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GEBIET DER ERFINDUNG
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Die
Erfindung betrifft eine elektronische Vorrichtung und ein Verfahren
zur Schaltmodus-DC-DC-Umwandlung mit Arbeitsstromsteuerung zur Verringerung
des Energieverbrauchs.
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HINTERGRUND
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Schaltmodus-Wandler
mit geringem Ruhestrom erfordern, dass die Arbeitsströme in einigen oder
allen Teilschaltungen verringert werden, wenn die Last an der sekundären Seite
des DC-DC-Wandlers abnimmt. Eine abnehmende Last bedeutet, dass der
Laststrom (oder der Ausgangsstrom) des DC-DC-Wandlers auch abnimmt.
Niedrige Arbeitsströme
für niedrige
Lasten führen
zu niedrigen Ruheströmen
des DC-DC-Wandlers und somit zu einem geringen Energieverbrauch.
Schaltmodus-DC-DC-Wandler gemäß dem Stand
der Technik neigen dazu, irrtümlich
auszulösen,
wenn sich der Arbeitsstrom ändert.
Um diese falschen Auslösungen zu
verhindern, wird bei herkömmlichen DC-DC-Wandlern
eine zusätzliche
Schaltungsanordnung verwendet. Diese zusätzliche Schaltungsanordnung
ist jedoch komplex und führt
zu zusätzlichen Kosten.
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KURZZUSAMMENFASSUNG
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Es
ist eine Aufgabe der Erfindung, eine elektronische Vorrichtung und
ein Verfahren zur DC-DC-Umwandlung mit verringerter Anfälligkeit
für falsche
Auslösungen
aufgrund von Arbeitsstromänderungen
bereitzustellen.
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Bei
einem Aspekt der Erfindung wird eine elektronische Vorrichtung bereitgestellt,
die einen Schaltmodus-DC-DC-Wandler aufweist. Der DC-DC-Wandler
weist einen Komparator zur Erzeugung von Ansteuersignalen zur Ansteuerung
eines Leistungsschalters des Schaltmodus-DC-DC-Wandlers auf. Der
Kompa rator kann so gekoppelt sein, dass er einen Ausgangsspannungspegel
des DC-DC-Wandlers
mit einem Referenzspannungspegel vergleicht. Das Ausgangssignal
des Komparators kann in eine Steuerstufe und in einen Gatetreiber
zur Erzeugung der Ansteuersignale für Leistungsschalter eingespeist
werden. Die Ansteuersignale können pulsbreitenmodulierte
(PWM-)Signale und/oder pulsfrequenzmodulierte (PFM-)Signale für einen
entsprechenden PWM-Modus und PFM-Modus sein. Die elektronische Vorrichtung
kann dann so ausgeführt sein,
dass sie zwischen einem PWM-Modus und einem PFM-Modus schaltet.
Die elektronische Vorrichtung kann so ausgeführt sein, dass sie im PWM-Modus
arbeitet, um größere Lasten
anzusteuern, und im PFM-Modus arbeitet, um geringere Lasten anzusteuern.
Darüber
hinaus kann die elektronische Vorrichtung so ausgeführt sein,
dass sie einen Arbeitsstrom des Komparators in Reaktion auf eine
abnehmende Last von einem ersten Wert auf einen zweiten Wert verringert.
Die Verringerung des Arbeitsstroms kann dann mit einer ersten Steigung
durchgeführt
werden. Die elektronische Vorrichtung kann ferner so ausgeführt sein,
dass sie den Arbeitsstrom des Komparators in Reaktion auf eine zunehmende
Last von dem zweiten Wert auf den ersten Wert erhöht. Die
Erhöhung
des Arbeitsstroms wird mit einer zweiten Steigung durchgeführt. Die
zweite Steigung und die erste Steigung haben entgegengesetzte Vorzeichen,
doch der absolute Wert (oder Betrag) der zweiten Steigung ist vorteilhafterweise
größer als
der absolute Wert (oder Betrag) der ersten Steigung. Dieser Aspekt
der Erfindung führt
zu einer robusten Steuerung des Arbeitsstroms in Reaktion auf sich ändernde
Lastbedingungen. Falsche Auslösungen
werden vermieden. Der Arbeitsstrom kann langsam und/oder allmählich verringert
werden, wenn die Last abnimmt. Wenn die Last zunimmt, wird die Änderung
des Arbeitsstroms schneller durchgeführt als bei einer abnehmenden Last.
Mit anderen Worten hat die ansteigende Flanke vorteilhaft einen
größeren absoluten
Wert als die fallende Flanke. Für
ein Einschwingen von niedrigen Lasten zu höheren Lasten kann der Arbeitsstrom
unverzögert
auf den erforderlichen Pegel erhöht
werden. Das Verhältnis
zwischen den absoluten Werten der ansteigenden Flanke (zunehmender
Arbeitsstrom) und der fallenden Flanke (abnehmender Arbeitsstrom)
kann etwa 10 bis 1 betragen. Die elektronische Vorrichtung kann
so ausgeführt
sein, dass sie den Betrieb bei hohem Arbeitsstrom beispielsweise innerhalb
von wenigen zehn Nanosekunden wieder aufnimmt. Der Arbeitsstrom
kann innerhalb von beispielsweise mehreren hundert Nanosekunden
verringert werden. Die allmähliche
und langsame Verringerung des Arbeitsstroms verringert die Gefahr,
dass der DC-DC-Wandler unbeabsichtigt von einem Modus (PWM oder
PFM) zu dem anderen Modus (PFM oder PWM) wechselt. Die elektronische
Vorrichtung bietet dennoch eine schnelle Reaktion auf eine Änderung
von niedrigen Lasten auf hohe Lasten.
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Die
elektronische Vorrichtung kann ferner so ausgeführt sein, dass sie die erste
Steigung mit einem Transistor erzeugt, der als variabler Widerstand arbeitet.
Dies kann mit einem Transistor implementiert werden, bei dem ein
Kondensator an sein Gate gekoppelt ist. Die elektronische Vorrichtung
kann so ausgeführt
sein, dass sie die erste Steigung durch einen Aufladevorgang einer
Kapazität
erzeugt. Die Steigung kann dann durch eine Widerstands-Kondensator-Kombination
mit einer vorbestimmten Zeitkonstante definiert sein. Der Kondensator
kann auch der Kondensator sein, der an das Steuergate des Transistors
gekoppelt ist. Der Transistor kann so gekoppelt sein, dass er einen
Widerstand mit einem größeren Widerstandswert
als der Ein-Widerstand des Transistors kurzschließt. Es können dann
zwei Transistoren parallel zu einem Widerstand verwendet werden.
Ein Transistor kann dann so ausgeführt sein, dass er die erste
Steigung erzeugt, und der andere Transistor kann so ausgeführt sein,
dass er die zweite Steigung erzeugt. Dieser Aspekt der Erfindung
bezieht sich im Allgemeinen auf eine analoge Implementierung des
Zeitablaufs (der Steigung) der Arbeitsstromverringerung. Bei einer
anderen Ausführungsform
kann eine digitale Implementierung verwendet werden. Eine analoge
Schaltung kann jedoch sehr simpel und robust sein. Dies ist möglich, da
die exakte zeitliche Abstimmung oder der exakte Wert der Steigung
nicht sehr kritisch ist. Es ist somit möglich, eine Schaltungsanordnung
zu verwenden, bei der eine Kapazität durch einen Widerstand mit
einem Strom mit einem bestimmten Betrag geladen wird. Die resultierende
Spannung an der Kapazität
kann dann zur Steuerung der Arbeitsstromverringerung, d. h. der
Steigung der Arbeitsstromverringerung (erste Steigung) verwendet
werden. Darüber
hinaus kann ein Source-Folger verwendet werden, um den Betrag des
Arbeitsstroms zu bestimmen. Der Widerstand, der an den Source-Anschluss
des Source-Folgers gekoppelt ist, kann verändert werden, um den Arbeitsstrom
mit der ersten Steigung und/oder der zweiten Steigung zu verändern. Darüber hinaus
kann der Arbeitsstrom mit einem variablen Wider stand verändert werden.
Der variable Widerstand kann mit einem Transistor implementiert
sein. Die Gate-Source-Spannung des Transistors kann durch einen
Auflade- und/oder Entlade-Vorgang eines Kondensators verändert werden.
Der Kondensator kann zwischen dem Gate und dem Drain-Anschluss des
Transistors gekoppelt sein.
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Die
elektronische Vorrichtung kann auch so ausgeführt sein, dass sie ein Pausesignal
als Indikator dafür,
ob ein Betrag eines Induktivitätsstroms
des DC-DC-Wandlers
null ist, erzeugt. Das Pausesignal kann ein digitales Signal sein.
Ein Übergang
des Pausesignals kann dann dazu verwendet werden, eine Verringerung
des Arbeitsstroms des Komparators mit der ersten Steigung zu beginnen.
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Die
Verwendung eines Pausesignals ist vorteilhaft für DC-DC-Wandler, die so ausgeführt sind, dass
sie einen PFM-Modus für
leichte Lasten verwenden. Im PFM-Modus werden in Reaktion auf ein Ausgangssignal,
zum Beispiel eine Ausgangsspannung, Strompulse mit einer vorbestimmten
Länge durch
eine Ausgangsinduktivität
erzeugt. Wenn die Ausgangsspannung auf einen voreingestellten niedrigeren
Spannungspegel fällt,
wird ein Strompuls mit einer vorbestimmten Länge durch die Ausgangsinduktivität erzeugt,
um die Ausgangsspannung zu erhöhen.
Der Strom durch die Ausgangsinduktivität kann überwacht werden. Wenn der Induktivitätsstrom null
ist, wird ein Pulssignal ausgegeben und auf dem gleichen Pegel beibehalten,
bis der Ausgangsspannungspegel erneut unter den niedrigeren Spannungspegel
fällt.
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Bei
einem Aspekt der Erfindung kann die elektronische Vorrichtung so
ausgeführt
sein, dass sie einen Verstärkungsverlust
des Komparators kompensiert, wenn der Arbeitsstrom verringert wird.
Dies sorgt dafür,
dass der Komparator auch mit verringerten Arbeitsströmen schnell
und präzise
arbeiten kann. Bei einer Ausführungsform
kann der Komparator ein differenzielles Paar mit einer resistiven
Last aufweisen. Die resistive Last kann erhöht werden, wenn der Arbeitsstrom
durch das differenzielle Paar aufgrund einer niedrigeren Last verringert
wird.
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Die
Erfindung stellt auch ein Verfahren zum Betreiben einer elektronischen
Vorrichtung für
die DC-DC-Umwandlung bereit. Ein Arbeitsstrom eines Komparators
zur Erzeugung eines Ausgangssignals zur Ansteuerung eines Leistungsschalters
des Schaltmodus-DC-DC-Wandlers wird in Reaktion auf eine abnehmende
Last mit einer ersten Steigung von einem ersten Wert auf einen zweiten
Wert verringert. Der Arbeitsstrom des Komparators wird dann in Reaktion
auf eine zunehmende Last mit einer zweiten Steigung von dem zweiten
Wert auf den ersten Wert erhöht.
Die zweite Steigung ist steiler als die erste Steigung.
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KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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Weitere
Aspekte der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung
der bevorzugten Ausführungsformen
der Erfindung anhand der beigefügten
Zeichnungen. Darin zeigen
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1 ein
vereinfachtes Blockschaltbild einer elektronischen Vorrichtung,
bei der die Aspekte der Erfindung gelten;
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2 ein
detailliertes vereinfachtes Schaltbild einer Ausführungsform
der Erfindung;
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3 ein
Diagramm, das Signalverläufe
von Signalen der Ausführungsform
aus 2 zeigt; und
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4 ein
vereinfachtes Schaltbild einer Ausführungsform eines Komparators
gemäß Aspekten der
Erfindung.
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AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG EINER
BEISPIELHAFTEN AUSFÜHRUNGSFORM
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1 zeigt
ein vereinfachtes Blockschaltbild einer elektronischen Vorrichtung 100,
für die
die Aspekte der Erfindung gelten. Die elektronische Vorrichtung
kann eine integrierte Schaltung aufweisen oder im Wesentlichen eine
integrierte Schaltung sein. Die elektronische Vorrichtung kann so
ausgeführt sein,
dass sie eine DC-DC-Umwandlung durchführt. Die durchgezogene Linie
deutet an, wie die integrierten und externen Komponenten angeordnet
sein können.
Es sind jedoch auch andere Konfigurationen möglich. Diese Ausführungsform
bezieht sich auf einen DC-DC-Wandler mit zwei Leistungsschaltern
HS und LS. Der Schalter HS wird als High-Side-Schalter bezeichnet
und ist mit einem PMOS-Transistor
implementiert. Der andere Schalter LS wird als Low-Side-Schalter
bezeichnet und ist mit einem NMOS-Transistor implementiert. Der
High-Side- Schalter
HS ist mit einer Seite seines Kanals so gekoppelt, dass er die primäre Eingangsspannung VIN
empfängt.
Der Low-Side-Schalter LS ist mit einer Seite seines Kanals an die
andere Seite des Kanals des High-Side-Schalters HS gekoppelt. Dieser
Knoten ist der Schaltknoten SW. Die andere Seite des Kanals des
Low-Side-Schalters ist an Masse GND gekoppelt. Eine Induktivität L ist
mit einer Seite an den Schaltknoten SW gekoppelt. Durch Schalten
der Leistungsschalter LS und HS wird eine sekundäre Ausgangsspannung VOUT an
der anderen Seite der Induktivität
L erzeugt. Die Ausgangsspannung VOUT wird mit einem Kondensator
CO zwischengespeichert. Der Widerstand RL stellt eine Last dar,
die mit einem Laststrom IO gespeist wird. Die Last RL kann eine
beliebige Impedanz haben. Insbesondere kann die Last RL variieren.
Eine niedrige Last RL (auch als leichte Last bezeichnet) verbraucht
nur einen geringen Strom IO. Eine große Last (auch als schwere Last
bezeichnet) verbraucht einen hohen Strom IO.
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Der
High-Side-Schalter HS und der Low-Side-Schalter LS werden durch
Ansteuersignale GATEP bzw. GATEN im Wesentlichen abwechselnd ein-
und ausgeschaltet. In Reaktion auf das Schalten der Leistungsschalter
HS, LS wird ein Strom IL in den Ausgangsknoten VOUT eingespeist
und eine entsprechende Ladung am Kondensator CO zum Bereitstellen
des Ausgangsstroms IO zwischengespeichert.
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Die
Ansteuersignale GATEP und GATEN für die Leistungsschalter werden über eine
oder mehrere Rückkopplungsschleifen
gesteuert. Eine dieser Rückkopplungsschleifen
weist einen PWM/PFM-Komparator 1 auf. Der Komparator 1 empfängt ein
Referenzsignal VREF an einem Eingang und ein Rückkopplungssignal VFB am anderen Eingang.
Das Rückkopplungssignal
VFB kann über einen
resistiven Teiler RFBA, RFBB (nur ein veranschaulichendes Beispiel)
von dem Ausgangsspannungspegel VOUT und/oder dem Spannungspegel am
Schaltknoten SW abgeleitet werden. Der Komparator 1 dient
dazu, die Ausgangsspannung VOUT zu überwachen. Wenn die Ausgangsspannung
unter eine niedrige Schwellenspannung (mit VREF eingestellt) fällt, ändert der
Komparator 1 ein entsprechendes Ausgangssignal HSON, das
angibt, dass der Ausgangsknoten geladen werden muss. Das Komparatorausgangssignal
HSON wird in eine Steuerstufe 2 eingespeist, die auch andere
Konfigurations- und/oder Rückkopplungssignale
empfängt
und Steuersignale für
den Gatetreiber 3 erzeugt. Der Gatetreiber weist im Wesentlichen
Bufferstufen und/oder Inverter zur Erzeugung der Gateansteuersignale GATEP
und GATEN für
den High-Side- und den Low-Side-Schalter
HS, LS auf.
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Die
Steuerstufe 2 empfängt
auch Signale von den Stromgrenzwertkomparatoren 4 und 5,
die die maximalen Ströme
durch den High-Side-Schalter HS bzw. den Low-Side-Schalter LS überwachen.
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Bei
einer praktischen Implementierung kann die elektronische Vorrichtung 100 mehrere
zehn Pins haben. Nur einige dieser Pins sind gezeigt, wie beispielsweise
ein Freigabepin EN und der Rückkopplungsgin
FB. Es gibt einen weiteren Pin VIN für die Eingangsspannung und
einen Massepin GND sowie den Schaltpin SW. Über den Freigabegin EN kann die
Rückkopplungsschleife
mit dem Komparator 1 freigegeben werden, indem der Transistor
M1 eingeschaltet wird. Im PFM-Modus wird der Leistungsschalter HS
so gesteuert, dass er für
eine im Wesentlichen festgelegte Zeitperiode geöffnet wird. Die Frequenz dieser
Strombursts oder EIN-Pulse wird dann durch verschiedene Rückkopplungsmechanismen gesteuert.
Im PWM-Modus wird lediglich das Tastverhältnis der Pulse einer konstanten
Taktperiode oder Taktfrequenz in Reaktion auf die Rückkopplungssignale
verändert.
Dies kann dazu führen,
dass Ströme in
negativer Richtung durch die Induktivität fließen. Dies kann verhindert werden,
wenn die elektronische Vorrichtung, d. h. der DC-DC-Wandler automatisch vom
PWM-Modus in den
PFM-Modus wechselt, wenn der Strom durch die Induktivität null wird.
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2 zeigt
ein vereinfachtes Blockschaltbild einer Ausführungsform der Erfindung. Die
meisten Stufen und Komponenten der Ausführungsform können denjenigen,
die mit Bezug auf 1 gezeigt und erläutert sind, ähnlich sein. 2 zeigt
jedoch mehr Einzelheiten bezüglich
verschiedener Aspekte der Erfindung. Signale mit einem Z am Ende
sind die invertierten Signale der Signale ohne Z. PAUSEZ ist das
invertierte digitale Signal PAUSE. GATEPZ ist das invertierte Signal
GATEP.
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Der
Komparator 1 wird zur Rückkopplungssteuerung
der Gateansteuersignale verwendet. Er wird mit einem variablen Arbeitsstrom
IBIAS gespeist. Der Arbeitsstrom IBIAS wird in Übereinstimmung mit Aspekten
der Erfindung gesteuert. Die Eingangsspannung VFB1 am negativen
Eingang des Komparators 1 kann vom Spannungspegel am Schaltknoten
SW und/oder von der Ausgangsspannung VOUT abhängig sein. Der Referenzspannungspegel
VREF2 am positiven Eingang des Komparators 1 kann vom Zustand
des Ansteuersignals GATEP des High-Side-Schalters HS, von dem Ausgangsspannungspegel
VOUT und/oder von einer voreingestellten Referenzspannung VREF1
abhängig
sein. Die Stufen VFBGEN und VREFGEN weisen die erforderlichen Komponenten
auf, um in Reaktion auf die entsprechenden Signale VOUT, SW und/oder VIN
Signale VREF2 und VFB1 zu erzeugen. Der Komparator 1 stellt
ein Ausgangssignal HSON bereit, das das Vergleichsergebnis der Eingangssignale VFB1
und VREF2 ist. Das Komparatorausgangssignal HSON wird in die Steuerstufe 2 eingespeist.
In Reaktion auf das Komparatorausgangssignal HSON und auf verschiedene
andere Signale gibt die Steuerstufe 2 Steuersignale für den Gatetreiber 3 aus.
Der Gatetreiber 3 weist zwei Buffer (bei dieser Ausführungsform
Inverter) INV1, INV2 auf. Die Buffer INV1, INV2 empfangen Eingangssignale
GATEPZ, GATENZ und stellen an ihren entsprechenden Ausgängen invertierte
Gateansteuersignale GATEP und GATEN zur Ansteuerung der Steuergates
des High-Side-Schalters HS und des Low-Side-Schalters LS bereit.
Der Knoten SW ist der Knoten zwischen den Kanälen der Leistungsschalter.
Dieser Knoten SW wird nach oben auf den Eingangsspannungspegel VIN oder
nach unten auf Masse GND gebracht, wenn der entsprechende Schalter
offen ist. Dementsprechend wird ein Strom IL durch die Induktivität L erzeugt,
die auch mit einer Seite an den Schaltpin SW gekoppelt ist. Der
Strom IL steigt und fällt
im Wesentlichen linear. Der Bufferkondensator CO wird geladen, und
eine entsprechende Ausgangsspannung VOUT wird am Ausgangsknoten
bereitgestellt. Die Last wird durch eine Quelle 10 für variablen
Strom dargestellt. Die Last kann von niedrig zu hoch oder von hoch
zu niedrig wechseln, was bedeutet, dass der Laststrom 10 steigt
oder fällt.
Für relativ
leichte Lasten kann der Strom 10 so gering werden, dass
zeitweise kein Strom IL zum erneuten Laden von CO erforderlich ist. Dies
bedeutet, dass der Induktivitätsstrom
null werden kann und auch in umgekehrter Richtung fließen kann.
Dies ist jedoch üblicherweise
unerwünscht, und
der DC-DC-Wandler
sollte vom PWM-Modus in den PFM-Modus wechseln. Im PFM-Modus ist es möglich, den
Gesamtenergieverbrauch weiter zu reduzieren, indem die verschiedenen
Arbeitsströme IBIAS
der vielen Stufen (z. B. Komparator 1, Komparator 11,
Komparator 10, Stufe 6) reduziert werden, um die
internen Ruheströme
zu verringern.
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Um
den Zeitpunkt zu detektieren, an dem der Strom IL null wird, gibt
es eine Stromerfassungsstufe mit einem weiteren Komparator COMPI0 10.
Dieser Komparator COMPI0 10 kann mit einem negativen Eingang über den
Schalter S1 an den Schaltknoten SW gekoppelt sein, um den Spannungspegel
am Pin SW zu erfassen. Der Schalter wird nur dann geschlossen (d.
h. er verbindet), wenn der Low-Side-Schalter LS eingeschaltet ist,
d. h. das Signal LSON hoch ist. Der positive Eingang des Komparators 10 ist
an Masse GND gekoppelt. Das Verhalten der Spannung am Schaltknoten
SW ist am Komparatoreingang veranschaulicht. Die Spannung am Pin SW
liegt bei Masse, wenn der Strom IL durch die Induktivität null ist.
Das bedeutet, dass die Spannung am Schaltpin SW zur Bestimmung des
Zeitpunkts verwendet werden kann, an dem der Strom IL durch die
Induktivität
null wird. Wenn der Betrag des Stroms IL durch die Induktivität L null
wird, wechselt das Ausgangssignal PAUSE des Komparators COMPI0 von niedrig
auf hoch. Das Pausesignal PAUSE wird dazu verwendet, die Arbeitsstromverringerung
gemäß Aspekten
der Erfindung zeitlich abzustimmen. Wenn das Pausesignal PAUSE von
niedrig auf hoch wechselt, ist dies ein geeigneter Augenblick, um
den Energieverbrauch der Schaltung zu reduzieren. Das Pausesignal
wird in verschiedene Stufen der elektronischen Vorrichtung 100,
wie etwa in den Komparator 1, einen Komparator COMPON 11 und
eine Zeitstufe 6 eingespeist. Sogar der Arbeitsstrom IBIAS
des Komparators COMPI0 10 wird mit dem Pausesignal PAUSE
gesteuert.
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Für den Komparator 1 gibt
das Pausesignal PAUSE nur den Beginn und das Ende der Phase an, in
der der Arbeitsstrom IBIAS reduziert werden kann. Eine Ausführungsform
eines Komparators 1 ist in 4 detaillierter
gezeigt und wird später
beschrieben. Der Komparator 1 weist die entsprechende Schaltungsanordnung
auf, um den Arbeitsstrom während
der Arbeitsstromreduzierung allmählich
zu verringern und den Strom sofort zu erhöhen, wenn die Last steigt.
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3 zeigt
Signalverläufe,
die sich auf Aspekte der Erfindung beziehen. Wenn die Ausgangsspannung
VOUT unter einen niedrigeren Schwellenspannungspegel (gestrichelte
Linie) fällt,
verändert der
Komparator 1 sein Ausgangssignal HSON von niedrig auf hoch.
Dies sorgt dafür,
dass der High- Side-Schalter
HS eingeschaltet wird. Der Strom IL durch die Induktivität steigt
im Wesentlichen linear an. Wenn der Betrag des Stroms IL einen maximalen Wert
erreicht, wird der High-Side-Schalter HS abgeschaltet. Der Betrag
des Stroms IL fällt
im Wesentlichen linear und erreicht null. Wenn IL sein Maximum erreicht,
wird auch der Low-Side-Schalter LS eingeschaltet. Dies wird mit
einem hohen Puls des Signals LSON angedeutet. Der Zeitpunkt, an
dem der Strom IL null erreicht, wird mit einem Nullstromkomparator 10 in 2 detektiert.
Dementsprechend schaltet das Pausesignal PAUSE, das das Ausgangssignal des
Komparators 10 ist, von niedrig auf hoch. Der Übergang
des Pausesignals PAUSE von niedrig auf hoch zum Zeitpunkt TX gibt
an, dass man in den PFM-Modus übergehen
kann und die Arbeitsströme IBIAS
der verschiedenen Stufen mit dem Komparator 1 reduziert
werden können.
Der Arbeitsstrom IBIAS beginnt zum Zeitpunkt TX mit einem maximalen
Betrag IMAX und fällt
allmählich
mit einer fallenden Flanke DNSL, bis der minimale Arbeitsstrombetrag IMIN
erreicht ist. Aufgrund eines Ausgangsstroms IO, der von einer Last
verbraucht wird, die an den Ausgangsknoten VOUT gekoppelt ist, beginnt
die Ausgangsspannung VOUT im Wesentlichen zum gleichen Zeitpunkt
TX abzufallen. In Abhängigkeit
von dem Stromverbrauch der Last und von dem Kapazitätswert des
Kondensators CO fällt
die Ausgangsspannung mehr oder weniger schnell. Wenn die Ausgangsspannung
VOUT den niedrigeren Schwellenwert VREF2 erreicht, wechselt das
Pausesignal PAUSE von hoch auf niedrig, und es wird ein anderer Strompuls
des Stroms IL ausgegeben. In Reaktion auf eine Änderung des Pausesignals PAUSE
von hoch auf niedrig wird der Arbeitsstrom IBIAS sofort mit einer
steigenden Flanke UPSL erhöht,
die viel steiler ist als die fallende Flanke DNSL. Die Änderung des
Arbeitsstroms kann mit ΔIBIAS
definiert werden, d. h. durch die Differenz zwischen dem ersten
Wert, der der maximale Arbeitsstrom IMAX ist, und dem zweiten Wert,
der der minimale Arbeitsstrom IMIN ist (ΔIBIAS = IMAX – IMIN).
Darüber
hinaus kann die Dauer, die zum Reduzieren des Arbeitsstroms erforderlich
ist, eine erste Zeitperiode ΔT1
sein. Die Zeit zum Erhöhen
des Arbeitsstroms kann dann eine zweite Zeitperiode ΔT2 sein.
Die erste Zeitperiode ΔT1
kann größer sein
als die zweite Zeitperiode ΔT2. Die
erste Zeitperiode ΔT1
kann das Zehnfache oder mehr der zweiten Zeitperiode ΔT2 betragen.
Die erste Zeitperiode kann mehrere hundert Nanosekunden betragen.
Die zweite Zeitperiode kann mehrere zehn Nanosekunden betragen.
Die erste Steigung kann dann mit ΔIBIAS/ΔT1 definiert
werden. Die zweite Steigung kann dann mit ΔIBIAS/ΔT2 definiert werden. Für ΔT1 = k·ΔT2 sollte
k größer sein
als 1 und vorteilhaft größer sein
als 5 oder größer sein
als 10. Die unmittelbare Änderung
des Stroms kann während
der ersten Zeitperiode ΔT1
variieren. Die unmittelbare Änderung
kann auch während
der zweiten Zeitperiode ΔT2
variieren. Die in dieser Beschreibung angegebenen Verhältnisse
beziehen sich nicht auf die unmittelbaren Steigungen zu spezifischen Zeitpunkten
innerhalb der ersten Zeitperiode und der zweiten Zeitperiode. Die Änderung
des Stroms vom maximalen Arbeitsstrom zum minimalen Arbeitsstrom
ist langsamer als die Änderung
des Arbeitsstroms vom minimalen Arbeitsstrom zum maximalen Arbeitsstrom.
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4 zeigt
ein vereinfachtes Schaltbild einer Ausführungsform eines Komparators 1 gemäß Aspekten
der Erfindung. Bei dieser Ausführungsform weist
der Komparator 1 ein differenzielles Paar von PMOS-Transistoren
M4, M5 auf. Die Steuergates des differenziellen Paars M4, M5 sind
die entsprechenden positiven und negativen Eingänge des Komparators. Der positive
Eingang (Steuergate von M4) empfängt
die Referenzspannung VREF2. Der negative Eingang empfängt die
Rückkopplungsspannung
VFB1, die von der Ausgangsspannung abgeleitet wird. Das differenzielle
Paar M4, M5 ist an eine resistive Last mit den Widerständen R4,
R5, R6 und R7 gekoppelt, die durch die Transistoren M8, M9, M10 und
M11 konfiguriert sein können.
Das differenzielle Paar ist an eine Stromquelle gekoppelt, um den
Arbeitsstrom IBIAS zu erhalten. Die Stromquelle weist einen Stromspiegel
für die
Transistoren M3 und M2 auf. Der Strom IBIAS0 durch den Kanal des
Transistors M2 wird auf den Kanal des Transistors M3 gespiegelt,
der einen proportionalen Strom IBIAS für das differenzielle Paar bereitstellt.
In Abhängigkeit von
den Abmessungen des Stromspiegels M2, M3 können die Ströme IBIAS0
und IBIAS den gleichen Betrag haben.
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Der
Betrag des Arbeitsstroms IBIAS wird durch das Pausesignal PAUSE
gesteuert, das wie oben beschrieben erzeugt wird, sowie durch die
analoge Schaltungsanordnung mit verschiedenen Widerständen R1,
R2, R3, RD und R8, Transistoren M1, M6, M7, M12 und einem Verstärker OP2,
einer Referenzstromquelle IREF und Kondensatoren CD und C.
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Die
Stromquelle IREF ist an den Widerstand R1 gekoppelt und speist einen
Strom IREF in den Widerstand ein. Dies führt zu einer Spannung VREF
am Widerstand R1, die mit dem Verstärker OP2 in das Steuergate
des Transistors M1 gespeist wird. OP2 ist als Spannungsfolger gekoppelt.
R8 und C dienen dazu, die Steuerspannung am Gate des Transistors
M1 zwischenzuspeichern. Die Widerstände R3, R2 sind mit dem Source-Anschluss
des Transistors M1 in Reihe geschaltet und empfangen den Strom IBIAS0, der
von dem Referenzstrom IREF durch den Spannungsfolger OP2 abgeleitet
wird. Der Transistor M1 wirkt als Source-Folger. Das bedeutet, dass
der Strom IBIAS0 durch den Kanal des Transistors M1 eine Funktion
des Spannungsabfalls an den Widerständen R2 und R3 ist. Der Widerstandswert
von R2 wird mit den Transistoren M6 und M7 verändert. Dies verändert den
Spannungspegel am Knoten VR2. Der Transistor M6 dient dazu, einen
plötzlichen
Anstieg des Arbeitsstroms IBIAS für steigende Lasten bereitzustellen.
Der Transistor M6 ist für
die ansteigende Flanke UPSL verantwortlich. Der Transistor M7 wirkt ähnlich wie
ein variabler Widerstand, der mit dem RC-Element RD, CD, dem diodengekoppelten
Transistor M12 und dem Pausesignal PAUSE gesteuert wird.
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Das
Pausesignal PAUSE wird in einen Eingang eines Inverters INV3 eingespeist.
Der Ausgang des Inverters INV3 stellt das invertierte Pausesignal PAUSEZ
bereit. Der Ausgang des Inverters INV3 ist an die Steuergates der
Transistoren M6 bis M11 gekoppelt. Der Ausgang des Inverters INV3
ist auch an ein RC-Element mit dem Kondensator CD und dem Widerstand
RD gekoppelt. Es gibt auch einen diodengekoppelten Transistor M12
parallel zum Widerstand RD. Der diodengekoppelte Transistor M12
begrenzt die Spannung am Knoten G7. Der diodengekoppelte Transistor
M12 ist zwischen einer Seite des Kondensators CD gekoppelt, der
auch mit dem Steuergate des Transistors M7 verbunden ist. Die andere Seite
des diodengekoppelten Transistors M12 ist an den Ausgang des Inverters
INV3 gekoppelt, um das Signal PAUSEZ zu empfangen. Der diodengekoppelte
Transistor M12 ist vom Knoten G7 (d. h. von dem Steuergate des Transistors
M7) zum Ausgang des Inverters INV3 (d. h. PAUSEZ) in Durchlassrichtung vorgespannt.
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Wenn
das Pausesignal PAUSE niedrig ist, ist das Signal PAUSEZ hoch. Dies
stellt sicher, dass der Transistor M6 eingeschaltet ist und der
Widerstand R2 im Wesentlichen kurzgeschlossen ist. Der verbleibende
Widerstand am Source- Anschluss
des Transistors M1 wird im Wesentlichen durch den Widerstand R3
definiert, und der Arbeitsstrom IBIAS ist beim maximalen Pegel IMAX.
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Wenn
das Pausesignal PAUSE von niedrig auf hoch wechselt, wechselt der
Spannungspegel am Ausgang des Inverters INV3 (Signal PAUSEZ) von hoch
auf niedrig. Der Transistor M6 wird plötzlich abgeschaltet, doch der
Transistor M7 ist bereits offen und stellt sicher, dass sich der
Arbeitsstrom IBIAS nicht sofort ändert.
Bei einem Aspekt der Erfindung ist der EIN-Widerstand der Transistoren
M6 und M7 niedriger als der Widerstandswert des Widerstands R2,
der von den Transistoren M6, M7 kurzzuschließen ist. Dies sorgt dafür, dass
das Abschalten von M6, während
M7 eingeschaltet ist, nicht zu einer plötzlichen Änderung des Arbeitsstroms führt. Die Transistoren
M6 und M7 können
gleichzeitig eingeschaltet werden. Der Kondensator CD ist zwischen dem
Gate und dem Drain-Anschluss
des Transistors M7 gekoppelt. Der Kondensator CD wird langsam und
allmählich
geladen, und die Drain-Gate-Spannung des Transistors M7 steigt.
Der Spannungspegel am Knoten G7 fällt. Dies sorgt dafür, dass
der Transistor M7 langsam und allmählich abgeschaltet wird. Der
Spannungspegel am Knoten VR2 steigt. Der Endwiderstand am Knoten
VR2 wird schließlich
von dem Widerstand R2 dominiert, und der Gesamtwiderstand am Source-Anschluss
des Transistors ist der Reihenwiderstand aus R2 und R3. Dies ist
der maximale Widerstand, und der Strom IBIAS liegt bei seinem minimalen
Pegel IMIN. Der Transistor M7 wirkt als variabler Widerstand.
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Wenn
das Pausesignal PAUSE erneut von hoch zu niedrig wechselt, wird
der Transistor M6 eingeschaltet, und der Arbeitsstrom erreicht sofort
wieder seinen maximalen Pegel IMAX. Die Zeitperiode, die zum Erhöhen des
Arbeitsstroms von IMIN auf IMAX erforderlich ist, kann mehrere zehn
Nanosekunden betragen. Die Zeitperiode, die erforderlich ist, um
den Arbeitsstrom von IMAX auf IMIN zu senken, kann mehrere hundert
Nanosekunden betragen.
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Darüber hinaus
wird die Verstärkung
des Komparators auch im Wesentlichen in Übereinstimmung mit der Änderung
der Arbeitsströme
aufrechterhalten. Dies wird durch die Lastwiderstände R4 bis R6
und die Transistoren M8 bis M11, das Pausesignal PAUSE und den Spannungspegel
am Knoten G7, der die Gatespannung des Transistors M7 ist, durchgeführt.
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Die
Transistoren M8 bis M11 sind mit ihren Kanälen parallel zu den Widerständen R5
und R7 geschaltet, die die jeweiligen Lastwiderstände an den Seiten
des differenziellen Paars sind. Ähnlich
wie der Betrieb der Transistoren M6 und M7 werden die Transistoren
M8 und M11 eingeschaltet, wenn das Pausesignal PAUSE niedrig ist
(PAUSEZ ist hoch). Wenn PAUSE von niedrig auf hoch übergeht,
werden die Transistoren M8 und M11 abgeschaltet. Die Transistoren
M9 und M10 sind jedoch bereits eingeschaltet, und die resistive
Last des differenziellen Paars M4, M5 bleibt unverändert. Bei
einem Aspekt der Erfindung sind die EIN-Widerstände der Transitoren M9 und
M10, und M8 und M11 alle niedriger als die Widerstandswerte der
resistiven Lastwiderstände
R5, R7, die von den Transistoren M8, M9, M10, M11 kurzzuschließen sind.
Dies stellt sicher, dass das Abschalten von M8 und M11, während M9
und M10 eingeschaltet sind, nicht zu einer plötzlichen Änderung des Ausgangssignals
führt.
Wie zuvor erläutert, nimmt
der Spannungspegel am Knoten G7 langsam ab, während der Kondensator CD geladen
wird. Dies sorgt dafür,
dass M9 und M10 langsam und allmählich
abgeschaltet werden. Die resistive Last des Komparators steigt,
und die Verstärkung
des Komparators wird im Wesentlichen beibehalten, wenn IBIAS verringert
wird. Wenn das Signal PAUSEZ von niedrig auf hoch wechselt, werden
die Transistoren M8, M11 eingeschaltet, und die Transistoren M9,
M11 bleiben aus. Das Verhalten des Lastwiderstands des Komparators
ist somit ähnlich
doch antiproportional zum Betrag des Arbeitsstroms IBIAS. Ein Verlust
der Transkonduktanz des Komparators wird durch eine Änderung
der resistiven Last des differenziellen Paars kompensiert.
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Die
Erfindung stellt elektronische Vorrichtungen und Verfahren zur Verringerung
des Energieverbrauchs ohne komplizierte Steuerlogik bereit. Sie
beseitigt auch Ausgangsspannungsstörungen, wenn der DC-DC-Wandler
zwischen dem PWM- und dem PFM-Modus schaltet. Das Pausesignal PAUSE
stellt ausreichend Informationen über den Laststrom bereit. Wenn
der Induktivitätsstrom
IL auf oder unter null fällt,
wechselt das Pausesignal PAUSE von niedrig auf hoch. Die Zeitperiode,
in der das Pausesignal hoch bleibt, hängt von dem Betrag des Laststroms ab.
Für leichte
Lasten bleibt das Pausesignal länger im
logisch-hoch-Zustand als bei schwereren Lasten. Die Schaltung, die
den Arbeitsstrom erzeugt, kann im Komparator vorhanden sein. Sie
kann einen konstanten Referenzstrom verwenden und einen variablen Arbeitsstrom
von diesem Referenzstrom ableiten. Der Arbeitsstrom kann dann von
dem Pausesignal und dem Laststrom abhängig sein. Das Pausesignal gibt
den Zeitpunkt an, an dem der DC-DC-Wandler in den PFM-Modus eintreten
kann. Dies sorgt für
eine hohe Effizienz. Der Arbeitsstrom kann dann über mehrere hundert Nanosekunden
auf etwa ein Zehntel des maximalen Arbeitsstroms reduziert werden.
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Die
Erfindung stellt eine elektronische Vorrichtung zur DC-DC-Umwandlung
mit sehr geringen Ruheströmen
und schnellem Lasteinschwingverhalten bereit. Der Arbeitsstrom anderer
Stufen der elektronischen Vorrichtung kann gemäß Aspekten der Erfindung verringert
und erhöht
werden.
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Die
Erfindung wurde zwar im Vorangehenden anhand einer besonderen Ausführungsform
beschrieben, sie ist jedoch nicht auf diese Ausführungsform beschränkt, und
der Fachmann wird zweifellos weitere Alternativen finden, die im
Umfang der Erfindung, wie sie beansprucht ist, liegen.