WO2018172054A1 - Verfahren und getakteter wandler zum betreiben von einer eingangsleistung schnell folgenden lichtquellen - Google Patents

Verfahren und getakteter wandler zum betreiben von einer eingangsleistung schnell folgenden lichtquellen Download PDF

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WO2018172054A1
WO2018172054A1 PCT/EP2018/055405 EP2018055405W WO2018172054A1 WO 2018172054 A1 WO2018172054 A1 WO 2018172054A1 EP 2018055405 W EP2018055405 W EP 2018055405W WO 2018172054 A1 WO2018172054 A1 WO 2018172054A1
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converter
current
light sources
clocked
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PCT/EP2018/055405
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Yanshun Xue
Markus Heckmann
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Osram Gmbh
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    • H05B45/385—Switched mode power supply [SMPS] using flyback topology

Definitions

  • the invention relates to a method and a clocked converter for operating an input power quickly following light sources.
  • the invention is based on a method and a clocked converter for operating an input power quickly following light sources according to the preamble of the main claim.
  • Fig. 1 shows a known buck converter with the main components also known.
  • a switch SO is connected in series with a freewheeling diode DF.
  • the connection point of the cathode of the freewheeling diode DF and the switch SO is connected to a throttle L.
  • the other terminal of the reactor L is connected to a filter capacitor CF.
  • the other end of the filter capacitor CF and the anode of the diode DF are connected to ground.
  • the other terminal of the switch SO is together with the ground of the input of the buck converter.
  • the output of the buck converter is parallel to the filter capacitor CF.
  • Such buck converters are widely used and work satisfactorily. Normally, these circuits are designed so that they have the lowest possible voltage or current ripple, in order to ensure the highest possible power supply to the connected load. This is especially true when one or more of an input power quickly following light sources such as LEDs are connected to such a buck converter. In such light sources, any current ripple is converted directly into a modulation of the light and can adversely affect the quality of light. Just- if a high current ripple leads to an increased electrical load on the light source.
  • the efficiency When operating LED, the efficiency must also be considered, which among other things is also a function of the operating current. With extremely small currents, a real LED does not generate any light; with increasing current, the efficiency increases very steeply up to a maximum efficiency. With current flows above the efficiency maximum, the efficiency drops gently. The efficiency maximum is generally at fairly low currents. With commercially available LEDs in sapphire technology in the year of patent filing, it can be assumed that the efficiency maximum lies below 10% of the rated current. When operating above the efficiency maximum, a large current ripple causes a reduction in the average efficiency.
  • Fig. 2 shows some relevant signals of the known buck converter.
  • the current ISO is the current through the switch SO. It is good to see that the converter works in operation at the gap limit, also referred to as "transition mode.”
  • the switch When the switch is switched on, the current increases greatly due to the magnetization of the choke until it is switched off at a certain maximum current In this case, the transistor flows again as soon as the current through the converter diode DF has decayed to the value 0 A.
  • the converter operates during operation For operating voltages above 200V and power below 1 kW, this mode of operation in the year of the patent application is a usual compromise between component costs, good efficiency and good power density.
  • LEDs connected to such a step-down converter are now dimmed, a problem arises: For strong dimming positions in the order of a few percent of nominal power and below the current to be emitted to the light sources or LEDs is so small that the special efficiency characteristic of the LEDs comes into play. In addition to the peculiarity of having a maximum, the efficiency at low current spreads very strongly. That
  • the color locus is also a function of the operating current and difficult to predict at low current.
  • the object is achieved with respect to the method according to the invention with a method for operating an input power quickly following light sources with a clocked converter having an output current for operating the light sources, wherein at low output current of the converter is operated so that the current ripple of Output current is large.
  • This can advantageously be achieved a significant homogenization of the light output of all light sources.
  • current ripple is meant here the temporal variation of the output current from a minimum value to a maximum value.
  • low output current is meant a current less than 10% of the nominal current of the light sources.
  • large current ripple is a current ripple with a modulation depth of more than 40% meant.
  • the modulation depth of the Stromrippeis is greater than 40%. With such a large modulation depth, the equalization of the light output of the individual light sources is advantageously particularly large.
  • the transducers are operated so that the current ripple of the output current is small. This advantageously ensures that a particularly high quality of light is achieved when operating the light sources close to the nominal current because the light modulation is minimized.
  • high output current is meant in the following an output current of more than 80% of the nominal current of the light sources.
  • small current ripple is meant a current ripple with a modulation depth of less than 40%. More preferably, the modulation depth of the current ripple when operating near the specified nominal current of the light sources is less than 40%. This advantageously ensures a particularly high quality of light of the emitted light.
  • the current ripple is set in the non-latching operation of the clocked converter via the switching frequency. This measure would advantageously allow a simple and accurate adjustment of the desired Stromrippeis with minimal effort.
  • the current ripple is set in the latching operation of the clocked converter via the switching frequency and the duty cycle of the switching transistor.
  • the current ripple of the output current is so large that the minimum of the output current becomes zero or becomes negative.
  • This measure advantageously ensures particularly uniform light output of the connected light sources.
  • the object is achieved with respect to the device according to the invention with a clocked converter for operating an input power quickly following light sources, comprising an input for inputting an input voltage, an output for outputting an output voltage, a switching regulator with a switch, an inductance and a Current valve, wherein the circuit arrangement is adapted to vary the switching frequency in certain operating conditions to increase a current ripple of an output current of the switching regulator and to achieve a more uniform light emission of the light source e) len.
  • the Stromrippeis advantageously has a more uniform light output of the light sources result, since by the ripple voltage and thus current peaks occur which have a better light output of the connected light sources result.
  • the current ripple of the light source current is set by the variation of the switching frequency of the switch.
  • the current ripple can be adjusted particularly easily, since the switch-on and the switch-off of the switch can be varied, and thus the current ripple can advantageously be set directly.
  • the switch is operated with a pulse width modulation and a current ripple of the light source current is set by the variation of the duty cycle of the pulse width modulation and by the variation of the switching frequency.
  • This embodiment is used in transducers in lopsided operation, since the average current can be adjusted very easily via the current gap, and via the switch-on and off
  • 25 switching times of the switch of the current ripple can be set independently of the average current.
  • the converter is particularly preferably a buck converter.
  • This is the optimal transducer topology for operating some light sources such as e.g. Light emitting diodes on a supply network, since the forward voltage of the series-connected
  • the converter is preferably a flyback converter, which advantageously ensures this isolation.
  • the flow control valve is a lower switching transistor.
  • FCCM forced continuous conduction mode
  • Fig. 1 shows a schematic circuit diagram of a known buck converter according to the prior art
  • Fig. 2 is a timing diagram of the known buck converter
  • 3 shows some relevant signals of the operation of the buck converter in non-gap operation at 50 kHz switching frequency
  • 4 shows some relevant signals of the operation of the buck converter in the non-gap operation at 200kHz switching frequency
  • FIG. 5 some relevant signals of the operation of the buck converter in lückenenden
  • FIG. 6 some relevant signals of the operation of the buck converter in lückenden
  • Fig. 10 shows some relevant signals of the operation of the flyback converter in the latching
  • Fig. 1 some relevant signals of the operation of the flyback converter in lückenden
  • Fig. 12 is a schematic circuit diagram of a known deep-setting half-bridge
  • the basic idea of the invention is to operate a converter in such a way that it does not generate the lowest possible current ripple on the LEDs at low output currents, but rather specifically generates an increased current ripple on the LEDs.
  • the high current ripple at low currents produces a similar effect as if the LEDs were dimmed by means of pulse width modulation.
  • LEDs are operated for a short time with a current that is closer to the nominal current of these LEDs than in the "pause times" between the current pulses.Thus, the series differences of the individual LEDs with respect to the light emission at low current not so much weight and the light output of the LEDs will be At a low DC current, the series spread of the LEDs is much more significant and the output of each LED is more uneven, and the converter is now operated to control the output ripple to maximize the effect that the ripple current produces at low currents use. For this purpose, the converter is no longer operated at the gap limit, but either in non-leaking operation or in lopsided operation.
  • the maximum inductor current at which the upper switching transistor SO is turned off is larger and the minimum inductor current at which the upper transistor SO is turned on again is smaller.
  • the power output of the converter can be kept equal, although the frequency decreases and the on and off threshold is changed.
  • the situation is similar in the case of lopsided operation, the longer the current gaps, the higher and longer the current pulses must be, so that the average current remains unchanged.
  • the current ripple can be adjusted and, at the same time, the mean value of the LED current can be kept unchanged. This is used in the present invention to artificially increase the ripple in the stream at low current levels to achieve equalization of the light output of the individual LEDs in the strand.
  • FIG. 3 shows the current profile 31 through the LEDs as well as the gate voltage and the
  • Drain voltage of the switching transistor SO of the buck converter Drain voltage of the switching transistor SO of the buck converter. It is good to see that the current through the LEDs is not uniform, but has a relatively large ripple of about 5mApp, which causes the light output of the LEDs to become more uniform.
  • the average current through the LED strand 5 is approximately 10mA.
  • the switching frequency here is about 50kHz.
  • the voltage in the maximum current accordingly increases a little, but less than one would expect.
  • the variation of the forward voltage is very low, but nonetheless leads to a visibly different light output at low currents.
  • the gate voltage 33 and the drain-source voltage 35 of the switching transistor SO are shown here. It is good to see that the duty cycle is not 50%, but the ON time of the switching transistor SO is shorter than the OFF time.
  • Fig. 4 shows the same circuit with the same duty cycle, but a higher switching frequency of the switching transistor SO.
  • the switching frequency is about 200kHz.
  • the average current through the LED strand 5 is here also 10mA, the current ripple, however, only 0.3mApp. This current is close to DC, which is good and desirable at high currents.
  • the current ripple on the LEDs can therefore be adjusted by the frequency in the non-lapping operation.
  • Fig. 5 shows the situation of Fig. 3 in the lopsided operation at also 50kHz switching frequency of the converter transistor SO.
  • the current 51 which corresponds to the average LED current IL is here as in Figures 3 and 4 also 10mA.
  • the current ripple is here at about 15mApp, which corresponds to one and a half times the average LED current IL.
  • the duty cycle is around 10%.
  • Fig. 6 shows the situation also in the lopsided operation at 200kHz.
  • the current 61 which corresponds to the average LED current IL, is here again 10mA.
  • the current ripple is only about 3mApp.
  • the duty cycle is about 15% higher than at 50kHz.
  • the converter is now operated so that it operates at high output currents near the nominal current of the LEDs to be operated with the smallest possible réelleripplestrom to ensure high quality light with low modulation.
  • the lower the output current the more so the LEDs are dimmed, the greater the ripple current in the output current IL is set to ensure a uniform light output of the LEDs.
  • the ripple current is increased at low output currents less than 10% of the nominal current to achieve this effect.
  • This method of operation is in no way limited to buck converters, as shown in the following figures. Any converter that has the appropriate structure for non-latching operation may interfere with the current ripple and thus perform the method.
  • Fig. 7 shows a schematic circuit diagram of a known flyback converter.
  • the converter also consists of a converter transistor SO, a converter diode D and a filter capacitor CF.
  • a flyback converter it has a converter transformer comprising a primary coil L1 and a secondary coil L2.
  • an LED strand 5 is also connected.
  • the current ripple of the LED current IL can also be set with this converter topology, as shown in the following figures.
  • FIGS. 8 and 9 show the variation of the current ripple in the flyback converter in non-latching operation.
  • the output current 81 of the converter which in turn corresponds to the LED current IL, is again set to an average value of 10 mA in FIG. 8.
  • the current ripple of the output current 81 is here at 9 mApp at 50 kHz switching frequency of the converter transistor. It can easily be seen at the gate voltage 85 and at the drain voltage 83 of the converter transistor SO that the duty ratio is approximately 50%.
  • FIG. 9 shows the situation at 200kHz switching frequency. Again, the average current IL is 10mA, as can be clearly seen in the output current 91. However, the current ripple at this frequency is only 1.5mApp. It can clearly be seen from the gate voltage 95 and from the drain-source voltage 93 that the duty cycle likewise lies again at approximately 50%.
  • FIGS. 10 and 11 show the situation in the latching operation of the flyback converter.
  • Fig. 10 shows the output current 101 at 50kHz and a duty cycle of about 10%.
  • the current ripple of the current 101 here is about 18mApp. That is 1, 8 times the output current.
  • the duty cycle can be seen.
  • Fig. 1 1 again shows the operation at 200kHz.
  • the output current 1 1 1 here again has a mean value of 10mA, and has a current ripple of only 1, 5mApp.
  • the drain-source voltage 1 13 and the gate source voltage 1 15 show a duty cycle of about 15%.
  • Fig. 12 shows a deep-setting half-bridge which also enables the above-mentioned modes of operation.
  • the essential difference to the topology explained in FIG. 1 is the replacement of the converter diode DF by a lower transistor SU.
  • the positive input is at a DC potential of about 400V
  • the negative input is a reference potential.
  • the converter inductor L is connected to the half-bridge center HSS, the other terminal of the converter inductor L together with the reference potential forms the output LED + / LED- of the converter.
  • a filter capacitor CF is connected in parallel with the LED + / LED output of the converter.
  • FCCM Forced Continuous Conduction Mode
  • the method is not limited to the transducer topologies described above.
  • the method can be carried out with almost every clocked converter, in particular further suitable converter topologies are mentioned below: A half-bridge zeta converter, as described for example in WO 2015 044 846 A2.
  • Flybuck which is a combination of a buck converter and a flyback converter, which also supplies additional isolated output voltages to the transformer during the demagnetization phase Flybuck converter is described here: Texas Instruments Application Report AN-2292: “Designing an Isolated (Flybuck) Converter”.
  • An LLC converter which is a resonant converter with an LLC resonant circuit.
  • This transducer topology is well known in the art and is described, for example, here: Texas Instruments Application Note AN-2644: "An introduction to LLC resonant half-bridge converter”.

Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Betreiben von einer Eingangsleistung schnell folgenden Lichtquellen mit einem getaktetem Wandler, der einen Ausgangsstrom zum Betreiben der Lichtquellen aufweist, wobei bei niedrigem Ausgangsstrom der Wandler so betrieben wird, dass der Stromripple des Ausgangsstroms groß ist. Die Erfindung betrifft ebenfalls einen Getakteten Wandler zum Betreiben von einer Eingangsleistung schnell folgenden Lichtquellen, aufweisend einen Eingang zum Eingeben einer Eingangsspannung, einen Ausgang zum Ausgeben einer Ausgangsspannung, einen Schaltregler mit einem Schalter, einer Induktivität und einem Stromventil, wobei die Schaltungsanordnung eingerichtet ist, bei bestimmten Betriebszuständen die Schaltfrequenz zu variieren um einen Stromripple eines Ausgangsstromes des Schaltreglers zu erhöhen und eine gleichmäßigere Lichtabstrahlung der Lichtquellen zu erreichen.

Description

VERFAHREN UND GETAKTETER WANDLER ZUM BETREIBEN VON EINER EINGANGSLEISTUNG SCHNELL FOLGENDEN LICHTQUELLEN
BESCHREIBUNG
Technisches Gebiet Die Erfindung betrifft ein Verfahren und einen getakteten Wandler zum Betreiben von einer Eingangsleistung schnell folgenden Lichtquellen.
Hintergrund
Die Erfindung geht aus von einem Verfahren und einem getakteten Wandler zum Betreiben von einer Eingangsleistung schnell folgenden Lichtquellen nach der Gattung des Hauptanspruchs.
Fig. 1 zeigt einen bekannten Tiefsetzsteller mit den ebenfalls bekannten Hauptkomponenten. Ein Schalter SO ist in Serie mit einer Freilaufdiode DF geschaltet. Der Verbindungspunkt der Kathode der Freilaufdiode DF und des Schalters SO ist mit einer Drossel L verbunden. Der andere Anschluss der Drossel L ist mit einem Filterkondensator CF verbunden. Das andere Ende des Filterkondensators CF und die Anode der Diode DF sind mit Masse verbunden.
Der andere Anschluss des Schalters SO ist zusammen mit der Masse der Eingang des Tiefsetzstellers. Der Ausgang des Tiefsetzstellers ist parallel zum Filterkondensator CF.
Solche Tiefsetzsteller sind weitverbreitet und arbeiten zufriedenstellend. Normalerweise sind diese Schaltungen so ausgelegt, dass sie einen möglichst niedrigen Spannungs- beziehungsweise Stromripple aufweisen, um der angeschlossenen Last eine möglichst hochwertige Energieversorgung zu gewährleisten. Dies gilt insbesondere wenn an solch einen Tiefsetzsteller eine oder mehrere einer Eingangsleistung schnell folgende Lichtquellen wie z.B. LEDs angeschlossen sind. Bei solchen Lichtquellen wird ein etwaiger Stromripple direkt in eine Modulation des Lichtes umgesetzt und kann die Lichtqualität negativ beeinträchtigen. Eben- falls führt ein hoher Stromripple auch zu einer erhöhten elektrischen Belastung der Lichtquelle.
Bei Betrieb von LED muss zudem die Effizienz betrachtet werden, welche unter anderem auch eine Funktion des Betriebsstromes ist. Bei extrem kleinen Strömen erzeugt eine reale LED kein Licht, mit steigender Bestromung steigt die Effizienz sehr steil bis zu einem Effizienmaximum an. Bei Bestromungen oberhalb des Effizienzmaximums sinkt die Effizienz sanft ab. Das Effizienzmaximum liegt im Allgemeinen bei recht niedrigen Bestromungswerten. Bei handelsüblichen LED in Saphirtechnologie im Jahre der Patenteinreichung kann davon ausgegangen werden, dass das Effizienzmaximum unterhalb von 10% des Nennstromes liegt. Bei Betrieb oberhalb des Effizienzmaximums bewirkt ein großer Stromripple eine Reduzierung der mittleren Effizienz.
Fig. 2 zeigt einige relevante Signale des bekannten Tiefsetzstellers. Der Strom ISO ist der Strom durch den Schalter SO. Es ist gut zu sehen, dass der Wandler hier im Betrieb an der Lückgrenze, auch als„transition mode" bezeichnet, arbeitet. Bei eingeschaltetem Schalter steigt der Strom aufgrund der Aufmagnetisierung der Drossel stark an, bis er bei einem bestimmten Maximalstrom abgeschaltet wird. Danach wird die Wandlerdrossel wieder abmagnetisiert. Der Strom fließt hierbei durch die Wandlerdiode DF. Es ist gut zu sehen, dass der Transistor wieder ein- geschaltet wird, sobald der Strom durch die Wandlerdiode DF auf den Wert 0A abgeklungen ist. Damit arbeitet der Wandler im Betrieb an der Lückgrenze. Für Betriebsspannungen über 200V und Leistungen unter 1 kW istdiese Betriebsweise im Jahre der Patentanmeldung ein üblicher Kompromiss aus Bauteilkosten , guter Effizienz und guter Leistungsdichte. Werden an solch einen Tiefsetzsteller angeschlossene LEDs nun gedimmt, so ergibt sich ein Problem: Bei starken Dimmstellungen in der Größenordnung von wenigen Prozent der Nominalleistung und darunter ist der an die Lichtquellen beziehungsweise LEDs abzugebende Strom so klein, dass die spezielle Effizienzcharakteristik der LEDs zum Tragen kommt. Neben der Eigenart ein Maximum aufzuweisen, streut die Effizienz bei niedrigen Bestromungen sehr stark. D.h.
wenn mehrere LED mit dem gleichen, aber sehr niedrigen Strom betrieben werden, kann die resultierende Lichtemission sehr unterschiedlich sein, sogar einzelne LEDs nicht leuchten während die meisten anderen noch deutlich leuchten. Nicht nur die emittierte Lichtmenge ist bei niedrigen Strömen schwer vorhersagbar, auch der Farbort ist eine Funktion des Betriebsstromes und bei niedriger Bestromung nur schwer vorhersagbar.
Bei niedrigen Dimmstellungen kommt dann noch ein weiteres Problem hinzu, nämlich dass das menschliche Auge eine logarithmische Empfindlichkeitskurve aufweist, und Helligkeitsunterschiede bei niedrigen Beleuchtungsstärken besser unterscheiden kann als bei höheren Beleuchtungsstärken.
All dies führt dazu, dass in Serie geschaltete LEDs bei niedrigen Dimmstellungen unterschiedlich hell wahrgenommen werden, was bei vielen Anwendungen uner- wünscht ist.
Aufgabe
Es ist Aufgabe der Erfindung, ein Verfahren und einen getakteten Wandler anzu- geben, bei dem bei sehr niedrigen Betriebsströmen die Lichtquellen eine gleichmäßigere Lichtabgabe aufweisen..
Darstellung der Erfindung
Die Lösung der Aufgabe erfolgt bezüglich des Verfahrens erfindungsgemäß mit einem Verfahren zum Betreiben von einer Eingangsleistung schnell folgenden Lichtquellen mit einem getaktetem Wandler, der einen Ausgangsstrom zum Betreiben der Lichtquellen aufweist, wobei bei niedrigem Ausgangsstrom der Wand- ler so betrieben wird, dass der Stromripple des Ausgangsstroms groß ist. Damit kann vorteilhaft eine deutliche Vergleichmäßigung der Lichtabgabe aller Lichtquellen erreicht werden.
Mit Stromrippel ist hier die zeitliche Variation des Ausgangsstromes von einem minimalen Wert zu einem maximalen Wert gemeint. Mit niedrigem Ausgangsstrom ist ein Strom kleiner als 10% des Nominalstromes der Lichtquellen gemeint. Mit großem Stromrippel ist ein Stromrippel mit einer Modulationstiefe von mehr als 40% gemeint. Die Modulationstiefe MD berechnet sich wie folgt: MD = 100% * (I- max-lmin)/(lmax+lmin ), wobei Imax der maximale Wert des Ausgangsstromes ist und Imin der minimale Wert des Ausgangsstromes ist.
In einer besonders bevorzugten Ausführungsform ist die Modulationstiefe des Stromrippeis größer als 40%. Bei solch einer großen Modulationstiefe ist die Egalisierung der Lichtabgabe der einzelnen Lichtquellen vorteilhaft besonders groß.
In einer anderen bevorzugten Ausführungsform wird bei hohem Ausgangsstrom des getakteten Wandlers nahe dem Nominalstrom der Lichtquellen der Wandler so betrieben, dass der Stromripple des Ausgangsstroms klein ist. Dies stellt vor- teilhaft sicher, dass bei Betrieb der Lichtquellen nahe des Nominalstromes eine besonders hohe Lichtqualität erreicht wird, weil die Lichtmodulation minimiert wird.
Mit hohem Ausgangsstrom ist im Folgenden ein Ausgangsstrom von mehr als 80% des Nominalstromes der Lichtquellen gemeint. Mit kleinem Stromrippel ist ein Stromrippel mit einer Modulationstiefe von weniger als 40% gemeint. Besonders bevorzugt ist die Modulationstiefe des Stromrippeis beim Betrieb nahe des spezifizierten Nominalstromes der Lichtquellen kleiner als 40%. Dies stellt vorteilhaft eine besonders hohe Lichtqualität des abgegebenen Lichtes sicher.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform wird der Stromripple im nichtlückenden Betrieb des getakteten Wandlers über die Schaltfrequenz eingestellt. Diese Maß- nähme ermöglicht vorteilhaft eine einfache und genaue Einstellung des gewünschten Stromrippeis bei minimalem Aufwand.
Bei einer anderen Ausführungsform wird der Stromripple im lückenden Betrieb des getakteten Wandlers über die Schaltfrequenz und das Tastverhältnis des Schalttransistors eingestellt. Diese Maßnahme ermöglicht bei Wandlern, welche im lü- ckenden Betrieb arbeiten vorteilhaft eine einfache und genaue Einstellung des gewünschten Stromrippeis bei minimalem Zusatzaufwand.
In einer weiteren Ausführungsform ist bei kleinem Ausgangsstrom der Stromripple des Ausgangsstroms so groß, dass das Minimum des Ausgangsstromes zu Null wird oder negativ wird. Diese Maßnahme stellt vorteilhaft eine besonders gleich- mäßige Lichtabgabe der angeschlossenen Lichtquellen sicher. Die Lösung der Aufgabe erfolgt bezüglich der Vorrichtung erfindungsgemäß mit einem getakteten Wandler zum Betreiben von einer Eingangsleistung schnell folgenden Lichtquellen, aufweisend einen Eingang zum Eingeben einer Eingangs- 5 Spannung, einen Ausgang zum Ausgeben einer Ausgangsspannung, einen Schaltregler mit einem Schalter, einer Induktivität und einem Stromventil, wobei die Schaltungsanordnung eingerichtet ist, bei bestimmten Betriebszuständen die Schaltfrequenz zu variieren um einen Stromripple eines Ausgangsstromes des Schaltreglers zu erhöhen und eine gleichmäßigere Lichtabstrahlung der Lichtquell e) len zu erreichen. Durch Erhöhung des Stromrippeis hat vorteilhaft eine gleichmäßigere Lichtabgabe der Lichtquellen zur Folge, da durch den Ripple Spannungsund damit Stromspitzen auftreten welche eine bessere Lichtabgabe der angeschlossenen Lichtquellen zur Folge haben.
Besonders bevorzugt wird der Stromrippel des Lichtquellenstroms durch die Varia- 15 tion der Schaltfrequenz des Schalters eingestellt. Über die Schaltfrequenz lässt sich der Stromrippel besonders einfach einstellen, da der Einschaltzeitpunkt und der Ausschaltzeitpunkt des Schalters variiert werden kann, und damit der Stromripple vorteilhaft direkt eingestellt werden kann.
In einer anderen bevorzugten Ausführungsform wird der Schalter mit einer Puls- 20 weitenmodulation betrieben und ein Stromrippel des Lichtquellenstroms wird durch die Variation des Tastverhältnisses der Pulsweitenmodulation und durch die Variation der Schaltfrequenz eingestellt. Diese Ausführungsform kommt bei Wandlern im lückenden Betrieb zur Anwendung, da hier über die Stromlücke der mittlere Strom sehr einfach eingestellt werden kann, und über die Einschalt- und Aus-
25 schaltzeitpunkte des Schalters der Stromripple unabhängig vom mittleren Strom eingestellt werden kann.
Besonders bevorzugt ist der Wandler hierbei ein Tiefsetzsteller. Dies ist die optimale Wandlertopologie zum Betreiben einiger Lichtquellen wie z.B. Leuchtdioden an einem Versorgungsnetz, da die Flussspannung der in Serie geschalteten Licht-
30 quellen kleiner ist als die Versorgungsnetzspannung. Ist für bestimmte Anwendungen ein Wandler mit einer Isolierung zwischen Primärseite und Sekundärseite notwendig, so ist der Wandler bevorzugt ein Sperrwandler, der diese Isolierung vorteilhaft sicherstellt.
Bei einer besonders bevorzugten Ausführungsform des Tiefsetzstellers ist das Stromventil ein unterer Schalttransistor. Diese Maßnahme stellt vorteilhaft eine besonders effiziente und energiesparende Betriebsweise des Wandlers sicher, nämlich den„Forced Continous Conduction Mode (FCCM)", auch als erzwungener nichtlückender Betrieb bezeichnet. Durch eine erzwungene längere Einschaltzeit des unteren Schalttransistors kann die Wandlerdrossel negativ aufgeladen werden und die Wandlerschalter damit über einen breiten Ausgangsspannungs- und Ausgangsstrombereich Spannungsfrei geschaltet werden, was vorteilhaft die Effizienz stark erhöht.
Weitere vorteilhafte Weiterbildungen und Ausgestaltungen des erfindungsgemäßen getakteten Wandlers und des Verfahrens zum Betrieb des getakteten Wand- lers ergeben sich aus weiteren abhängigen Ansprüchen und aus der folgenden Beschreibung.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Weitere Vorteile, Merkmale und Einzelheiten der Erfindung ergeben sich anhand der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen sowie anhand der Zeichnungen, in welchen gleiche oder funktionsgleiche Elemente mit identischen Bezugszeichen versehen sind. Dabei zeigen:
Fig. 1 Einen schematisches Schaltbild eines bekannten Tiefsetzstellers gemäß dem Stand der Technik
Fig. 2 Ein Timingdiagramm des bekannten Tiefsetzstellers
Fig. 3 einige relevante Signale des Betriebs des Tiefsetzstellers im nichtlücken- den Betrieb bei 50kHz Schaltfrequenz, Fig. 4 einige relevante Signale des Betriebs des Tiefsetzstellers im nichtlücken den Betrieb bei 200kHz Schaltfrequenz,
Fig. 5 einige relevante Signale des Betriebs des Tiefsetzstellers im lückenden
Betrieb bei 50kHz Schaltfrequenz,
Fig. 6 einige relevante Signale des Betriebs des Tiefsetzstellers im lückenden
Betrieb bei 200kHz Schaltfrequenz,
Fig. 7 ein schematisches Schaltbild eines bekannten Sperrwandlers,
Fig. 8 einige relevante Signale des Betriebs des Sperrwandlers im nichtlücken- den Betrieb bei 50kHz Schaltfrequenz,
Fig. 9 einige relevante Signale des Betriebs des Sperrwandlers im nichtlücken- den Betrieb bei 200kHz Schaltfrequenz,
Fig. 10 einige relevante Signale des Betriebs des Sperrwandlers im lückenden
Betrieb bei 50kHz Schaltfrequenz,
Fig. 1 1 einige relevante Signale des Betriebs des Sperrwandlers im lückenden
Betrieb bei 200kHz Schaltfrequenz,
Fig. 12 ein schematisches Schaltbild einer bekannten tiefsetzenden Halbbrücke
Bevorzugte Ausführung der Erfindung
Die Grundidee der Erfindung liegt darin, einen Wandler so zu betreiben, dass er bei niedrigen Ausgangsströmen an den LEDs nicht einen möglichst niedrigen Stromripple erzeugt, sondern gezielt einen erhöhten Stromripple an den LEDs erzeugt . Der hohe Stromripple bei niedrigen Strömen erzeugt einen ähnlichen Effekt wie wenn die LEDs mittels einer Pulsweitenmodulation gedimmt würden. Die
LEDs werden für kurze Zeit mit einem Strom betrieben, der näher am Nominalstrom dieser LEDs liegt als in den„Pausenzeiten" zwischen den Strompulsen. Dadurch fallen die Serienstreuungen der einzelnen LEDs bezüglich der Lichtemission bei Niedrigbestromung nicht so sehr ins Gewicht und die Lichtabgabe der LEDs wird gleichmäßiger. Bei einem niedrigen Gleichstrom fällt die Serienstreuung der LEDs viel mehr ins Gewicht und die Lichtabgabe der einzelnen LEDs ist ungleichmäßiger. Der Wandler wird nun so betrieben, dass er den Ausgangsripple kontrolliert, um den Effekt, den der Ripplestrom bei niedrigen Strömen erzeugt, zu verwenden. Dazu wird der Wandler nicht mehr an der Lückgrenze betrieben, sondern entweder im nichtlückenden Betrieb oder im lückenden Betrieb. Bei niedrigeren Schaltfrequenzen ist der maximale Drosselstrom, bei dem der obere Schalttransistor SO abgeschaltet wird größer und der minimale Drosselstrom, bei dem der obere Transistor SO wieder eingeschaltet wird kleiner. Damit kann die Leistungsabgabe des Wandlers gleichgehalten werden, obwohl die Frequenz sinkt und die Ein- und Ausschaltschwelle verändert wird. Ähnlich verhält es sich im lückenden Betrieb, je länger die Stromlücken, umso höher und länger müssen die Strompulse sein, damit der mittlere Strom unverändert bleibt. Durch Reduzierung der Frequenz und Anpassung des Tastverhältnisses kann der Stromripple eingestellt werden und gleichzeitig der Mittelwert des LEDstromes unverändert gehalten werden. Dies wird in der vorliegenden Erfindung dazu benutzt, um bei niedrigen Stromwerten den Ripple im Strom künstlich zu vergrößern, um eine Egalisierung der Lichtabgabe der einzelnen LEDs im Strang zu erreichen. Bei höherem Strom- ripple entsteht wie oben beschrieben ein ähnlicher Effekt wie bei einem Betrieb der LEDs mit einer Pulsweitenmodulation. Die LEDs weisen dann bei niedrigen Strömen zwar eine höhere Lichtmodulation auf, leuchten aber gleichmäßiger, was insgesamt der bessere Kompromiss ist, vor allem weil sich die Lichtmodulation im kHz-Bereich abspielt und vom Menschen nicht sichtbar ist. Bevorzugt wird bei niedrigen Dimmstellungen, also bei kleinen Strömen ein größerer Stromripple zum Betrieb der LEDs erzeugt und bei hohen Dimmstellungen, also bei hohem Strom und großer Lichtabgabe wird ein möglichst kleiner Ripple erzeugt um eine hohe Lichtqualität und Effizienz bei großen Beleuchtungsstärken zu erreichen. Fig. 3 zeigt den Stromverlauf 31 durch die LEDs sowie die Gatespannung und die
Drainspannung des Schalttransistors SO des Tiefsetzstellers. Es ist gut zu erkennen, dass der Strom durch die LEDs nicht gleichmäßig ist, sondern einen relativ großen Ripple von etwa 5mApp aufweist, der dazu führt, dass die Lichtabgabe der LEDs gleichmäßiger wird. Der mittlere Strom durch den LED-Strang 5 beträgt et- wa 10mA. Die Schaltfrequenz beträgt hier etwa 50kHz. Die Spannung im Strommaximum steigt dementsprechend auch ein wenig an, jedoch weniger als man erwarten würde. Die Variation der Flussspannung ist eben sehr gering, führt aber nichtdestotrotz zu einer sichtbar unterschiedlichen Lichtabgabe bei niedrigen Strömen. Der Vollständigkeit halber ist hier noch die Gatespannung 33 und die Drain-Sourcespannung 35 des Schalttransistors SO gezeigt. Es ist gut zu sehen, dass das Tastverhältnis nicht 50% ist, sondern die Einschaltdauer des Schalttransistors SO kürzer ist als die Ausschaltdauer.
Fig. 4 zeigt dieselbe Schaltung mit demselben Tastverhältnis, aber einer höheren Schaltfrequenz des Schalttransistors SO. Hier beträgt die Schaltfrequenz etwa 200kHz. Der mittlere Strom durch den LED-Strang 5 beträgt hier ebenfalls 10mA, der Stromripple jedoch nur noch 0,3mApp. Dieser Strom kommt einem Gleichstrom nahe, was bei hohen Strömen gut und erwünscht ist.
Der Stromripple an den LEDs kann also durch die Frequenz im nichtlückenden Betrieb eingestellt werden.
Fig. 5 zeigt die Situation der Fig. 3 im lückenden Betrieb bei ebenfalls 50kHz Schaltfrequenz des Wandlertransistors SO. Der Strom 51 , der dem mittleren LED- Strom IL entspricht beträgt hier wie in den Figuren 3 und 4 ebenfalls 10mA. Der Stromripple liegt hier bei etwa 15mApp, was dem eineinhalbfachen des mittleren LED-Stroms IL entspricht. Das Tastverhältnis liegt hier bei etwa 10%.
Fig. 6 zeigt die Situation ebenfalls im lückenden Betrieb bei 200kHz. Der Strom 61 , der dem mittleren LED-Strom IL entspricht, beträgt auch hier wieder 10mA. Der Stromripple hingegen liegt bei nur etwa 3mApp. Das Tastverhältnis ist mit ca. 15% etwas höher als bei 50kHz.
Im lückenden Betrieb kann der Stromripple also durch die Variation der Frequenz und des Tastverhältnisses bei gegebenem Ausgangsstrom variiert werden. Bevorzugt wird nun der Wandler so betrieben, dass er bei großen Ausgangsströmen nahe dem Nominalstrom der zu betreibenden LEDs mit einem möglichst kleinen Ausgangsripplestrom arbeitet, um eine hohe Lichtqualität mit geringer Modulation zu gewährleisten. Je niedriger jedoch der Ausgangsstrom ist, je mehr also die LEDs gedimmt werden, desto größer wird der Ripplestrom im Ausgangsstrom IL eingestellt, um eine gleichmäßige Lichtabgabe der LEDs zu gewährleisten. Insbesondere wird der Ripplestrom bei niedrigen Ausgangsströmen kleiner 10% des Nominalstromes erhöht um diesen Effekt zu erreichen. Dieses Betriebsverfahren ist keineswegs nur auf Tiefsetzsteller beschränkt, wie in den folgenden Figuren gezeigt wird. Jeder Wandler, der die entsprechende Struktur für einen nichtlückenden Betrieb beziehungsweise einem lückenden Betrieb aufweist kann den Stromripple beeinflussen und damit das Verfahren ausführen.
Fig. 7 zeigt ein schematisches Schaltbild eines an sich bekannten Sperrwandlers. Hier besteht der Wandler ebenfalls aus einem Wandlertransistor SO, einer Wandlerdiode D und einem Filterkondensator CF. Als Sperrwandler weist er einen Wandlertransformator aus einer Primärspule L1 und einer Sekundärspule L2 auf. Als Last ist ebenfalls ein LED Strang 5 angeschlossen.
Auch mit dieser Wandlertopologie kann der Stromripple des LED-Stromes IL ein- gestellt werden, wie in den folgenden Figuren gezeigt wird.
Die Figuren 8 und 9 zeigen die Variation des Stromrippeis beim Sperrwandler im nichtlückenden Betrieb.
Der Ausgangsstrom 81 des Wandlers, der wiederum dem LED-Strom IL entspricht ist auch hier in Fig. 8 wieder auf einen Mittelwert von 10mA eingestellt. Der Strom- ripple des Ausgangsstromes 81 liegt hier bei 9mApp bei 50 kHz Schaltfrequenz des Wandlertransistors. An der Gatespannung 85 sowie an der Drainspannung 83 des Wandlertransistors SO ist gut zu sehen, dass das Tastverhältnis bei etwa 50% liegt.
Fig. 9 zeigt die Situation bei 200kHz Schaltfrequenz. Auch hier beträgt der mittlere Strom IL 10mA wie an dem Ausgangsstrom 91 gut zu erkennen ist. Der Stromripple beträgt bei dieser Frequenz jedoch lediglich 1 ,5mApp. An der Gatespannung 95 sowie an der Drain-Sourcespannung 93 ist gut zu erkennen, dass das Tastverhältnis ebenfalls wieder bei etwa 50% liegt. Die Figuren 10 und 1 1 zeigen die Situation im lückenden Betrieb des Sperrwandlers.
Fig. 10 zeigt den Ausgangsstrom 101 bei 50kHz und einem Tastverhältnis von etwa 10%. Der Stromripple des Stroms 101 beträgt hier ungefähr 18mApp. Das ist das 1 ,8fache des Ausgangsstromes. An der Gatespannung 105 sowie der Drain- Sourcespannung 103 lässt sich das Tastverhältnis sehen.
Fig. 1 1 wiederum zeigt den Betrieb bei 200kHz. Der Ausgangsstrom 1 1 1 weist auch hier wieder einen mittleren Wert von 10mA auf, und hat einen Stromripple von lediglich 1 ,5mApp. Die Drain-Source Spannung 1 13 sowie die Gate- Sourcespannung 1 15 zeigen ein Tastverhältnis von etwa 15%.
Fig. 12 zeigt eine tiefsetzende Halbbrücke, welche die obengenannten Betriebsmodi ebenfalls ermöglicht. Der wesentliche Unterschied zu der Eingangs in Fig. 1 erklärten Topologie ist der Ersatz der Wandlerdiode DF durch einen unteren Tran- sistor SU. Damit entsteht eine Halbbrückenstruktur, wobei die Halbbrücke parallel zum Eingang des Wandlers geschaltet ist. Der positive Eingang ist auf einem DC- Potential von etwa 400V, der negative Eingang ist ein Bezugspotential. Die Wandlerdrossel L ist an den Halbbrückenmittelpunkt HSS angeschlossen, der andere Anschluss der Wandlerdrossel L bildet zusammen mit dem Bezugspotential den Ausgang LED+/LED- des Wandlers. Parallel zum Ausgang LED+/LED- des Wandlers ist ein Filterkondensator CF geschaltet. Zusätzlich ist bei der tiefsetzenden Halbbrücke auch der Betrieb im Forced Continuous Conduction Mode (kurz FCCM) möglich. Der Betrieb im FCCM erlaubt die Vermeidung von Schaltverlusten und ermöglicht ebenfalls die Kontrolle über den Stromripple durch Variation der Arbeitsfrequenz.
Natürlich ist das Verfahren nicht auf die oben beschriebenen Wandlertopologien beschränkt. Das Verfahren kann mit nahezu jedem getakteten Wandler durchgeführt werden, insbesondere seien im Folgenden weitere geeignete Wandlertopologien genannt: Ein Halbbrücken-Zeta-Wandler, wie er z.B. in der WO 2015 044 846 A2 beschrieben ist.
Ein sogenannter„Flybuck"-Wandler, der eine Kombination aus einem Tiefsetzsteller („Buck") und einem„Flyback"-Wandler ist. Bei diesem Wandler werden wäh- rend der Abmagnetisierungsphase zusätzlich mit weiteren Wicklungen auf dem Transformator weitere isolierte Ausgangsspannungen gespeist. Der Flybuck- Wandler ist z.B. hier beschrieben: Texas Instruments Application Report AN-2292: „Designing an Isolated (Flybuck) Converter".
Ein LLC-Wandler, welcher ein resonanter Wandler mit einem LLC-Resonanzkreis ist. Diese Wandlertopologie ist in Fachkreisen weithin bekannt und ist z.B. hier beschrieben: Texas Instruments Application Note AN-2644:„An introduction to LLC resonant half-bridge Converter".
BEZUGSZEICHENLISTSE
1 Schaltungsanordnung
5 LEDs
31, 41, 51, 61, 81, 91, 101, 111 Ausgangsstrom IL
33, 43, 53, 63, 83, 93, 103, 113 Drain-Source Spannung des Schalttransistors
SO
35, 45, 55, 65, 85, 95, 105, 115 Gate-Sourcespannung des Schalttransistors
SO
UE Eingangsspannung
UA Ausgangsspannung
UM Spannung an der Eingangsseite der Drossel IL Drosselstrom

Claims

Patentansprüche
1 . Verfahren zum Betreiben von einer Eingangsleistung schnell folgenden Lichtquellen (5) mit einem getaktetem Wandler, der einen Ausgangsstrom zum Be- treiben der Lichtquellen aufweist, mit folgenden Eigenschaften:
Bei niedrigem Ausgangsstrom wird der Wandler so betrieben, dass der Stromripple des Ausgangsstroms groß ist.
2. Verfahren gemäß Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass die Modulati- onstiefe des Stromrippeis größer als 40% ist.
3. - Verfahren gemäß Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass bei hohem Ausgangsstrom des getakteten Wandlers nahe dem Nominalstrom der Lichtquellen (5) der Wandler so betrieben wird, dass der Stromripple des Ausgangs- Stroms klein ist.
4. Verfahren gemäß Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Modulationstiefe des Stromrippeis kleiner als 40% ist.
5. Verfahren gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Stromripple im nichtlückenden Betrieb des getakteten Wandlers über die Schaltfrequenz eingestellt wird.
6. Verfahren gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekenn- zeichnet, dass der Stromripple im lückenden Betrieb des getakteten Wandlers über die Schaltfrequenz und das Tastverhältnis des Schalttransistors eingestellt wird.
7. Verfahren gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekenn- zeichnet, dass bei kleinem Ausgangsstrom der Stromripple des Ausgangsstroms so groß ist, dass das Minimum des Ausgangsstromes zu Null wird oder negativ wird.
8. Getakteter Wandler zum Betreiben von einer Eingangsleistung schnell folgen- den Lichtquellen, aufweisend:
einen Eingang zum Eingeben einer Eingangsspannung (UE),
einen Ausgang zum Ausgeben einer Ausgangsspannung (UA), einen Schaltregler mit einem Schalter (SO), einer Induktivität (L) und einem Stromventil (D),
wobei die Schaltungsanordnung eingerichtet ist, bei bestimmten Betriebszustän- den die Schaltfrequenz zu variieren um einen Stromripple eines Ausgangsstromes (IL) des Schaltreglers zu erhöhen und eine gleichmäßigere Lichtab- strahlung der Lichtquellen (5) zu erreichen.
9. Getakteter Wandler gemäß Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass ein Stromrippel des Lichtquellenstroms durch die Variation der Schaltfrequenz des Schalters eingestellt wird.
10. Getakteter Wandler gemäß Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass er eingerichtet ist, den Schalter mit einer Pulsweitenmodulation zu betreiben und einen Stromrippel des Lichtquellenstroms durch die Variation des Tastverhältnisses der Pulsweitenmodulation und durch die Variation der Schaltfrequenz einzustellen.
1 1 . Getakteter Wandler gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche 8 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass er ein Tiefsetzsteller ist.
12. Getakteter Wandler gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche 8 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass er ein Sperrwandler ist.
Getakteter Wandler gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche 8 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass er ein Hochsetzsteller ist, oder ein LLC- Wandler ist, oder ein Cuk-Wandler ist, oder ein Sepie-Wandler ist, oder ein Halbbrücken-Zeta-Wandler ist, oder ein FlyBuck-Wandler ist, oder ein Z- Wandler ist.
Getakteter Wandler gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche 8 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass das Stromventil ein Schalttransistor (SU) ist.
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