JP2009131122A - 無停電電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】商用電源異常時にＤＣ−ＤＣコンバータに流れる放電電流を低減し、無停電電源装置を低コスト・小型化する。
【解決手段】通常蓄電池を充電するＤＣ−ＤＣコンバータ５は、商用電源異常時に蓄電池７を昇圧して放電しインバータ３へ直流電力を供給する。商用電源正常時に交流を直流に変換するコンバータ２を、商用電源１に異常が発生した場合にコンバータ動作を停止し、切換器１３はコンバータ２と蓄電池７を接続した状態にする。この状態で、コンバータ２のスイッチング素子２２がＤＣ−ＤＣコンバータ５と同様の動作をすることにより、蓄電池７よりインバータ３への電力供給を可能とする。この手段により、商用電源異常時に動作するＤＣ−ＤＣコンバータが複数構成になり、ＤＣ−ＤＣコンバータ５に流れる電流は低減し、使用するスイッチング素子２１，２２の低価格化や員数低減が可能であり、ＤＣ−ＤＣコンバータ用リアクトルの小型化が可能となる。
【選択図】図１

Description

本発明は、充放電用ＤＣ−ＤＣコンバータと、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor:絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）などの可制御型スイッチング素子を用いた交流電圧を直流電圧に変換するコンバータを持つ無停電電源装置に関する。

無停電電源装置の使命は、商用電源の異常時においても安定した電圧源として負荷に電力を供給することである。すなわち、商用電源に異常が発生した場合、コンバータを即座に停止し、商用電源に換わり蓄電池を放電させて負荷に電力を供給する。商用電源正常時では、異常時の蓄電池放電に備え、蓄電池を充電する必要がある。この蓄電池に関する充電回路および放電回路の構成は様々である。

従来の無停電電源装置では、整流した直流電圧部に蓄電池を配置しているものが多く、このように配置した蓄電池において、放電終止時に定格電圧をインバータから出力できるようにするためには、蓄電池の直列数を大きくする必要がある。また、蓄電池電圧は満充電時と放電終止時で差が大きいため、選定すべきスイッチング素子の定格電圧は、交流電圧から選定される定格電圧に比べて大きくする必要がある。

これに対して、近年の無停電電源装置では、コンバータとインバータ間に平滑コンデンサを配置し、蓄電池にはＤＣ−ＤＣコンバータを介して直流電圧を供給する構成としたものが多く採用されている。この場合の蓄電池の充電方法としては、ＤＣ−ＤＣコンバータにより直流電圧を降圧する手段が多く採られている。そしてこの方式の場合の商用電源異常時の蓄電池放電運転の方法には、大きく分けて二通りある。

一つ目の方法は、ＤＣ−ＤＣコンバータを充電と放電の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ回路として構成し、充放電用回路を共通で使用する方法である。この方法では、スイッチング素子に逆接続されたダイオードを利用することで、降圧モードおよび昇圧モードで動作させる２つのスイッチング素子を、例えば同一のＩＧＢＴモジュールで構成することができるとともに、リアクトルも共通で使用できるという利点がある（例えば、特許文献１参照。）。

二つ目の方法は、コンバータの入力接続先を蓄電池または商用電源に切り替える方法である。この方法では、商用電源異常時に、コンバータの入力を瞬間的に蓄電池に切り換え、コンバータを昇圧チョッパのスイッチング回路として動作させることにより、インバータに直流電力を供給するようにする。この放電方式は、ハーフブリッジあるいはフルブリッジ変換器を使用した無停電電源装置で採用されている。ただし、この方式の場合、充電回路を別に設ける必要がある（例えば、特許文献２、３参照）。

特開平１０−２４８２４６号公報 特開平８−６５９２０号公報 特開平１１−２３４９２３号公報

しかしながら、蓄電池は、放電が継続すると、その電圧が小さくなり放電電流が大きくなる。一方、放電回路に使用するスイッチング素子の定格電流や定格損失は、放電電流が最大になるときを満足しなくてはならない。また、蓄電池のセル数が小さい場合や三相無停電電源装置である場合には、この放電電流が入出力の交流電流より比較的大きくなることがある。さらに放電電流は直流であるため平均電流が交流電流より大きく、スイッチング素子の損失は大きくなるという問題が発生する。

すなわち、充放電用ＤＣ−ＤＣコンバータに使用するスイッチング素子は、放電時の仕様により、所定の特性のものを選択して用いる必要がある。このため、コンバータやインバータの仕様から選定できる範囲のスイッチング素子よりも、電流や損失などの定格が大きいスイッチング素子を選定する必要があり、結果として高価なものになってしまう。また、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子を、コンバータやインバータに使用するスイッチング素子を含んだ、例えば６素子入りの同一のモジュールで使用する場合には、放電電流による仕様から素子を選定しなくてはならない。さらにＤＣ−ＤＣコンバータに使用するリアクトルについても、最大放電電流を考慮して選定する必要がある。

本発明は、このような問題点に鑑みて成されたものであって、その目的は、蓄電池の充放電用ＤＣ−ＤＣコンバータに流れる放電電流を低減させることにより、低コスト、省スペース化が可能な無停電現装置を提供することにある。

上記の課題を解決し、本発明の目的を達成するため、本発明の無停電電源装置は、商用電源を直流に変換するＡＣ−ＤＣコンバータと、このＡＣ−ＤＣコンバータで変換された直流電圧を平滑するコンデンサと、平滑コンデンサで平滑された直流電圧を交流電圧に変換して負荷に電力を供給するインバータと、商用電源から電力が正常に供給されているときは、ＡＣ−ＤＣコンバータで変換された直流電圧をインバータに供給すると共に、該直流電圧を降圧して蓄電池を充電し、商用電源が異常状態のときは、商用電源の正常時に充電された蓄電池の電力を昇圧して放電することにより、インバータに直流電力を供給する充放電用ＤＣ−ＤＣコンバータと、を具備する無停電電源装置において、ＡＣ−ＤＣコンバータの前段に、蓄電池の電力をＡＣ−ＤＣコンバータに供給する切換手段を設け、商用電源が異常状態のときは、この切換手段を商用電源側から蓄電池側に切り換え、蓄電池の電力を昇圧してＡＣ−ＤＣコンバータに供給することにより、ＡＣ−ＤＣコンバータをＤＣ−ＤＣコンバータとして動作させることを特徴としている。

また、本発明の好ましい形態としては、さらに、出力電力を監視する電力監視手段を設け、この電力監視手段によって出力電力の値が閾値を超えたことが検出された場合に、ＡＣ−ＤＣコンバータを放電用ＤＣ−ＤＣコンバータとして動作させ、この放電用ＤＣ−ＤＣコンバータを放電経路に複数台配置することを特徴としている。

さらに、本発明の好ましい形態としては、上述した無停電電源装置において、商用電源が異常状態のときは、充放電用ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング周期と、放電用ＤＣ−ＤＣコンバータとして兼用するＡＣ−ＤＣコンバータのスイッチング周期とをずらすことにより、平滑コンデンサへ供給する直流電圧のリップル電流を低減させるようにする。

また、更なる好ましい形態として、充放電用ＤＣ−ＤＣコンバータと蓄電池との間に充放電の経路を分離する分離手段を設け、充電方向の経路に追加のリアクトルを設けるようにしてもよい。

本発明によれば、商用電源正常時に交流を直流に変換するＡＣ―ＤＣコンバータを、商用電源の異常時には放電用ＤＣ−ＤＣコンバータとして動作させることにより、充放電専用のＤＣ−ＤＣコンバータに流れる放電電流を低減することができる。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータに使用するリアクトルの小型化が可能になる。また、ＤＣ−ＤＣコンバータに使用するスイッチング素子の選定範囲が広くなるので、低価格のスイッチング素子の使用が可能になる。

以下、図面を参照して本発明を説明する。図１は本発明の一実施の形態例に係る無停電電源装置の構成を示すブロック図である。

図１において、商用電源１からの交流の一端が、切換器１３及びリアクトル８１を通じてコンバータ２を構成する直列接続されたスイッチング素子２１、２２の接続中点に接続される。また、商用電源１からの交流の他端が、コンバータ２を構成する直列接続されたスイッチング素子２３、２４の接続中点に接続される。これらのスイッチング素子２１、２２及びスイッチング素子２３、２４は制御回路１００からの信号によって駆動される。そしてこれらのスイッチング素子２１、２２及びスイッチング素子２３、２４の両端間に平滑用のコンデンサ６が接続される。

さらにコンデンサ６の両端が、インバータ３を構成するそれぞれ直列接続されたスイッチング素子３１、３２及びスイッチング素子３３、３４の両端に接続される。これらのスイッチング素子３１、３２及びスイッチング素子３３、３４も制御回路１００からの信号によって駆動される。そしてこれらのスイッチング素子３１、３２及びスイッチング素子３３、３４の接続中点が、それぞれローパスフィルタ１０を通じて負荷４に接続される。また、ローパスフィルタ１０の出力（電圧及び電流）が制御回路１００の動作の切り換えを行う電力判別回路１０１に供給される。

一方、コンデンサ６の両端間には、ＤＣ−ＤＣコンバータ５を構成する直列接続されたスイッチング素子５１、５２の両端が接続される。このスイッチング素子５１、５２も制御回路１００からの信号によって駆動される。そしてこのスイッチング素子５１、５２の接続中点が、直列接続されたリアクトル９、１４、ダイオード１１と、リアクトル１４及びダイオード１１に並列接続された放電運転用スイッチ１２の回路を通じて蓄電池７に接続される。さらに蓄電池７が切換器１３に接続される。これらの放電運転用スイッチ１２及び切換器１３も制御回路１００からの信号によって駆動される。

以上の構成を有する無停電電源装置において、コンバータ２は商用電源１の交流を直流に変換する。直流はさらにインバータ３で交流に逆変換され、ローパスフィルタ１０を介して負荷４に電力を供給する。また、コンデンサ６はコンバータ２によって変換された直流電圧を平滑にするために装備する。このコンデンサ６の直流電圧は蓄電池７の電圧よりも大きくする。

また、充放電用のＤＣ−ＤＣコンバータ５は、商用電源１が正常のとき降圧チョッパ回路として動作し蓄電池７を充電する。さらに商用電源１が異常のときは、充放電用のＤＣ−ＤＣコンバータ５は昇圧チョッパ回路として動作し蓄電池７からインバータ３に直流電力を供給する。蓄電池充電時の充電電流はリアクトル９、１４、ダイオード１１を介して蓄電池７に流れ、放電時は放電運転用スイッチ１２をオンし、蓄電池７から放電運転用スイッチ１２、リアクトル９を介してコンデンサ６へ電流を流す。

なお、放電運転用スイッチ１２は直流回路に使用するものでありラッチ型でよいため、サイリスタを使用するのが適当である。またコンバータ用リアクトル８１はコンバータ２から発生する高調波を除去するためのフィルタの一部である。さらに切換器１３は商用電源１が正常時の場合、コンバータ５と商用電源１を接続し、異常時にはコンバータ５と蓄電池７を接続するように切換わる。

従って上述の無停電電源装置において、商用電源１の正常時は、上記の通りＤＣ−ＤＣコンバータ５は蓄電池７を充電するため降圧チョッパ回路として動作するように制御する。このときの降圧チョッパ回路は、コンデンサ６の直流電圧を電源として、ＤＣ−ＤＣコンバータ５とダイオード１１、蓄電池７およびスイッチング素子５２に逆接続されたダイオードから構成する。このときは、スイッチング素子５１のみスイッチングすればよい。

商用電源１が異常になった場合、スイッチング素子５１を停止し放電運転用スイッチ１２をオンする。スイッチング素子５１が停止して間もなく、リアクトル９のエネルギは全て放出され充電電流はなくなり、ダイオード１１はオフ状態になる。このとき、蓄電池７を電源とした昇圧チョッパ回路の構成になり、スイッチング素子５２を動作させる。

スイッチング素子５２がオンすると、ＤＣ−ＤＣコンバータ用リアクトル９は蓄電池７の電圧が印加され、充電時と逆方向にエネルギを蓄積し、放電電流１５が流れる。スイッチング素子５２がオフのとき、放電電流１５はスイッチング素子５１と逆接続のダイオードを通り、コンデンサ６に流れる。

以上のように、ＤＣ−ＤＣコンバータ５はいわゆる双方向ＤＣ−ＤＣコンバータとして動作する。ここで、商用電源異常時に動作するＤＣ−ＤＣコンバータ用リアクトル９を使用した昇圧チョッパ回路を専用チョッパと呼ぶことにする。

次にコンバータ２の動作について説明する。まず商用電源正常時は、コンデンサ６の直流電圧を一定に保たせ、かつ入力力率を高めるためリアクトル電流１６を正弦波に整形するコンバータ制御が行われる。このときリアクトル８１は、コンバータ２で発生する高調波電流を抑制するだけでなく、商用電源１の電圧を昇圧させる働きもある。

これに対して、商用電源１に異常が発生した場合には、コンバータ２を停止し切換器１３はコンバータ２の接続先を蓄電池７に換える。ここで蓄電池７とリアクトル８１、スイッチング素子２１、２２で構成される回路構成は、前述のリアクトル９及びスイッチング素子５１、５２と蓄電池７で構成する昇圧チョッパ回路と同じになり、スイッチング素子２２が先述したスイッチング素子５２と同様の動作をすることにより、蓄電池電圧を昇圧して放電することができる。

すなわち、商用電源正常時及び異常時において、スイッチング素子２１、２２は、例えば図２に波形図を示すように駆動される。

ここで、図２Ａ、Ｂは商用電源正常時の波形図であって、入力交流の波形に合わせてＰＷＭ変調されたパルスでスイッチング素子２１、２２を駆動することにより、交流を直流に変換する。また、図２Ｃ、Ｄは商用電源１に異常が発生した場合の波形図であって、スイッチング素子２１を停止し、スイッチング素子２２を図２Ｄに示すように駆動することにより、蓄電池電圧を昇圧して放電することができる。このようにコンバータ用リアクトル８１を使用して構成する昇圧チョッパ回路を兼用チョッパと呼ぶことにする。

そして、商用電源１が正常状態に戻った場合、スイッチング素子２２の動作を停止し、切換器１３はコンバータ２の接続先を商用電源１に切換える。スイッチング素子２２を含んだコンバータ２は再び交流−直流変換する順変換器の動作に戻り、商用電源１から電力を供給される。これにより、商用電源異常発生しても、インバータ３に安定な電力供給を続けることができ、また蓄電池放電用の昇圧チョッパ回路が２構成となるため、１つの昇圧チョッパ回路に流れる電流が低減するという、本発明の第一の目的を達成する。

さらに本発明の無停電電源装置は、図３に示すようなハーフブリッジ変換器に適用した装置や、図４や図５に示すような三相機無停電電源装置においても実施できる。

すなわち、図３の装置では、コンバータ２をスイッチング素子２１、２２からなるハーフブリッジで構成し、またインバータ３をスイッチング素子３１、３２からなるハーフブリッジで構成しているものである。このようなハーフブリッジの構成においても、図１のフルブリッジの構成と同様の無停電電源装置を構成することができる。

また、図４の装置では、コンバータ２を三相の入力ごとにスイッチング素子２１−２２、２３−２４、２５−２６からなるハーフブリッジで構成し、インバータ３を三相の出力ごとにスイッチング素子３１−３２、３３−３４、３５−３６からなるハーフブリッジで構成している。これによって、三相機無停電電源装置を構成することできる。

さらに図５の装置では、コンバータ２は三相の内の二相の入力に対してスイッチング素子２１−２２、２３−２４からなるハーフブリッジで構成し、インバータ３を三相の出力ごとにスイッチング素子３１−３２、３３−３４、３５−３６からなるハーフブリッジで構成すると共に、ローパスフィルタ１０の三相の出力の一つを、三相入力の残りの一つに接続している。これによっても、三相機無停電電源装置を構成することできる。

このような無停電電源装置の内、図４、図５の構成では交流回路が三相になっているため、蓄電池７からの放電電流と、交流電流の大きさの差が単相機と比較して大きくなる。これに対し本発明では、充放電用ＤＣ−ＤＣコンバータ５に流れる放電電流を小さくすることができる。特に、図４では、切換器１８を設けることでコンバータ２を兼用チョッパとして動作可能な相数が２つとなり、放電用ＤＣ−ＤＣコンバータが３並列となる。よって、１台あたりに流れる放電電流はさらに低減する。

さらにこの場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータ５は、コンバータ２やインバータ３に使用するスイッチング素子と同等品のスイッチング素子の使用が可能になる。または、ＤＣ−ＤＣコンバータ５で使用するスイッチング素子の並列数を小さくすることが可能であり、コスト低減化、省スペース化を実現することができる。

また、図３や図５の構成では、コンデンサ６に関わるスイッチング素子が３組または６組であることから、それぞれのスイッチング素子１組あたり１並列である場合に、６素子入りのモジュール品の使用が可能であり、部品点数を減らすことができる。これらの回路も、本発明によりスイッチング素子５２に流れる電流を低減するため、モジュールの定格仕様を下げることができ、低価格化が可能である。

ところで商用電源異常時において、専用チョッパと兼用チョッパの二つの昇圧チョッパ回路を常時動作させる必要はない。これは例えば、専用チョッパのみで停電運転を実施することを基本とし、インバータ３の出力電力があらかじめ設定した閾値を超過した場合に、兼用チョッパを動作させることができる。閾値の設定の方法は様々だが、専用チョッパが単独で動作できる出力電力の限界値を閾値と定めることが適当な手段である。

これにより、商用電源正常時においてインバータ３の出力電力が閾値を超過している場合は、停電運転に切換わる瞬間から兼用チョッパを動作させ、そうでない場合は出力電力が停電運転の際中に閾値を超過した時点から兼用チョッパを動作させる。ただし、切換器１３は兼用チョッパの動作に依らず、蓄電池７側に切換えておく。

また、図４に示した実施の形態例では、放電用昇圧チョッパ回路が３構成であるため、出力電力監視による動作を３段階で実施できる。これにより、軽負荷におけるＤＣ−ＤＣコンバータ全体の効率が高くなる効果が得られる。なお、このような動作の制御は、ローパスフィルタ１０の出力電力を電力判別回路１０１で監視し、その判別出力により制御回路１００の動作の切り換えて行うことができる。

さらに本発明の無停電電源装置においては、商用電源異常時に複数構成の昇圧チョッパ回路のスイッチング周期をずらすことにより、蓄電池７よりコンデンサ６に流れるリップル電流を低減することができる。

すなわち図６、図７には、図１に示した無停電電源装置の実施形態例において、スイッチング周期を揃えた場合（図６）と、半周期ずらした場合（図７）の放電電流のリップル波形図を示す。ここで図６Ｂ、Ｄに示すようにスイッチング素子５２、２２のスイッチング周期が揃っていた場合には、図６Ａに示す放電電流１５と、図６Ｃに示す放電電流１６の波形が一致し、図６Ｅに示すトータル放電電流は大きくなる。

これに対して、図７Ｂ、Ｄに示すようにスイッチング素子５２、２２のスイッチング周期を半周期ずらした場合には、図７Ａに示す放電電流１５と、図７Ｃに示す放電電流１６の波形がずれて、図７Ｅに示すトータル放電電流は小さくなる。この場合にトータル放電電流の波高値は三分の一に減少され、かつリップルの周波数が２倍になっている。なお、このようなスイッチング周期を半周期ずらす制御は制御回路１００で行われる。

従って、蓄電池７のトータルの放電電流のリップル電流の波高値が減少され、また、コンデンサ６で使用される電解コンデンサはリップル電流が高周波であるほど内部温度上昇の影響は小さくなることから、コンデンサ６の温度上昇を低減することができ、コンデンサ６の長寿命化に効果がある。なお、図６と図７に示す波形図は、コンバータ用リアクトル８１とＤＣ−ＤＣコンバータ用リアクトル９のインダクタンスが同値の場合である。

さらに、図８、図９には、図４に示した三相機無停電電源装置の実施形態例において、スイッチング周期を揃えた場合（図８）と、三分の一周期ずつずらした場合（図９）の放電電流のリップル波形図を示す。ここで図８Ｂ、Ｄ、Ｆに示すようにスイッチング素子５２、２２、２４のスイッチング周期が揃っていた場合には、図８Ａに示す放電電流１５と、図８Ｃに示す放電電流１６、図８Ｅに示す放電電流１７の波形が一致し、図８Ｇに示すトータル放電電流は大きくなる。

これに対して、図９Ｂ、Ｄ、Ｆに示すようにスイッチング素子５２、２２、２４のスイッチング周期を三分の一周期ずつずらした場合には、図９Ａに示す放電電流１５と、図９Ｃに示す放電電流１６、図８Ｅに示す放電電流１７の波形がずれて、図８Ｇに示すトータル放電電流は小さくなる。この場合にトータル放電電流の波高値は九分の一に減少され、かつリップルの周波数が３倍になっている。なお、このようなスイッチング周期を三分の一周期ずつずらす制御は制御回路１００で行われる。

従って、この場合においても蓄電池７のトータルの放電電流のリップル電流の波高値が減少され、また、コンデンサ６で使用される電解コンデンサはリップル電流が高周波であるほど内部温度上昇の影響は小さくなることから、コンデンサ６の温度上昇を低減することができ、コンデンサ６の長寿命化に効果がある。なお、図８と図９に示す波形図は、コンバータ用リアクトル８１、８２とＤＣ−ＤＣコンバータ用リアクトル９のインダクタンスが同値の場合である。

さらに、上述の図６〜図９に示した波形図は、駆動波形のオンＤＵＴＹを２５％とした場合であるが、リップルの低減率は、ＤＵＴＹによってその大きさが変化する。すなわち上記の値は、オンＤＵＴＹが２５％で、昇圧チョッパ動作が連続モードであること、またリアクトルのインダクタンスの値が等しいことを条件としたものである。

そして、上述の構成では、オンＤＵＴＹが５０％に近づけば近づくほど、その低減率は大きくなる。すなわち、２スイッチング素子の場合、オンＤＵＴＹ５０％だとリップルはなくなる。また、２スイッチング素子の場合に、オンＤＵＴＹ４０％で六分の一まで低減し、オンＤＵＴＹ３０％で約四分の一に低減（１／３．５）させることができる。さらにオンＤＵＴＹ２５％で三分の一まで低減できるものである。

また、上述の構成では、コンバータ用リアクトル８１とＤＣ−ＤＣコンバータ用リアクトル９のインダクタンスを同値としているが、例えば図１に示した実施形態例で、設計上、交流運転時にコンバータ用リアクトル８１に必要なインダクタンス値が、ＤＣ−ＤＣコンバータ用リアクトル９のインダクタンスと比べかなり小さくする必要の生じる場合がある。その場合には、例えば図１０に示すような回路を構成すればよい。

すなわち図１０では、昇圧チョッパ回路用として、切換器１３と蓄電池７の間に放電運転用リアクトル８４を実装する。この場合に、リアクトル８４には、コンバータ用リアクトル８１との和がＤＣ−ＤＣコンバータ用リアクトル９に相当するようなリアクトルを選定すればよい。これによって、コンバータ用リアクトル８１、８４と、ＤＣ−ＤＣコンバータ用リアクトル９のインダクタンスを同値にすることができる。

さらに制御に関して、専用チョッパと兼用チョッパがもつそれぞれのインピーダンスに差がある場合には、コンデンサ６の直流電圧を対象とした制御のみでは、放電電流１５とリアクトル電流１６はアンバランスする。よって、専用チョッパと兼用チョッパの制御に、放電電流１５とリアクトル電流１６の大きさを任意の比率にする電流制御を加えるほうがよい。

ここで、通常は回路インピーダンスが小さいため、電流をバランスさせるためのパルス調整量はパルス幅に対し微小なる。そこで例えば図１１に示すように、専用チョッパの制御はコンデンサ６の直流電圧制御のみとし、兼用チョッパでは直流電圧制御に必要なデューティに電流が任意な比率になるための電流制御量を付加する。図１１の比率係数９３により、放電電流１５とリアクトル電流１６を任意の比率に設定することが可能である。

また、電流バランス制御の制御量は微小になるので、リミッタ９４は直流電圧ＡＶＲ９２の制御量の十分の一程度でよい。電流バランス制御を実施することにより、リアクトル８１とリアクトル９の素子値にバラツキやインダクタンス値に差がある場合でも、例えばインダクタンスの比が１：２のような場合においても一定の電流比が実現できる。

以上の各実施形態例の説明から明らかなように、本発明に開示された無停電電源装置によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ５に流れる放電電流が低減されることにより、スイッチング素子、リアクトルの低価格化および小型化が図れ、無停電電源装置の低コスト、省スペース化が可能となる。

すなわち、本発明に開示された無停電電源装置によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータに使用するリアクトルの小型化が可能である。また、ＤＣ−ＤＣコンバータに使用するスイッチング素子の選定範囲が広がるので、低価格のスイッチング素子を使用することができる。

さらに、本発明は、特に中小容量無停電電源装置において、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子はコンバータやインバータで使用するスイッチング素子と同一のモジュールで使用することを可能にする。また、大容量無停電電源装置においては、ＤＣ−ＤＣコンバータに使用するスイッチング素子の並列数を小さくすることができる。このように本発明の無停電電源装置によれば、部品数の低減および小型化を図ることができるので、作業工程の縮小および省スペース化が可能となる。

なお本発明は、上述の説明した実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲の記載を逸脱しない範囲において、種々の変形が可能とされるものである。

本発明の一実施の形態例に係る無停電電源装置の構成を示す簡易回路図である。 コンバータ２を構成するスイッチング素子２１、２２に対する電源正常時及び異常時のスイッチング駆動の波形図である。 ハーフブリッジ変換器に適用した本発明の無停電電源装置の実施形態例の簡易回路図である。 一般的な三相機に適用した本発明の無停電電源装置の実施形態例の簡易回路図である。 入出力共通の相をもつ三相機に適用した本発明の無停電電源装置の実施形態例の簡易回路図である。 商用電源異常時に動作する２台の昇圧チョッパ回路のスイッチング周期とそのタイミングが一致する場合の蓄電池放電電流のリップルを表す関係図である。 商用電源異常時に動作する２台の昇圧チョッパ回路のスイッチング周期を半周期ずらした場合の蓄電池放電電流のリップルを表す関係図である。 商用電源異常時に動作する３台の昇圧チョッパ回路のスイッチング周期とそのタイミングが一致する場合の蓄電池放電電流のリップルを表す関係図である。 商用電源異常時に動作する３台の昇圧チョッパ回路のスイッチング周期を三分の一周期ずつずらした場合の蓄電池放電電流のリップルを表す関係図である。 コンバータ用リアクトルが交流動作時と直流動作時で適用するインダクタンスが相違する場合における本発明の他の実施の形態例に係る無停電電源装置の一部を示した簡易回路図である。 ２つの昇圧チョッパに流れる電流のバランスを実現するための制御法の一例を表す簡易ブロック図である。

符号の説明

１…商用電源、２…コンバータ、３…インバータ、４…負荷、５…ＤＣ−ＤＣコンバータ、６…コンデンサ、７…蓄電池、８１〜８３…コンバータ用リアクトル、８４…放電運転用リアクトル、９…ＤＣ−ＤＣコンバータ用リアクトル、１０…ローパスフィルタ、１１…ダイオード、１２…放電運転用スイッチ、１３，１８…切換器、１４…リアクトル、１５…放電電流、１６，１７…リアクトル電流、２１〜２６，３１〜３６，５１，５２…スイッチング素子、９１…直流電圧ＡＶＲ、９２…電流バランス用ＡＣＲ、９３…比率係数、９４…リミッタ、１００…制御回路、１０１…電力判別回路

Claims (4)

1. 商用電源を直流に変換するＡＣ−ＤＣコンバータと、
   前記ＡＣ−ＤＣコンバータで変換された直流電圧を平滑するコンデンサと、
   前記平滑コンデンサで平滑された直流電圧を交流電圧に変換して負荷に電力を供給するインバータと、
   前記商用電源から電力が正常に供給されているときは、前記コンバータで変換された直流電圧を前記インバータに供給すると共に、該直流電圧を降圧して蓄電池を充電し、前記商用電源が異常状態のときは、前記充電された蓄電池の電力を昇圧して放電することにより、前記インバータに直流電力を供給する前記充放電用ＤＣ−ＤＣコンバータと、
   を具備する無停電電源装置において、
   前記ＡＣ−ＤＣコンバータの前段に、前記蓄電池の電力を前記コンバータに供給する切換手段を設け、
   前記商用電源が異常状態のときは、前記切換手段を前記商用電源側から前記蓄電池側に切り換え、前記蓄電池の電力を昇圧して前記ＡＣ−ＤＣコンバータに供給することにより、前記ＡＣ−ＤＣコンバータをＤＣ−ＤＣコンバータとして動作させる
   ことを特徴とする無停電電源装置。
2. 請求項１に記載の無停電電源装置において、
   さらに、出力電力を監視する電力監視手段を設け、
   前記電力監視手段によって前記出力電力の値が閾値を超えたことが検出された場合に、前記ＡＣ−ＤＣコンバータを放電用ＤＣ−ＤＣコンバータとして動作させ、該放電用ＤＣ−ＤＣコンバータを放電経路に複数台配置する
   ことを特徴とする無停電電源装置。
3. 請求項１または２に記載の無停電電源装置において、
   前記商用電源が異常状態のときは、前記充放電用ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング周期と、前記放電用ＤＣ−ＤＣコンバータとして兼用する前記ＡＣ−ＤＣコンバータのスイッチング周期とをずらすことにより、前記平滑コンデンサへ供給する直流電圧のリップル電流を低減させるようにした
   ことを特徴とする無停電電源装置。
4. 請求項１〜３のいずれかに記載の無停電電源装置において、
   前記充放電用ＤＣ−ＤＣコンバータと前記蓄電池との間に充放電の経路を分離する分離手段を設け、充電方向の経路に追加のリアクトルを設ける
   ことを特徴とする無停電電源装置。

Images