größere Anzahl davon gleichzeitig sehr weit heruntergedimmt, werden manche Leuchtdioden als erste komplett dunkel, und vielleicht eine einzige leuchtet bis zum Schluss. Die optische Erscheinung einer mit vielen Leuchtdioden ausgestatteten und derart betriebenen Lichtinstallation leidet darunter erheblich.
Behoben werden kann dieser Effekt dadurch, dass bei sehr geringen Helligkeiten, bspw. unter 5% der Nennhelligkeit, der Leuchtdiodenstrom bewusst wieder welliger gemacht wird. Dadurch leuchten alle an derselben Lichtinstallation beteiligten Leuchtdioden annähernd gleich hell, aber sozusagen mikro-gepulst, und eine weitere Verdunkelung geschieht wie oben durch Reduktion eines Tastverhältnisses, das vom Auge in eine sich kontinuierlich reduzierende Helligkeit geglättet wird. Aufgrund der im Vergleich zu oben signifikant geringeren Flankenhöhen kann die Frequenz der Mikro-Pulse deutlich höher liegen, bspw. über 1 kHz oder bevorzugt über 10 kHz, um jegliche Stroboskopeffekte sicher zu vermeiden, oder sogar besonders vorteilhaft auf der Taktfrequenz des die betrachteten Leuchtdioden versorgenden elektronischen Leistungswandlers. Letzteres ist im Anmeldetrio DE-10-2017-204-907-A1 , WO-2018-114528-A1 und WO-2018-114533-A1 vorgeschlagen. Am unteren Ende der Helligkeitsskala wirken auch die angegebene Regelung für kontinuierliche und pulsförmige Ausgangsgrößen sowie die dazugehörige Schaltung. Sie vereinfachen den Aufwand erheblich, insbesondere im Bereich der Hardware der mindestens einen getakteten Leistungsstufe des elektronischen Leistungswandlers und bei der Software für einen Steuer-IC dafür. Soll der betrachtete Leistungswandler analog gesteuert werden über einen diskret aufgebauten Kleinsignalschaltkreis, ist letzterer ebenfalls deutlich einfacher als ohne Anwendung der vorgeschlagenen Regelung samt zugehöriger Schaltung.
Um den Ausgang eines elektronischen Leistungswandlers pulsweitenmodulieren zu können, gibt es bislang zwei Verfahren. Entweder wird in Serie zum möglichen Ausgangsstrom ein zusätzlicher elektronischer Leistungsschalter in den Wandler eingebaut, der gemäß einer dafür vorgesehenen Pulsweitenmodulation, die im Weiteren auch PWM genannt sei, angesteuert wird. Während der High-Pegel dieser PWM ist besagter zusätzliche Schalter vollkommen durchgesteuert, also unter minimal möglichen Verlusten leitfähig, und während der Low-Pegel derselben PWM vollständig ausgeschaltet. Bei inverser Logik gilt diese Zuordnung genau umgekehrt. Die Frequenz dieser PWM liegt typischerweise zwischen 1 kHz und 10 kHz. Dazu gehört jeweils ein Tastverhältnis oder duty cycle. Beides zusammen wird im Weiteren auch als Pulsmuster bezeichnet, wobei damit nur eine mögliche Wellenform dieses Pulsmusters beschrieben ist, nämlich eine rechteckförmige.
Oder die Ansteuerung des mindestens einen getakteten Leistungstransistors im elektronischen Leistungswandler wird periodisch unterbrochen, sodass der Wandler während der PWM-Low-Pegel eben keine Leistung überträgt und während der PWM-High-Pegel eben schon. Dabei wird obiger zusätzlicher Leistungsschalter eingespart. Voraussetzung dafür ist, dass die Flankensteilheit am Ausgang unwichtig ist, und / oder dass der elektronische Leistungswandler als solches relativ flink ist.
Beide Verfahren haben den Nachteil, dass der für die Regelung einer Ausgangsgröße des betrachteten elektronischen Leistungswandlers eigentlich vorgesehene Regelkreis, der meist auf Wiederholgenauigkeit, Auflösung und Konstanz der von ihm zu regelnden Größe hin optimiert ist, periodisch unterbrochen wird. Dies führt erstens dazu, dass sich dieser Regelkreis jedes Mal neu einschwingen muss, also mindestens tausendmal pro Sekunde, und dass er zweitens falsch misst. Durch das periodisch von außen erzwungene Auftrennen wird weniger von der Größe gemessen, als durch dasselbe Ausgangssignal desselben Reglers ohne PWM davon entstehen würde. Also trickst der Regler die PWM aus, indem er einer durch eine Ausgangs-PWM eigentlich gewünschten Leistungsreduktion entgegensteuert. Deshalb muss sein Sollwert um das Tastverhältnis der PWM korrigiert werden. Aber auch dann ist die Regelung immer noch sehr ungenau, weil obige Einschwingvorgänge periodisch eintreten und dadurch nicht nur zu einer ebenso periodischen Welligkeit der Ausgangsgröße, sondern wegen der vielen phasengleichen Überschwinger auch zu Offsetfehlern oder sogar zu völliger Instabilität führen können, wenn die Eigenfrequenz des Regelkreises zur Frequenz der PWM ähnlich ist oder mit ihr übereinstimmt.
Eine weitere Methode zur Vermeidung, dass ein Regler eine aus seiner Sicht extern aufgezwungene PWM austrickst, liegt im „Einfrieren“ aller Regelzustandsgrößen zu Beginn jeder Ausschaltzeitspanne und im Wieder-Freigeben zu Beginn jeder Einschaltzeitspanne, was vorteilhaft nur digital zu realisieren ist. Dies ist exemplarisch in EP-2-340-690-B1 dargestellt, wo sogar zwei solche Regler zueinander abwechselnd arbeiten. Die dortige Last, eine Hochdruck-Entladungslampe, soll mit rechteckförmigem Strom betrieben werden, wobei die Momentanleistung in beiden Richtungen jeweils gleich sein muss. Abhängig von der Stromrichtung bildet diese Lampe jedoch leicht unterschiedliche Brennspannungen aus, was zu wiederum leicht unterschiedlichen Lampenströmen pro Richtung führt. Anstatt einen zentralen Leistungsregler sich jedes Mal auf kleinere Brennspannung und folglich größeren Lampenstrom oder umgekehrt einschwingen zu lassen, werden zwei Leistungsregler vorgesehen, einer für positive Brennspannung und positiven Lampenstrom, ein zweiter für negative Brennspannung und negativen Lampenstrom. Je nach Phase der Lampe arbeiten beide Regler abwechselnd, wobei beiderseits besagtes „Einfrier-Freigabe“-Verfahren zur Anwendung kommt. Zentral vorgegeben wird lediglich eine gleiche Soll-Leistung für beide Phasen bzw. für beide Regler, und dieser Sollwert wird nur langsam geändert, wodurch globale Stabilität für das Gesamtsystem sichergestellt ist. Auf diese Weise konnte der getaktete elektronische Leistungswandler, eine Vollbrücke mit vier aktiven Leistungstransistoren, schlagartig seinen Ausgangsstrom ändern, obwohl der dafür zuständige Sollwert gleichmäßig ist. Dies verhindert wirksam das spontane Verlöschen kleiner Hochdrucklampen (20 W, 35 W) beim Wechsel ihrer Stromrichtung.
Für LED-Betrieb ist es hingegen vorteilhaft, während der PWM-Low-Pegel das Ausgangssignal nicht ganz auf null zu fahren, sondern auf einem Restwert, dem sogenannten Simmerpegel, zu halten. Beide obigen Verfahren, zusätzlicher Leistungsschalter in Serie zum Ausgang oder Unterbrechung der Ansteuerung des mindestens einen Leistungstransistors, leisten dies prinzipiell nicht. Insbesondere bei Spannungen als geregelter Ausgangsgröße eines betrachteten elektronischen Leistungswandlers als LED-Betriebsgerät kann dieser Simmerpegel mehr als 80% der Nenngröße betragen. Bei Strömen, auf die ein Wandlerausgang geregelt sein soll, beträgt der Simmerpegel typischerweise 5% bis 10% derjenigen Ausgangsgröße, die während der PWM-High-Pegel vorliegt, oder hängt vom aktuellen Tastverhältnis ab. Letztendlich soll es sogar möglich sein, die geregelte Ausgangsgröße „Strom“ oder „Spannung“ durch beliebige periodische Kurvenformen oder Wellenformen zu modifizieren.
Aufgabe
Es ist Aufgabe der Erfindung, ein Verfahren sowie eine dazugehörige Schaltung für die Regelung eines elektronischen Leistungswandlers anzugeben, die unter Vermeidung der beiden soeben geschilderten Probleme und unter Wahrung der Möglichkeit eines Simmerpegels erlauben, mindestens eine Ausgangsgröße des betrachteten Leistungswandlers auch pulsförmig oder anderweitig periodisch modifiziert abzugeben. Das dazu nötige Pulsmuster, also bspw. Frequenz und Tastverhältnis einer Pulsweitenmodulation bzw. PWM, soll von außen vorgebbar sein oder intern in einer der Regelung des betrachteten Leistungswandlers übergeordneten Steuerung erzeugt werden.
Darstellung der Erfindung
Die Aufgabe wird durch ein Verfahren gemäß dem unabhängigen Anspruch 1 gelöst. Die Aufgabe wird ebenfalls durch eine Schaltungsanordnung mit den Merkmalen des unabhängigen Anspruchs 11 gelöst. Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen werden durch die Merkmale der abhängigen Ansprüche beschrieben. Alle dargestellten Ausführungsbeispiele haben Beispielcharakter und grenzen den Schutzbereich dieser Offenbarung, der auch alle anderen einem Fachmann durch diese Offenbarung nahegelegten Lösungsvarianten umfasst, nicht auf sich ein.
Gemäß dem erfindungsgemäßen Verfahren kann mit einem geregelten und getakteten elektronischen Leistungswandler, dessen Regelkreis für kontinuierliche Ausgangsgrößen desselben Wandlers optimiert ist, auch mindestens eine pulsförmige oder anderweitig periodisch modifizierte Ausgangsgröße erzeugt werden, die dadurch eine Wellenform bekommt. Der getaktete Leistungswandler umfasst dazu einen Eingang zum Eingeben einer elektrischen Eingangsleistung und einen Ausgang zum Ausgeben einer oder mehrerer geregelter elektrischer Ausgangsgrößen. Abhängig vom Charakter der an den Ausgang angeschlossenen elektrischen Last ist dies entweder eine Ausgangsspannung oder ein Ausgangsstrom. Da im Inneren des getakteten Leistungswandlers jedoch immer nur die Leistungsabgabe variiert werden kann, kann die geregelte Ausgangsgröße auch die Ausgangsleistung sein, wovon beide eben genannten Ausgangsgrößen umfasst sind. Bei der Modifikation wird weder der physikalische Leistungsfluss am Ausgang des betrachteten Leistungswandlers periodisch unterbrochen noch die Ansteuerung, insbesondere Taktung, desselben Leistungswandlers als solche, sondern der Sollwert seines Regelkreises wird im Wesentlichen mit derselben Puls- oder Wellenform modifiziert, welche Form die periodisch modifiziert gewünschte Ausgangsleistung aufweisen soll. Dieses Pulsmuster oder diese Wellenform kann unabhängig von einem ersten Sollwert, der eine kontinuierliche Ausgangsleistung vorgibt, als ein zweiter Sollwert in die Regelung eingegeben werden, die dazu mindestens zwei voneinander getrennte Eingänge aufweist. Der erste Sollwert für eine kontinuierliche Ausgangsleistung wird immer in den ersten Eingang eingegeben. Zur Modifikation werden die mindestens zwei Sollwerte zu einem Summen-Sollwert aufaddiert, der in den Regelkreis eingegeben wird. Dabei wird der Summen-Sollwert mit der Wellenform derart modifiziert, dass der Mittelwert des Summen-Sollwertes mit dem ersten Sollwert für eine kontinuierliche Ausgangsleistung übereinstimmt. Die durch den ersten Sollwert vorgegebene kontinuierliche Ausgangsleistung entspricht dabei dem zeitlichen Mittelwert der mit einem Pulsmuster modifizierten Ausgangsgröße exakt. Der gesamte Regelkreis, dessen Summen-Sollwert modifiziert wird, also Messung, Gegenkopplung oder Kompensation, Regelung, Ansteuerung und eigentliche elektrische Leistungswandlung, ist dabei permanent und dynamisch unverändert in Eingriff.
Dadurch bleibt der Regelkreis eingepegelt, er muss sich nicht vor oder nach jedem Puls neu einschwingen. Enthält ferner die Gegenkopplung des Regelkreises, auch Kompensation oder Rückkopplung genannt, einen dominanten integrierenden Anteil, bleibt der zeitliche Mittelwert der geregelten Ausgangsleistung konstant und stimmt mit dem ersten Sollwert überein, unabhängig davon, welche Pulsform oder Wellenform die Ausgangsleistung annehmen soll, und auch unabhängig, ob überhaupt eine Wellenform oder aber ein Kontinuum derselben Ausgangsleistung gewünscht ist, also unabhängig davon, ob ein zweiter - wellenförmiger - Sollwert eingegeben wird oder nicht. Denn in jedes Regelungsnetzwerk können auch Filter integriert sein. Zur geforderten Mittelwertbildung für das Meßsignal der mindestens einen pulsförmigen Ausgangsgröße ist bspw. ein Tiefpass nötig, dessen Kondensator statt auf Masse auch auf den ähnlich niederohmigen Ausgang eines Regelverstärkers gelegt sein kann. Auf diese Weise wird das Meßsignal gleichermaßen gefiltert, aber der gesamte Regelkreis ist um eine dynamische Stufe einfacher (und damit besser stabilisierbar), weil es keine zwei voneinander unabhängigen Kondensatoren - Filterkondensator und Gegenkoppelkondensator - gibt, sondern nur den Gegenkoppelkondensator, der beide Aufgaben gleichermaßen übernimmt. Auf diese Weise kann die Farbdrift von bunten, insbesondere primärstrahlenden Leuchtdioden, die für die allgemeine Beleuchtungstechnik vorgesehen sind, ausgenutzt werden, ohne dabei die Helligkeit zu beeinflussen. Ohne einen zweiten Sollwert ist die Farbdrift vorhanden, mit ihm ist sie reduziert.
Gemäß dem obigen Verständnis ist ein Pulsmuster also eine speziell ausgeprägte Wellenform, in der die Pulse alle gleiche Höhe (also z.B. gleiche Spannung) haben, wohingegen sie bei einer Wellenform unterschiedlich hoch sein können. Ein Pulsmuster ist also ein Spezialfall einer Wellenform. Eine Wellenform ist generell jede Form einer elektrischen Größe, die nicht gleichförmig ist. Im Allgemeinen wird als Wellenform jedoch keine simple Sinusschwingung angesehen, sondern komplexere Wellenformen höherer Ordnung mit unterschiedlichen Höhen der aufeinanderfolgenden Minima und Maxima, die in unterschiedlichen zeitlichen Abständen auftreten. Ein klassisches Beispiel eines Pulsmusters hingegen wäre das Signal einer Pulsweitenmodulation mit einem bestimmten Tastverhältnis.
Gemäß dem Verfahren umfasst der Regelkreis mindestens zwei Eingänge, und der zweite Sollwert kann für die gewünschte Pulsform oder Wellenform der modifiziert zu regelnden Ausgangsleistung an einem zweiten Eingang des Regelkreises besonders vorteilhaft in Form einer Spannung, eines Stromes, eines Integrals über eine Spannung oder eines Integrals über einen Strom in den Regelkreis eingegeben werden. Ebenso vorteilhaft in Form einer Spannung oder eines Stromes und unabhängig vom zweiten Sollwert wird der erste Sollwert, der den Wert einer als kontinuierlich oder den Mittelwert einer als modifiziert zu regelnden Ausgangsleistung vorgibt, an einem ersten Eingang des Regelkreises eingegeben.
Gemäß dem Verfahren gibt der betrachtete Leistungswandler eine kontinuierliche Ausgangsleistung ab, wenn in seine Regelung gar kein zweiter Sollwert für eine Wellenform eingegeben wird. Der Wert der kontinuierlichen Ausgangsleistung wird dann genau auf den eingegebenen ersten Sollwert für den zeitlichen Mittelwert geregelt. Die Eingabe eines ersten Sollwertes für diesen Mittelwert in die Regelung ist also obligat.
Bei einer besonders vorteilhaften Ausführungsform des Verfahrens weist der zweite Sollwert zeitliche Minima auf, die vom Mittelwert seiner Wellenform um einen Betrag abweichen, der kleiner als der Betrag des ersten Sollwerts ist, bevorzugt 80 % bis 98 % davon beträgt, und besonders bevorzugt 90 % bis 96 % davon. Dadurch entstehen im Summen-Sollwert und im Wesentlichen auch in der wellenförmig geregelten Ausgangsleistung Minimalwerte größer null, sogenannte Simmerpegel, die 20 % bis 2 % der mittleren Ausgangsleistung betragen, besonders vorteilhaft 10 % bis 4 % derselben. Dadurch kann ein Stroboskopeffekt bei Leuchtdioden, die für die allgemeine Beleuchtungstechnik vorgesehen sind, deutlich reduziert werden. Ferner werden dadurch periodische Moduswechsel des getakteten Leistungswandlers (Betrieb - kein Betrieb - Betrieb usw.) vermieden, und der aktive Regler des Regelkreises kann vereinfacht, insbesondere einpolig versorgt werden, weil sowohl die Stellgröße an seinem Ausgang als auch alle Sollwerte stets positiv sind und sich einer Nulllinie zwar annähern, sie aber nie treffen.
Eine sehr häufige und somit besonders anzustrebende Ausführungsform des Verfahrens besagt, dass die Wellenform im Wesentlichen rechteckförmig und somit ein Pulsmuster ist, dass der zweite Sollwert ein Sollwert für das Pulsmuster ist, und dass die Flankenhöhen der geregelten Ausgangsleistung von den Flankenhöhen des zweiten Sollwertes abhängen. Solche pulsförmigen Sollwerte sind am einfachsten, bspw. digital, zu erzeugen, und ihre Effekte in einem getakteten elektronischen Leistungswandler sind auf Grund des dort anwendbaren „State Space Averaging“ besonders genau kalkulierbar und somit besonders gut planbar.
In einer anderen Ausführungsform des Verfahrens können die Flankenhöhen der geregelten Ausgangsleistung vom Mittelwert dieser geregelten Ausgangsleistung und von einem Tastverhältnis des Pulsmusters abhängen. Insbesondere umfasst das Verfahren auch, dass sich die Werte der wellenförmig oder pulsförmig abzugebenden Ausgangsleistung proportional zum Komplement des Tastverhältnisses des gewünschten Pulsmusters von einem Mittelwert ausgehend erhöhen, während ein Sollwert für das Pulsmuster einen höheren Pegel aufweist, und proportional zum selben Tastverhältnis vom selben Mittelwert ausgehend erniedrigen, während ein Sollwert für das Pulsmuster einen niedrigeren Pegel aufweist. Die Zuordnung zwischen den Pegeln des Pulsmuster-Sollwerts und der Erhöhung bzw. Erniedrigung der Werte der pulsförmigen Ausgangsleistung kann in Bezug auf das obige auch genau vertauscht sein. Auf diese Weise ermöglicht das Verfahren auch einen Simmerpegel der Ausgangsleistung zwischen ihren Pulsen im Gegensatz zur klassischen PWM, bei der zwischen den Pulsen generell ein Nullpegel herrscht.
Das Verfahren umfasst alternativ, dass die Flankenhöhen sowohl des zweiten Sollwerts als auch der daraus resultierenden Ausgangsleistung jeweils konstant sind. Das Verfahren umfasst also mindestens einen ersten Bereich, im dem die Ausgangsleistung als kontinuierliche Ausgangsgröße gewünscht ist, und gleichzeitig einen zweiten Bereich, in dem sie als periodisch in einer vorgegebenen Wellenform modifizierte Ausgangsgröße gewünscht ist. In den meisten Fällen sind die zeitlichen Mittelwerte der Ausgangsleistung im zweiten Bereich kleiner als im ersten Bereich, wo der Mittelwert gleichzeitig dem kontinuierlichen Wert der Ausgangsleistung entspricht. Der Wert der Ausgangsleistung auf der zum ersten Bereich zeigenden Seite einer Nahtstelle zwischen diesen beiden Bereichen, reduziert um einen gewünschten Simmerpegel und dividiert durch ein Tastverhältnis, das auf der zum zweiten Bereich zeigenden Seite derselben Nahtstelle erwünscht ist, definiert die Flankenhöhe. In diesem zweiten Bereich wird bei konstanter Flankenhöhe durch Reduktion des Tastverhältnisses eine Abnahme des Mittelwertes der Ausgangsleistung bewirkt.
Um Stroboskopeffekte in dem Bereich, der durch die Leuchtdioden illuminiert ist, die gemäß angegebenem Verfahren betrieben werden, nicht nur amplitudenmäßig, sondern auch frequenzmäßig unter Kontrolle zu behalten, liegt die Frequenz der Wellenform oder der Pulsform beispielsweise zwischen 500 Hz und 10 kHz, besonders bevorzugt in einem Bereich zwischen 1 kHz und 5 kHz.
Besonders vorteilhaft wird gemäß dem angegebenen Verfahren mit der geregelten Ausgangsleistung im Wesentlichen der Ausgangsstrom des elektronischen Leistungswandlers geregelt. Dieser kann das Herzstück eines Betriebsgeräts für Leuchtdioden, vorgesehen für die allgemeine Beleuchtungstechnik, bilden, die verfahrensgemäß betrieben werden sollen. Das Betriebsgerät ist somit für die Anwendung des Verfahrens eingerichtet. Weil wegen der Leuchtdioden als Last dessen Ausgangsspannung gegeben, konstant und eingeprägt ist, wird durch Regelung der Ausgangsleistung automatisch auch der Ausgangsstrom geregelt, und umgekehrt. Denn tatsächlich wird meist nur der Ausgangsstrom gemessen und sein Messwert zurückgemeldet, der als Istwert dient. Über die Multiplikation mit dem konstanten Faktor „Ausgangsspannung“ entsteht aus dem Ausgangsstrom die Ausgangsleistung.
Die zum Verfahren gehörige Schaltung für positive Logik der Regelstrecke, also für positiven Regelsinn, weist mindestens einen regelnden Operationsverstärker oder Regelverstärker auf, von dessen Ausgang ein Kompensations- oder Gegenkoppelnetzwerk zu dessen negativem Regeleingang verläuft, das einen Gegenkoppelwiderstand umfasst. An demselben negativen Regeleingang ist auch das Meßsignal der zu regelnden Ausgangsgröße angeschlossen über eine zweite Serienimpedanz, die zusammen mit dem Gegenkoppelwiderstand eine Proportionalverstärkung des Regelverstärkers ergibt, die für eine höchste vorgesehene Flankenhöhe des gewünschten Pulsmusters ausreicht. An den positiven Eingang desselben Operationsverstärkers, also an den positiven Regeleingang, wird das Signal für den Sollwert des Mittelwertes der mindestens einen zu regelnden Ausgangsgröße herangeführt über eine erste Serienimpedanz, die zwecks Impedanzanpassung, die gegen Offset- und Driftfehler des Operations- oder Regelverstärkers hilft, in etwa den gleichen Wert aufweisen kann wie die Impedanz in Serie zum anderen Regeleingang, hier also wie die zweite Serienimpedanz am negativen Regeleingang. Damit ist ein erster Sollwerteingang für den Regelkreis definiert. Abhängig vom Regelsinn, den Wertebereichen oder der Orientierung der Eingangsgrößen kann obige Zuordnung von Soll- und Meßsignal zu positivem und negativem Regeleingang vertauscht sein. Auch kann die Kompensation am positiven Regeleingang des Operationsverstärkers enden, oder beides kann gleichzeitig auftreten.
Die zum Verfahren gehörige Schaltung umfasst ferner einen zweiten Sollwerteingang für das Pulsmuster oder allgemein für die Wellenform. Dieses oder diese wird rein kapazitiv entweder an den positiven oder an den negativen Regeleingang des Regelverstärkers weitergeleitet, dem zweiten Sollwerteingang ist also zumindest ein Serienkondensator nachgeschaltet. Dadurch werden die zeitlichen Mittelwerte weder des Sollwertsignals noch des Messwertsignals verfälscht. Zu diesem Zweck umfasst der zweite Sollwerteingang mindestens einen Serienkondensator, hat also Form und Funktion eines gleichstromsperrenden Hochpasses.
Besonders vorteilhaft ist die Schaltungsanordnung für den Regelkreis an obigem Serienkondensator auftrennbar und wieder koppelbar. Der zweite Sollwert kann auf einem Sonderschaltungsmodul entstehen, das optional an den zweiten Eingang anschließbar ist und von ihm abtrennbar ist. Durch die obligate Eingabe des ersten und die nur fakultative Eingabe des zweiten Sollwerts wird diese modulare Bauweise möglich. Eine Standard-Schaltungsanordnung ohne Sonderschaltungsmodul kann nur kontinuierliche Ausgangsleistungen oder Ausgangsströme regeln, erst das Ankoppeln eines Sonderschaltungsmoduls ermöglichst die Regelung einer pulsförmigen oder anderweitig periodisch modifizierten Ausgangsleistung. Es können verschiedene ASICs oder FPGAs in denselben Sockel gesteckt werden, je einer ohne und einer mit dem Logikteil für eine Pulsmustererzeugung. Oder es kann zwei verschiedene Programmversionen für den Mikrokontroller oder für das Regel-IC geben, eine ohne und eine mit einer Möglichkeit zu periodischer Modifikation.
Besonders vorteilhaft umfasst besagter Kompensationszweig mindestens einen Integrierkondensator in Serie zum Gegenkoppelwiderstand. Diese Struktur erzeugt den oben erwähnten dominanten integrierenden Anteil der Regelverstärkung. Dadurch bleibt der zeitliche Mittelwert der zu regelnden Ausgangsgröße unabhängig von ihrer zeitlichen Form, also bspw. unabhängig von einer Wellenform bzw. unabhängig von deren generellem Vorhandensein.
Die gesamte Regelung, also der regelnde Operationsverstärker oder Regelverstärker, sein Gegenkoppelnetzwerk und seine beiden Eingänge samt Serienimpedanzen und gleichstromsperrendem Hochpass, oder ein Teil davon kann auch in einen ASIC oder FPGA integriert sein oder digital realisiert sein, also ins Programm für einen Mikro-Kontroller oder für ein Steuer- oder Regel-IC für den betrachteten elektronischen Leistungswandler integriert sein.
Mindestens eine solche Regelungsschaltung, vorgesehen zur Regelung eines getakteten elektronischen Leistungswandlers, ist vorteilhaft zusammen mit dem Leistungswandler in einem Betriebsgerät für Leuchtdioden enthalten, wobei diese mit der nötigen elektrischen Leistung versorgt und nach obigem Verfahren betrieben werden kann.
Besonders vorteilhaft wird eine Beleuchtungseinrichtung oder Beleuchtungsanlage, die für die Nutzung von Leuchtdioden vorgesehen ist, mit mindestens einem solchen Betriebsgerät für Leuchtdioden ausgerüstet.
Bevorzugte Ausführungsformen finden sich in den abhängigen Ansprüchen und der gesamten Offenbarung, wobei in der Darstellung nicht immer im Einzelnen zwischen Vorrichtungs- und Verwendungsaspekten unterschieden wird; jedenfalls implizit ist die Offenbarung hinsichtlich sämtlicher Anspruchskategorien zu lesen.
Figurenliste
Weitere Vorteile, Merkmale und Einzelheiten der Erfindung ergeben sich anhand der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen sowie anhand der Zeichnungen, in welchen gleiche oder funktionsgleiche Elemente mit identischen Bezugszeichen versehen sind. Dabei zeigen:

1 eine allgemeine Struktur eines Regelkreises,
2 eine mögliche Wellenform für die Spannung eines Modifikationssignals,
3 ein hochpassgefiltertes Modifikationssignal und eine dazu passende Spannung als Sollwert für einen Mittelwert,
4 eine mögliche Spannungsform für einen Sollwert,
5 eine erste Ausführungsform des Regelungsverfahrens,
6 eine zweite Ausführungsform des Regelungsverfahrens,
7 eine dritte Ausführungsform des Regelungsverfahrens,
8 einen Zusammenhang zwischen einem Tastverhältnis, einem Mittelwert, einem oberen Sollwertpegel und einem unteren Sollwertpegel
9 eine erste mögliche zugehörige Schaltung, und
10 eine zweite mögliche zugehörige Schaltung.

Bevorzugte Ausführung der Erfindung
1 zeigt die allgemeine Struktur eines Regelkreises, wie er in einem untersuchten Ausführungsbeispiel zum angegebenen Regelungsverfahren realisiert ist. Dabei bezeichnet Block 6 den eigentlichen Regler, der aus einem Spannungssignal 10 für die Regelabweichung eine Spannung 11 als Stellgröße für eine Strecke formt, die durch den betrachteten Regelkreis geregelt werden soll. In Block 6 ist die Sprungantwort des davon repräsentierten Reglers dargestellt, die einen proportionalen und einen integrierenden Anteil aufweist. Regler 6 ist also ein PI-Regler, woraus hervorgeht, dass dessen Gegenkopplung bzw. Kompensation von Block 6 ebenso umfasst ist. Eine PI-Gegenkopplung besteht zumindest aus einer Serienschaltung eines ohmschen Widerstandes für den proportionalen und eines Kondensators für den integrierenden Anteil der Regelverstärkung. Den aktiven Teil des Reglers 6 bildet ein Operationsverstärker mit annähernd unendlicher Verstärkung und Geschwindigkeit, sodass die Verstärkung des gesamten Reglers 6 sozusagen ausschließlich durch die Gegenkopplung bestimmt ist. Aufgrund des integrierenden Anteils in dieser Verstärkung kann Regler 6 dauerhaft verschiedene Spannungspegel von Regelabweichung 10 und Stellgröße 11 realisieren, insbesondere ohne Regelabweichung 10 dennoch eine Stellgröße 11 ungleich null ausgeben, wobei die Differenz der Spannungspegel im Kondensator der Gegenkopplung gespeichert ist. Jeder PI-Regler kann sogenannte „bleibende oder statische Regelabweichungen“ ausregeln, die immer dann entstehen, wenn eine zu regelnde Strecke 7 eine Stellgröße 11 größer null benötigt, um eine gewünschte Ausgangsgröße zu erzeugen, die im Wesentlichen proportional zur Stellgröße ist.
Eine solche Stecke 7, umfassend einen getakteten elektronischen Leistungswandler einschließlich seiner elektrischen Last, einen Taktgenerator, der anhand der ihm eingegebenen Stellgröße 11 ein Pulsmuster erzeugt, und eine Ansteuerschaltung für das Gate oder für die Basis des mindestens einen Leistungstransistors des getakteten Wandlers (all dies ist hier und im weiteren nicht dargestellt), die das Pulsmuster so verstärkt, dass damit der jeweilige Leistungstransistor sicher getaktet betrieben werden kann, ist durch einen Block 7 repräsentiert, in dem eine Sprungantwort eingezeichnet ist, die ein tiefpass- oder auch PT₁-filterndes Verhalten aufweist. Denn jede solche Strecke besitzt eine gewisse Trägheit, bis eine Änderung in der Stellgröße 11 eine entsprechende Änderung bspw. der Ausgangsleistung 8 des getakteten elektronischen Leistungswandlers nach sich zieht. Die meisten solchen Strecken sind global linear, d.h. die Höhe der Änderung einer Ausgangsleistung 8 ist in weiten Bereichen proportional zur Höhe der Änderung der Stellgröße 11. Daher ist es zulässig, auf die Details dieser Strecke hier und im Weiteren nicht einzugehen. Jede PT₁-Strecke 7 kann durch einen PI-Regler 6 zufriedenstellend stabilisiert werden.
Rein numerische Bezugszeichen wie bspw. die 10 oder die 11 können oben wie im gesamten Folgenden gleichermaßen Spannungen, ihre zugehörigen Spannungszeitverläufe oder ihre zugehörigen elektrischen Anschlüsse, Bahnen, Leitungen oder Knoten beschreiben. Darüber hinaus beschreiben dieselben Bezugszeichen auch die Funktionen der Spannungen oder Leitungen, sodass die Kombination aus nur der Funktion und dem zugehörigen Bezugszeichen vorkommen kann, wie bspw. „Stellgröße 11“. Da es aus dem Zusammenhang heraus klar ist, welcher Aspekt jeweils gemeint ist, ergibt eine Aufsplittung der Bezugszeichen nach diesen Aspekten keinen Sinn. Spannungen und Spannungszeitverläufe sind jeweils auf eine gemeinsame Schaltungsmasse bezogen. „Stellgröße 11“ ist also eine Spannung auf einer Leitung oder einem Knoten 11 gegenüber der Schaltungsmasse mit Funktion einer Stellgröße, die zeitlich variieren kann und als Zeitverlauf über einer Zeitachse als x-Achse auch dementsprechend mit 11 beziffert dargestellt sein kann.
Das jeden Regelkreis auszeichnende Signal ist die Meßspannung 8. Im untersuchten Ausführungsbeispiel entspricht sie dem Ausgangsstrom des Leistungswandlers, welcher Strom durch die elektrische Last fließt. Weil die elektrische Last im untersuchten Ausführungsbeispiel eine Serienschaltung aus mehreren Leuchtdioden ist, gedacht für die allgemeine Beleuchtungstechnik, oder zumindest eine solche Leuchtdiode, ist deren Spannung konstant und fest eingeprägt. Somit repräsentiert der Ausgangsstrom zugleich eine Ausgangsleistung, und eine relative Änderung des Ausgangsstroms zieht eine ebensolche Änderung der Ausgangsleistung nach sich. Weil auch hier globale Linearität gilt, wird im Weiteren - weil allgemeiner wegen ihrer Relevanz für alle Arten passiver elektrischer Lasten - zumeist von einer Ausgangsleistung als der betrachteten Ausgangsgröße gesprochen, selbst wenn in Spannung 8 stets der Ausgangsstrom gemessen ist.
An einem Subtraktionspunkt 5b wird die Meßspannung 8 von einer Sollwertspannung 9 abgezogen. Das Ergebnis ist die Regelabweichung 10, die, sobald ungleich null, den Regler 6 dazu bewegt, seine Stellgröße 11 zu ändern.
Das Besondere an der angegebenen Lösung besteht darin, dass Sollwert 9 aus zwei Komponenten bestehen kann, die an einen Summationspunkt 5a zusammenaddiert werden. Obligat für das Funktionieren des Regelkreises ist eine Eingabe einer kontinuierlichen Sollwertspannung 1, die im Kurzzeitbereich, also beispielsweise in Stückelungen von einer Millisekunde, auch tatsächlich konstant ist, die sich also nur langsam ändert. Eine Sollwertspannung 2 für eine periodische Wellenform, bspw. für ein Pulsmuster, kann an Punkt 5a zum kontinuierlichen Sollwert 1 hinzugezählt werden. Eine weitere Besonderheit ist, dass Sollwert 2 stets rein kapazitiv, also über einen Hochpass 3 eingespeist wird, der einen Serienkondensator enthält, dem kein sonstiges Element außer einem weiteren Kondensator parallelgeschaltet sein darf. Auf diese Weise weicht der Mittelwert des Summen-Sollwertes 9 nicht ab vom Wert des kontinuierlichen Sollwertes 1, obwohl sich die Form des Summen-Sollwertes 9 drastisch ändert, eben analog zum wellenförmigen Sollwert 2, sofern dieser überhaupt eingegeben wird. Davon unabhängig entspricht der Mittelwert des Sollwertes 9 immer dem kontinuierlichen Sollwert 1. Sollwert 2 ist also fakultativ und gleichzeitig dominant, denn sobald er eingegeben wird, ändert sich die Form des Summen-Sollwertes 9. Der Mittelwert des wellenförmigen Sollwertes 2 wiederum ähnelt vorteilhafterweise dem kontinuierlichen Sollwert 1, kann aber auch andere Werte annehmen.
Das Gesamtsystem kann eine Meßspannung 8, die im Wesentlichen mit dem wellenförmigen Summen-Sollwert 9 übereinstimmt, produzieren und somit auch eine entsprechend übereinstimmende wellenförmige Ausgangsleistung, wovon Meßspannung 8 das Abbild ist. Lediglich Anteile der Streckenträgheit können nicht herausgeregelt werden und bleiben als kurzzeitige und periodisch abwechselnd gerichtete Regelabweichungen (nicht dargestellt) bestehen.
2 beschreibt einen möglichen wellenförmigen Spannungsverlauf des Sollwertes 2. Diese Spannung pendelt zwischen den Werten U_H und U_L, wobei es eine Periodendauer T und eine Pulsdauer T_ON gibt. Während der Pulsdauer T_ON befindet sich Sollwert 2 jeweils auf einer Spannung oder einem höheren Pegel U_H, dazwischen auf einer Spannung U_L, die auch mit tieferem Pegel oder Simmerpegel des Sollwertes 2 bezeichnet wird.
In 3 ist anhand des Spannungsverlaufs 4 die Wirkung des Hochpasses 3 zu erkennen. Sollwert 2 ist seines Gleichanteils oder Mittelwertes beraubt, und die oben noch waagrechten Spannungsabschnitte im Sollwert 2 auf Werten von U_H oder U_L sind abgewandelt in Abschnitte der Anfänge von e-Funktionen, die alle gegen null streben. Lediglich das Timing bleibt unverändert, was typisch für Hochpässe ist. Die hohen Werte im Verlauf 4 treten während T_ON auf, und die niedrigen dazwischen innerhalb der Restdauern der Perioden T.
Zusätzlich ist hier der kontinuierliche Sollwert 1 eingezeichnet. Damit Sollwert 9 nie negativ wird, wessen Grund später noch zu erläutern ist, muss der kontinuierliche Sollwert 1 höher sein als der Betrag der Spannung U_min, die direkt nach jeder fallenden Flanke des wellenförmigen Sollwertes 2 auftritt.
4 verdeutlicht den stets positiven Sollwert 9, der der Summe aus kontinuierlichem Sollwert 1 und Spannungsverlauf 4 entspricht, letzterer entstanden aus der Hochpassfilterung des wellenförmigen Sollwertes 2. Sollwert 9 wird in die Regelung eingespeist, die eine davon geregelte Strecke dazu zwingt, eine Ausgangsleistung zu erzeugen, die dem Sollwert 9 möglichst gut ähnelt.
5 veranschaulicht eine erste Ausführungsform des Verfahrens für die angegebene Regelung, welches dem untersuchten Ausführungsbeispiel zugrunde liegt. Dabei wird rechts einer ersten Nahtstelle 12 der Regler nur mit einem kontinuierlichen Sollwert 1 beaufschlagt, der zu einer proportional zu- oder abnehmenden Ausgangsleistung P_A führt, sobald Sollwert 1 zu- oder abnimmt. Ein wellenförmiger Sollwert 2 ist in diesem ersten Bereich entweder konstant null oder eine sonstige konstante Spannung, oder der Sollwerteingang 2 wird offengelassen. Daraus resultiert wie in der Lupendarstellung rechts oben angedeutet ein kontinuierlicher Summen-Sollwert 9.
Links der ersten Nahtstelle 12 erscheinen die Spannungspegel U_H und U_L, die schon aus 2 bekannt sind und immer nur in einem wellenförmigen Sollwert 2 enthalten sein können, der in diesem linken Bereich nun zugeschaltet wird. Der höhere Spannungspegel U_H entspricht dabei besonders vorteilhaft dem Wert des kontinuierlichen Sollwerts 1 genau an der Nahtstelle 12. Der tiefere Spannungspegel U_L ist der Simmerpegel des Sollwerts 2. Um dennoch die Ausgangsleistung P_A variieren zu können, muss sich die Form des Sollwertes 2 zwischen diesen beiden Grenzpegeln U_H und U_L ändern. Die einfachste Formänderung ist wie hier anhand eines winkelhalbierenden Abschnitts einer gestrichelten Linie dargestellt die Änderung eines Tastverhältnisses D proportional zur gewünschten Änderung der Ausgangsleistung P_A. Dabei entspricht D dem Verhältnis aus T_ON, währenddessen der höhere Pegel U_H anliegt, wie in 2 gezeigt, zur Periodendauer T, nach der das nächste Mal vom tieferen auf den höheren Pegel umgeschaltet wird, die sich also zwischen zwei steigenden Flanken des wellenförmigen Sollwerts 2 aufspannt. Die daraus resultierende mittlere Ausgangsleistung P_A ist umso kleiner, je kürzer die T_ON-Perioden im Vergleich zur Periodendauer T sind, was anhand der beiden Lupendarstellungen unten in der Mitte und links verdeutlicht wird. Dort sind die aus den jeweiligen Stellen des Verfahrens resultierenden Sollwertverläufe 9 dargestellt.
In diesem zweiten Bereich muss der kontinuierliche Sollwert 1 mit dem Wert für D parallel mitgeführt werden, damit gemäß Beschreibung zu 1 überhaupt eine abnehmende mittlere Ausgangsleistung P_A entstehen kann. Das Tastverhältnis für den ersten Bereich entspricht demjenigen an der Nahtstelle 12, an dem das Pulsmuster faktisch verschwindet. Also ist dort D konstant 100 % wie an dem waagrechten Abschnitt der gestrichelten Linie zu erkennen.
Wie schon erwähnt ist der gesamte zweite Bereich fakultativ und gilt in der beschriebenen Form nur dann, wenn die Ausgangsleistung P_A in einer Wellenform oder Pulsform entstehen soll, wenn also ein entsprechend wellenförmiger Sollwert 2 überhaupt eingegeben wird. Ohne diesen verbliebe auch links der Nahtstelle 12 der Wert für D konstant bei 100 %, U_H und U_L würden nicht in Erscheinung treten, und die Ausgangsleistung P_A würde kontinuierlich verlaufen (alles im Konjunktiv beschriebene nicht dargestellt) und sich proportional zum Sollwert 1 ändern. Dies wäre für alle ohmschen oder sonstigen linearen elektrischen Lasten der Normalfall und ist auch für Leuchtdioden als Last der häufigste Fall, da dann der Aufwand für die Erzeugung eines wellenförmigen Sollwertes 2 eingespart würde. Gleichzeitig entsteht eine Möglichkeit für eine modulare Bauweise, wobei ein Basismodul den Regelkreis, den Hochpass 3 und die obligate Eingabe eines kontinuierlichen Sollwertes 1 umfasst, und wobei ein optionales Zusatzmodul, dessen Ausgang an den schon vorbereiteten Hochpass anzuschließen ist, die Erzeugung eines wellenförmigen Sollwertes 2 übernimmt.
Sollen Leuchtdioden, die für die allgemeine Beleuchtungstechnik vorgesehen sind, nämlich sehr tief gedimmt werden, also beispielsweise kontinuierlich hinab bis in absolute Dunkelheit, oder umgekehrt stufenlos herauf aus absoluter Dunkelheit, ist eine Wellenform oder Pulsform des Ausgangsstroms, abgebildet in der Meßspannung 8, oder der Ausgangsleistung P_A im soeben umrissenen linken Bereich sogar erwünscht. Denn Lichtinstallationen mit vielen Leuchtdioden, die in Serie geschaltet sind und somit mit demselben Strom betrieben werden, bekommen ein grobkörniges Aussehen, wenn derselbe Strom sehr weit heruntergedimmt wird und dabei absolut glatt wäre. Grund sind Fehlstellen im LED-Kristall, die jeder einzelnen Leuchtdiode einen individuellen Minimalstrom aufprägen, der durchaus noch positiv ist, und bei dessen Unterschreiten die betroffene Leuchtdiode erstmals absolut dunkel wird. Manche Leuchtdioden tun dies als erste, während eine andere vielleicht als einzige bis zum Schluss leuchtet. Die optische Erscheinung einer mit vielen Leuchtdioden ausgestatteten und derart betriebenen Lichtinstallation leidet darunter erheblich. Durch eine Wellenform des Leuchtdiodenstroms bei diesen geringen Helligkeiten leuchten alle an derselben Lichtinstallation beteiligten Leuchtdioden annähernd gleich hell, aber sozusagen mikro-gepulst, und eine weitere Verdunkelung geschieht wie bekannt durch Reduktion eines Tastverhältnisses, das vom Auge in eine sich kontinuierlich reduzierende Helligkeit geglättet wird. Hinzu kommt ein positiver Glitzereffekt, denn bei sehr geringen Helligkeiten ist das menschliche Auge daran gewöhnt, dass die Lichtquellen leicht flackern wie bspw. der natürliche Sternenhimmel.
Das angegebene Verfahren erlaubt, bei sehr niedrigen Helligkeiten von Leuchtdioden über das Tastverhältnis D direkt deren Licht zu steuern. Der durchaus noch positive Minimalstrom, unter dem eine Leuchtdiode absolut dunkel ist, geht in den Simmerpegel ein, der durch den tieferen Spannungspegel U_L im wellenförmigen Sollwert 2 repräsentiert ist. Aus Gründen von Geschwindigkeit, Genauigkeit und Vermeidung von Moduswechseln ist es deutlich vorteilhaft, statt jedes Mal komplett auszuschalten zwischen den einzelnen Pulsen der Dauer T_ON jeweils einen kleinen Strom durch die Leuchtdioden weiterfließen zu lassen, der kleiner als obiger Minimalstrom ist und durch den Simmerpegel U_L im wellenförmigen Sollwert 2 und somit zeitgleiche positive Werte des Summen-Sollwerts 9 repräsentiert wird. Als Quintessenz davon kann der kontinuierliche Sollwert 1 für die durchschnittliche Ausgangsleistung um bis auf diesen Simmerpegel angehoben werden, je näher die gewünschte Helligkeit an der absoluten Dunkelheit liegen soll.
6 zeigt eine mögliche Abwandlung und Erweiterung als eine zweite Ausführungsform des angegebenen Verfahrens, wofür die beiden letzten Abschnitte der Beschreibung - Wellenform-Zusatzmodul, direkte Lichtsteuerung durch Wellenform - ebenso gelten. Als Unterscheidung gibt es jedoch eine zweite Nahtstelle 13. Links davon gibt es einen zweiten Bereich, der gleichermaßen zu beschreiben ist wie oben, nur mit dem ersten Unterschied, dass insbesondere der höhere Spannungspegel U_H reduziert ist im Vergleich zum zweiten Bereich der vorausgehenden Figur, und mit dem daraus folgenden zweiten Unterschied, dass das Tastverhältnis D bei einem höheren Wert, als ihn der kontinuierliche Sollwert 1 an der Nahtstelle 13 für die durchschnittliche Ausgangsleistung P_A „suggerierte“, startet und bei Reduktion von P_A entsprechend steiler abnimmt.
Zwischen der ersten Nahtstelle 12, die den ersten Bereich begrenzt, wie er unverändert von oben schon bekannt ist, und der zweiten Nahtstelle 13 entsteht hier ein dritter Bereich, der durch ein konstantes Tastverhältnis D = ½ charakterisiert ist. Eine Leistungsreduktion wird hier dadurch bewirkt, dass die Pegel von U_H und U_L für den wellenförmigen Sollwert - beide beginnend beim Wert des kontinuierlichen Sollwerts 1 an Nahtstelle 12 - linear abnehmen, wobei der Abstand des höheren Pegels U_H von einem Sollwert 1 jeweils gleich zum Abstand des tieferen Pegels U_L vom selben Sollwert 1 ist, nur in unterschiedliche Richtung. Dadurch ergibt sich obiges charakteristische Tastverhältnis, dass in diesem beispielhaften dritten Bereich konstant zu halten ist. Dieser dritte Bereich ist insbesondere zur Reduktion einer Farbänderung einer Leuchtdiode sinnvoll, die über einen weiten Bereich gedimmt werden soll.
7 vereinigt einige Merkmale der Ausformungen beider vorausgehender Figuren zu einer dritten Ausführungsform des angegebenen Verfahrens. Aus 5 stammen die nur zwei Bereiche und die nur eine Nahtstelle 12. Ebenso unverändert wird der erste Bereich aus beiden Vorgängerfiguren übernommen. Aus 6 stammt das Tastverhältnis D = ½, das ebenso wie dort auf der Seite der Nahtstelle 12, die zum zweiten Bereich links davon zeigt, gelten soll. Ziel dieses Tastverhältnisses ist, beim Betreten des zweiten Bereichs vom ersten herkommend sofort maximale Welligkeit der Wellenform, insbesondere der Pulsform, zu gekommen. Damit auf derselben Seite der Nahtstelle 12 auch der tiefere Pegel sofort auf den Simmerpegel U_L abfallen kann, muss zur Kompensation des abrupt auf ½ reduzierten Tastverhältnisses D der höhere Pegel U_H mindestens doppelt so hoch sein wie der Pegel des kontinuierlichen Sollwertes 1 auf der Nahtstelle 12. Ansonsten entspricht der hiesige zweite Bereich dem von 5, nur dass hier der höhere Pegel eben doppelt so hoch liegt wie dort, und dass hier das Tastverhältnis D zwar ebenso linear auf null abnimmt wie dort, hier aber jeweils nur halb so groß ist wie dort.
8 zeigt den Zusammenhang zwischen Tastverhältnis D, höherem Sollwertpegel U_H und tieferem Sollwertpegel U_L. Im Unterschied zu den drei Figuren zuvor ist hier der gewünschte Mittelwert jeweils gleich, somit auch die mittlere Ausgangsleistung P_A, weshalb sie hier als x-Achsengröße ausscheidet.
Und der kontinuierliche Sollwert 1 ist eine horizontale Gerade geworden. Auf der x-Achse erscheint hier das Tastverhältnis D, in dessen 100 %-Punkt alle obigen ersten Nahtstellen 12 enthalten sind. Es soll gezeigt werden, dass mit unterschiedlichen Tastverhältnissen D dennoch eine gleiche mittlere Ausgangsleistung erzeugt werden kann, auch wenn deren Formen - wie gewünscht - stark voneinander abweichen. Auch werden einige der dafür nötigen Pegel U_H und U_L gezeigt.
Dabei sollen die Pulsfrequenz, also das T aus den 2 bis 4, und die Flankenhöhe, also die Differenz aus U_H und U_L, konstant bleiben. Letzteres ist verdeutlicht in dem konstanten Abstand zwischen den Linien für U_H und U_L. Ersteres ist anhand der drei linken Lupendarstellungen ersichtlich, worin die steigenden Flanken des Summen-Sollwertes 9 jeweils gleichen Abstand zueinander haben. Aus diesen Randbedingungen ergeben sich jeweils linear umso weiter ansteigende Pegel für U_H und U_L, je weiter das Tastverhältnis D linear abnimmt. Andere Randbedingungen wie bspw. „gleicher Modulationsgrad über alle Tastverhältnisse“ oder „Flächengleichheit der Halbpulse zum Mittelwert“ ergäben andere Pegelverläufe für U_H und U_L, die nicht dargestellt sind.
9 veranschaulicht eine mögliche Schaltung für einen Regler, mit dem das angegebene Verfahren durchführbar ist. Ein Operationsverstärker 20 als einzig aktiver Teil des Reglers ist umgeben von seiner Gegenkopplung, die wie schon angedeutet eine Serienschaltung eines Integrierkondensators 14 mit einem Gegenkoppelwiderstand 17 umfasst. Der Operationsverstärker 20 wird versorgt von einer internen Hilfsspannung VCC und ist auf die Schaltungsmasse bezogen, auf die gleichermaßen die Hilfsspannung bezogen ist. An seinem Ausgang, an dem auch der Integrierkondensator 14 angeschlossen ist, wird in Form einer Spannung die Stellgröße 11 ausgegeben, womit die Strecke - hier ein getakteter elektronischer Leistungswandler mit zumindest einer Leuchtdiode als Last - gesteuert wird, die durch den dargestellten Regler kontrolliert und stabilisiert werden soll. Die Meßspannung 8 - hier repräsentativ für den Ausgangsstrom und wegen der LED-Last zugleich für die Ausgangsleistung - wird über einen Rückmeldewiderstand 16 an den negativen Regeleingang des Operationsverstärkers 20 angekoppelt, an den ebenso der Gegenkoppelwiderstand 17 angekoppelt ist. Der Rückmeldewiderstand 16 entspricht der oben allgemein eingeführten zweiten Serienimpedanz. An den positiven Regeleingang desselben Operationsverstärkers 20 ist über einen Eingangswiderstand 15, der obiger allgemein eingeführter erster Serienimpedanz entspricht, der Summensollwert angekoppelt. Direkt in Serie zwischen Eingangswiderstand 15 und positivem Regeleingang des Verstärkers 20 ist eine kleine Induktivität 21 geschaltet, die eine Perlendrossel aus Ferrit sein kann und der Abblockung sehr hochfrequenter Störsignale dient, die bspw. aus dem Telefon-Mobilfunk stammen können. Eine gleiche kleine Induktivität 22 ist auch zwischen den negativen Regeleingang des Verstärkers 20 und den Punkt geschaltet, über den Gegenkoppelwiderstand 17 und Rückmeldewiderstand 16 miteinander verbunden sind. Optional und zur noch effektiveren Abblockung hochfrequenter Störungen können die beiden gleichen Induktivitäten 21 und 22 auch mittels einer gemeinsamen Perle 23 derart gekoppelt sein, dass in Blickrichtung auf die beiden Regeleingänge des Verstärkers 20 eine Gleichtaktdrossel entsteht. Bildlich gesprochen verlassen dann beide Eingangsleitungen für den Verstärker 20 die Perle 23 auf ihrer selben Stirnseite. Das gestrichelte Kästchen mit dem Bezugszeichen 5b+10+6 verdeutlicht, welche Elemente aus 1 von diesem Kästchen umfasst sind. Insbesondere der Subtraktionspunkt 5b und die Regelabweichung 10 können nicht diskret dargestellt werden, da sich beides innerhalb des Operationsverstärkers 20 abspielt.
Der kontinuierliche Sollwert 1 kann als Spannung an einen Vorwiderstand 30 abgegeben werden, dessen anderes Ende mit einem Summationspunkt 5a verbunden ist, dessen Spannung dem Summen-Sollwert entspricht, und der somit auch mit dem Eingangswiderstand 15 verbunden ist. Am Summationspunkt 5a ist ebenso ein Hochpasskondensator 3 als einfachster Vertreter des Hochpasses 3 angeschlossen, in den entweder direkt oder über einen (nicht dargestellten) zweiten Vorwiderstand der wellenförmige Sollwert 2 eingegeben werden kann, wenn eben eine entsprechend wellenförmige Ausgangsleistung erwünscht ist. Ist eine kontinuierliche Ausgangsleistung erwünscht, bleibt der Hochpasskondensator 3 offen. Da prinzipbedingt in einen Eingang eines Operationsverstärkers keinerlei nennenswerter Strom hineinfließt, trägt weder Vorwiderstand 30 noch Eingangswiderstand 15 zur Regelverstärkung bei. Vorwiderstand 30 vervollständigt hingegen den Hochpass für den wellenförmigen Sollwert 2, da ein von ihm verursachter Strom durch den Hochpasskondensator 3 über den Vorwiderstand 30 in die Spannungsquelle für den kontinuierlichen Sollwert 1 zurückfließen kann.
Die proportionale Regelverstärkung, also eine schnelle Spannungsänderung am Ausgang des Verstärkers 20 bezogen auf eine ebensolche an seinem positiven Regeleingang, wird durch das Verhältnis der Summe aus Rückmeldewiderstand 16 und Gegenkoppelwiderstand 17 zum Rückmeldewiderstand 16 definiert. Denn vom niederohmigen Ausgang des Verstärkers 20 kann auf dem Weg der Gegenkopplung und der Rückmeldung ein solcher Strom in die ebenfalls niederohmige und an Punkt 8 angeschlossene Messvorrichtung fließen, der proportional zu schnellen Spannungsänderungen in der Stellgröße 11 ist.
Die integrierende Regelverstärkung bei einer statischen Regelabweichung, also die Steigung der Stellgröße 11 bei konstanter Meßspannung 8 und gleichzeitig konstanter Differenz der Spannung des positiven Regeleingangs hierzu, entspricht der Höhe der Regelabweichung dividiert durch das Produkt aus Rückmeldewiderstand 16 und Integrierkondensator 14, welches Produkt zugleich die Zeitkonstante des betrachteten PI-Reglers definiert.
Aus beiden Regelverstärkungen wird die Bedeutung des Rückmeldewiderstandes 16 klar. Je niederohmiger er gewählt wird, desto stärker und gleichzeitig schneller reagiert der zugehörige PI-Regler. Wäre er nicht vorhanden und durch eine direkte Verbindung ersetzt, entartete der Regler trotz seiner Gegenkopplung in einen Komparator. Sollen beide Verstärkungen gleichzeitig gedrosselt werden, also der PI-Regler schwächer und zugleich langsamer auf Sollwertänderungen reagieren, ist einfach der Rückmeldewiderstand hochohmiger zu wählen. Daher wird der Rückmeldewiderstand 16 von dem gestrichelten Kästchen 5b+10+6 umfasst, das einen vollständigen PI-Regler umschreiben soll. Das Verhältnis zwischen proportionaler und integrierender Regelverstärkung hingegen wird durch das Größenverhältnis des Integrierkondensators 14 und des Gegenkoppelwiderstandes 17 zueinander bestimmt. Als besonders vorteilhafte Dimensionierung für das untersuchte Ausführungsbeispiel erweisen sich 100 Kiloohm für den Gegenkoppelwiderstand 17, 22 Nanofarad für den Integrierkondensator 14, 100 Ohm für den Rückmeldewiderstand 16, 10 Kiloohm für den Eingangswiderstand 15 und für den Vorwiderstand 30 sowie 22 Nanofarad für den Hochpasskondensator 3.
Wäre der Verstärker 20 bipolar versorgt, also seine Minusversorgung nicht an die Schaltungsmasse, sondern auf ein tieferliegendes Potenzial gelegt, wäre der Regler hiermit bereits fertig. Bipolare Versorgungen erfordern jedoch doppelte Hilfsspannungsschaltungen und sind in der Massenfertigung unbeliebt. Daher sind die Operationsverstärker in der Regel von der gleichen einpoligen Hilfsspannung VCC versorgt wie die gesamte passive Verschaltung darum herum, die großteils oben schon erklärt ist. Bei sehr kleinen Sollwerten - wie hier für ein tiefes Dimmen von Leuchtdioden durchaus vorkommend - gerät der Operationsverstärker mit allen Signalen an seinen Ein- und Ausgängen an den Rand seiner Versorgungsspannung. Dabei wird der Verstärker ungenau und nichtlinear, er beginnt zu verzerren und rauscht stärker. Zwecks genauer Regelung bis an den unteren Rand des geforderten Regelbereichs ist dies zu vermeiden. Dazu können alle Signale künstlich erhöht werden, um sich vom unteren Rand der Versorgungsspannung des Operationsverstärkers zu entfernen. Sollwerte können durch einen konstanten Sockelbetrag oder Offset erhöht werden, aber auch die zurückgemeldete Meßspannung 8 muss künstlich erhöht werden. Dazu gibt es ausgehend von der internen Hilfsspannung VCC einen zweiten Zweig in Richtung Schaltungsmasse, der hauptsächlich aus einem Pullup-Widerstand 19, einem Kupplungswiderstand 18, dem schon bekannten Rückmeldewiderstand 16 und einer sehr niederohmigen Strommessvorrichtung zwischen Punkt 8 und Schaltungsmasse besteht. Zwischen Pullup-Widerstand 19 und Kupplungswiderstand 18 ist ein Siebkondensator 29 angeschlossen, dessen anderes Ende ebenfalls mit Schaltungsmasse verbunden ist. Die durch all dies bewirkte Erhöhung der Spannung am negativen Eingang des Verstärkers 20 spielt für die Regelgenauigkeit keine Rolle, da diese Erhöhung im Integrierkondensator 14 als zusätzliche Spannung gespeichert bleibt. Lediglich der kontinuierliche Sollwert 1 muss um einen passenden Sockel angehoben werden. Eine besonders vorteilhafte Dimensionierung für den zweiten Zweig besteht aus 47 Kiloohm für den Pullup-Widerstand 19, 10 Nanofarad für den Siebkondensator 29 und 15 Kiloohm für den Kupplungswiderstand 18. Letzterer und der Siebkondensator 29 wirken als Tiefpass für Gegenkopplung und Rückmeldung gleichermaßen, sodass er bei der Bestimmung von Regelverstärkung und Zeitkonstante zu berücksichtigen ist.
10 schließlich ergibt sich aus der vorausgehenden Figur, wenn der wellenförmige Sollwert 2' invertiert vorliegt oder er die mindestens eine wellenförmig gewünschte Ausgangsgröße invertiert modifizieren soll. Dann kann besonders vorteilhaft Sollwert 2' einfach an den negativen Regeleingang des Verstärkers 20 herangeführt werden. Dadurch entfällt der Summationspunkt 5a und mit ihm auch der Vorwiderstand 30. Nur der Eingangswiderstand 15 bleibt übrig als äußere Beschaltung für den kontinuierlichen Sollwert 1. Der auch hier obligate Hochpasskondensator 3' wird nun besonders vorteilhaft genau an den Knoten 5a' angeschlossen, mit dem oben der Siebkondensator 29 verbunden war, der hier wegfällt. Analog zur niederohmigen Meßspannung 8 über den sehr wichtigen Rückmeldewiderstand 16 muss auch der wellenförmige Sollwert 2' über eine Serienimpedanz mit dem negativen Regeleingang des Verstärkers 20 verbunden sein. Diese Aufgabe übernimmt nun der Kupplungswiderstand 18, dessen Wert sich dadurch gegenüber oben ändern kann, und der für den wellenförmigen Sollwert 2' Regelverstärkungen bewirkt, die von den oben beschriebenen abweichen können. Anstelle des weggefallenen Vorwiderstands 30 vervollständigt hier der Pullup-Widerstand 19 den Hochpass für den wellenförmigen Sollwert 2'.
Bezugszeichenliste

1: kontinuierlicher Sollwert, zugehörige Spannung, zugehöriger Eingang oder zugehörige Leitung
2: wellenförmiger Sollwert, zugehörige Spannung, zugehöriger Eingang oder zugehörige Leitung, jeweils nicht invertiert bzw. nicht-invertierend
2': wellenförmiger Sollwert, zugehörige Spannung, zugehöriger Eingang oder zugehörige Leitung, jeweils invertiert bzw. invertierend
3: Hochpass oder Hochpasskondensator, nicht-inverteriend
3': Hochpasskondensator, inverteriend
4: Hochpassgefilterte Spannung, die aus dem wellenförmigen Sollwert resultert
5a: Summationspunkt, nicht-invertierend
5a': Summationspunkt, invertierend
5b: Subtraktionspunkt
6: PI-Regler
7: lineare und linear-verzögernde Strecke
8: Meßspannung oder zugehöriger Eingang oder Ausgangsleistung oder Ausgangsstrom
9: Sollwert oder Summen-Sollwert
10: Regelabweichung
11: Ausgang eines Operationsverstärkers oder Stellgröße
12: erste Nahtstelle
13: zweite Nahtstelle
14: Integrierkondensator
15: Eingangswiderstand oder erste Serienimpedanz
16: Rückmeldewiderstand oder zweite Serienimpedanz
17: Gegenkoppelwiderstand
18: Kupplungswiderstand
19: Pullup-Widerstand
20: Operationsverstärker
21: kleine Induktivität in Serie zum positiven Eingang des Verstärkers 20
22: kleine Induktivität in Serie zum negativen Eingang des Verstärkers 20
23: mögliche Kopplung zwischen den Induktivitäten 21 und 22
29: Siebkondensator
30: Vorwiderstand

ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
Zitierte Patentliteratur

DE 102017204907 A1 [0005]
WO 2018114528 A1 [0005]
WO 2018114533 A1 [0005]

Claims

Verfahren zur Regelung eines getakteten Leistungswandlers, wobei der Leistungswandler aufweist: - einen Eingang zum Eingeben einer Eingangsleistung, - einen Ausgang zum Ausgeben einer geregelten Ausgangsleistung, - einen Regelkreis, der für die Regelung auf eine vorgegebene kontinuierliche Ausgangsleistung optimiert ist, und - der mindestens einen ersten und einen zweiten Eingang zum Eingeben von Sollwerten sowie einen Regler (6) aufweist, wobei mindestens ein erster Sollwert (1) den Wert der kontinuierlichen Ausgangsleitung vorgibt, wobei mindestens ein zweiter Sollwert (2) eingegebbar ist, der eine Wellenform vorgibt, und wobei eine Summe aller Sollwerte an den Eingängen einen Summen-Sollwert (9) bildet, der in den Regler (6) eingegeben wird, gekennzeichnet durch folgende Schritte: - Eingeben des ersten Sollwertes (1) in den ersten Eingang, - Eingeben des zweiten Sollwertes (2) mit einer Wellenform in den zweiten Eingang, - Modifizieren des zweiten Sollwertes mittels eines gleichstromsperrenden Hochpasses (3), so dass der Mittelwert des Summen-Sollwertes (9) dem Wert des ersten Sollwertes (1) entspricht, - addieren des ersten (1) und des zweiten (2) Sollwertes zum genannten Summensollwert (9), - Eingeben des Summen-Sollwertes (9) in den Regelkreis, um am Ausgang des Leistungswandlers eine Ausgangsleistung mit einer zum zweiten Sollwert (2) qualitativ gleichwertigen Wellenform zu erzeugen, wobei der Mittelwert der Ausgangsleistung dem vom ersten Sollwert (1) vorgegebenen Wert einer kontinuierlichen Ausgangsleistung entspricht.
Verfahren gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Mittelwert der Ausgangsleistung unabhängig davon, ob die Ausgangsleistung kontinuierlich ist oder mit einer Wellenform modifiziert ist, konstant bleibt.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Eingabe des zweiten Sollwertes für eine Wellenform am zweiten Eingang optional ist, wobei der erste Sollwert in Form einer kontinuierlichen Spannung eingegeben wird, und wobei der zweite Sollwert in Form einer entsprechend wellenförmigen Spannung eingegeben werden kann.
Verfahren gemäß einem der vorausgehenden Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Leistungswandler eine kontinuierliche Ausgangsleistung erzeugt, wenn in den zweiten Eingang kein zweiter Sollwert (2) für eine Wellenform eingegeben wird.
Verfahren gemäß einem der vorausgehenden Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Sollwert (2) zeitliche Minima (U_L) aufweist, die vom Mittelwert seiner Wellenform um einen Betrag abweichen, der kleiner als der Betrag des ersten Sollwerts (1) ist, wobei der Betrag der zeitlichen Minima bevorzugt 80 % bis 98 % vom Betrag des ersten Sollwerts (1) beträgt, und der Betrag der zeitlichen Minima besonders bevorzugt 90 % bis 96 % vom Betrag des ersten Sollwerts (1) beträgt.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Wellenform im Wesentlichen rechteckförmig ist, dass der zweite Sollwert (2) ein Sollwert für die Wellenform ist, und dass die Flankenhöhen der geregelten Ausgangsleistung von den Flankenhöhen des zweiten Sollwertes abhängen.
Verfahren gemäß Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Flankenhöhen der geregelten Ausgangsleistung vom Mittelwert dieser geregelten Ausgangsleistung und von einem Tastverhältnis des Pulsmusters abhängen.
Verfahren gemäß Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Flankenhöhen der zu regelnden Ausgangsleistung konstant sind.
Verfahren gemäß einem der vorausgehenden Ansprüche 5 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Frequenz der Wellenform oder des Pulsmusters in einem Bereich zwischen 500 Hz und 10 kHz liegt, besonders bevorzugt in einem Bereich zwischen 1 kHz und 5 kHz.
Verfahren gemäß einem der vorausgehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass mit der geregelten Ausgangsleistung der Ausgangsstrom des elektronischen Leistungswandlers geregelt wird.
Schaltungsanordnung zur Regelung eines getakteten Leistungswandlers, welcher einen Eingang zum Eingeben einer Eingangsleistung und einen Ausgang zum Ausgeben einer geregelten Ausgangsleistung aufweist, aufweisend: - einen Regelkreis, der für die Regelung auf eine vorgegebene kontinuierliche Ausgangsleistung optimiert ist, und - der mindestens einen ersten und einen zweiten Eingang zum Eingeben von Sollwerten sowie einen Regler (6) aufweist, - mindestens einen Operationsverstärker (20) als Teil des Regelkreises mit einem ersten nicht-invertierenden Eingang und einem zweiten invertierenden Eingang, von dessen Ausgang (11) ein Kompensationsnetzwerk als Teil des Regelkreises zu einem seiner Eingänge verläuft, wobei das Kompensationsnetzwerk einen dritten Eingang für ein Meßsignal (8) einer zu regelnden Ausgangsleistung aufweist, wobei der dritte Eingang das Meßsignal (8) über eine zweite Serienimpedanz (16) an den ersten oder zweiten Regeleingang weiterleitet, - wobei der erste Eingang (1) zum Eingeben eines Signals für einen ersten Sollwert des Mittelwertes der zu regelnden Ausgangsleistung eingerichtet ist, der dieses Signal über eine erste Serienimpedanz (15) an einen der Eingänge des Operationsverstärkers (20) weiterleitet, - wobei der zweite Eingang (2) zum Eingeben eines Signals für den zweiten Sollwert einer Wellenform für die zu regelnde Ausgangsleistung eingerichtet ist, wobei die Schaltungsanordnung eingerichtet ist, das Signal für den zweiten Sollwert über einen gleichstromsperrenden Hochpass (3) an einen der Eingänge des Operationsverstärkers (20) weiterzuleiten.
Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass sie eingerichtet ist, mittels des Hochpasses (3) einen Mittelwert des zweiten Sollwertes (2) abzublocken und nur den Wechselanteil des zweiten Sollwertes auf den ersten Sollwert (1) aufzuaddieren, damit der vom ersten Sollwert (1) vorgegebene Mittelwert der Ausgangsleistung durch den zweiten Sollwert (2) nicht verändert wird.
Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 11 oder 12, dadurch gekennzeichnet, dass der Hochpass (3) mindestens ein Serienkondensator ist.
Schaltungsanordnung gemäß einem der Ansprüche 11 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Sollwert (2) auf einem Schaltungsmodul entsteht, welches mit dem zweiten Eingang koppelbar ist.
Schaltungsanordnung gemäß einem der Ansprüche 11 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass das Gegenkoppelnetzwerk mindestens einen Integrierkondensator (14) und in Serie zu ihm einen Gegenkoppelwiderstand (17) umfasst, der zusammen mit der zweiten Serienimpedanz (16) eine Proportionalverstärkung des Regelverstärkers (20) ergibt, die für eine höchste vorgesehene Flankenhöhe der gewünschten Wellenform ausgelegt ist.
Schaltungsanordnung gemäß einem der Ansprüche 11 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass sie als Ganzes oder in Teilen in einem ASIC oder FPGA integriert realisiert ist, oder dass sie als Ganzes oder in Teilen digital in ein Programm für einen Mikro-Kontroller oder für ein Steuerbeziehungsweise Regel-IC für einen getakteten Leistungswandler integriert ist.
Betriebsgerät für Leuchtdioden umfassend mindestens einen getakteten Leistungswandler, dadurch gekennzeichnet, dass es außerdem mindestens eine Schaltungsanordnung gemäß einem der Ansprüche 11 bis 16 enthält, die zur Regelung des getakteten Leistungswandlers vorgesehen ist.
Betriebsgerät für Leuchtdioden gemäß Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, dass es dazu eingerichtet ist, den getakteten Leistungswandler mit dem Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 10 zu betreiben.
Beleuchtungsanlage mit Leuchtdioden, die mindestens ein Betriebsgerät gemäß einem der Ansprüche 17 oder 18 enthält.